CN101753138A

CN101753138A - 双环路频率综合器及其相位噪声分析方法

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Publication number: CN101753138A
Application number: CN200810204498A
Authority: CN
Inventors: 任俊彦; 陈丹凤; 傅海鹏; 李巍; 叶凡; 李宁
Original assignee: Fudan University
Current assignee: Fudan University
Priority date: 2008-12-12
Filing date: 2008-12-12
Publication date: 2010-06-23
Anticipated expiration: 2028-12-12
Also published as: CN101753138B

Abstract

一种双环路频率综合器及其相位噪声分析方法。该双环路频率综合器包含粗调环路和细调环路，所述粗调环路包括依次连接的鉴频鉴相器、电荷泵、滤波电容、压控振荡器和可编程除法器。所述细调环路包括依次连接的鉴频鉴相器、电荷泵、环路滤波器、压控振荡器和可编程除法器，其中，所述鉴频鉴相器、压控振荡器和可编程除法器与所述粗调环路共用。所述双环路频率综合器的相位噪声分析方法通过得到粗调支路、细调支路以及公共环路的传递函数进而得到所述的双环路频率综合器中的每个噪声源的噪声传递函数，该方法得到的双环路频率综合器的相位噪声比相同条件下的单环路频率综合器的相位噪声更低。

Description

双环路频率综合器及其相位噪声分析方法

【技术领域】

本发明涉及一种频率综合器，特别是一种双环路频率综合器及其相位噪声分析方法。

【背景技术】

频率综合器是用于产生稳定、高精度的一系列频率的装置。常见的频率综合器有两种：基于锁相环(PLL)的频率综合器和直接数字频率综合器。其中，基于锁相环的频率综合器具有低成本和高性能的特点，尤其适用于高频综合，已经广泛应用于高速数字系统、数字移动通讯设备和高精度控制系统中来产生准确频率的时钟信号和高频载波信号。

如图1所示，为典型的基于锁相环的频率综合器的结构示意图，它由五部分构成，分别是：分频器(DIV)、鉴频鉴相器(PFD)、电荷泵(CP)、环路滤波器(LF)和压控振荡器(VCO)。其中，PFD用于比较参考时钟clk_ref和反馈时钟clk_fb之间的频率和相位，然后输出标志频率大小和相位差的一定宽度的脉冲信号up和dn；该脉冲经过CP后被转换为电流信号，然后经由LF低通滤波，转换为平滑的电压信号vc；该电压控制VCO使其输出相应的频率信号f_out，此频率同时也是整个锁相环的输出频率；DIV用于将VCO的输出频率分频后再输入给PFD进行比较，从而实现负反馈的环路。整个环路处于稳定工作状态时，VCO的输出频率是参考频率和DIV分频值N的乘积，且其相位和参考频率的相位相对应，通过调整分频值N的大小，可以调整VCO输出的频率大小。

在集成频率综合器中，需要面对一个问题，即器件的参数会随着工艺、电压和温度(PVT)的变化而变化，它会导致VCO的输出频率偏移。特别是在GHz高频段工作时，VCO对寄生参数非常敏感，PVT变化可能会使得VCO的振荡频率偏移到锁相环根本无法锁定的情况。为了克服PVT变化带来的不良影响，一般需要VCO的频率调谐范围非常宽，即使频率向上或向下偏移了，也能够覆盖到所需要的频点。此外，在宽带应用中，常常需要频率综合器覆盖到多个频段，因而VCO的频率调谐范围也要非常宽。但是在一定的可调电压范围内，大的VCO频率调谐范围意味着大的VCO增益，这对于频率综合器的相位噪声性能是很不利的。当VCO的控制电压上有一个微小的变化时，VCO的输出频率变化就会有较大的变化，从而恶化VCO自身的相位噪声贡献。同时，较大的VCO增益，也使得CP和LF的噪声到输出端的传递函数变大，因而CP和LF在输出的噪声贡献变大。此外，随着工艺的进步，电源电压进一步下降，为了覆盖一定的频率范围，就需要进一步提高VCO的增益，其所带来的不利因素就更加明显。在这种情况下，具有两个或者多个输入控制端的VCO是比较合适的。

为了克服频率覆盖范围和VCO增益之间的矛盾，常常使用开关电容阵列来扩大频率调谐范围而不增加VCO的增益。但是由于开关电容阵列中的开关是由MOS管构成，它们的非理想效应，特别是寄生电容和寄生电阻的存在，会影响到VCO的振荡频率，这种影响在高频工作时尤为明显。此外，开关电容阵列中的开关多是外部手动控制，如果要集成在频率综合器内部，实现完全的自动频率锁定，则需要一个比较复杂的自适应频率控制(AFC)电路，来检测VCO的振荡频率，将它与参考时钟的振荡频率比较，再根据比较结果来逐次逼近地调整控制开关的状态，最终达到比较合适的开关状态组合。尽管如此，利用开关电容阵列来扩展调谐范围的方法，所能实现的频率扩展程度还是有限。太多的开关电容阵列，不论是布线还是寄生效应，都不可接受。

综上，研究如何既能克服PVT变化带来的影响，满足频率覆盖的要求，又能保证相位噪声性能，并且实现结构简单，对于宽带频率综合器，尤其是高频低电压宽带高性能的频率综合器，是非常有意义的。

【发明内容】

为解决上述问题，本发明公开了一种双环路频率综合器，包含粗调环路和细调环路，所述粗调环路包括依次连接的鉴频鉴相器(PFD)、电荷泵(CP)、滤波电容、压控振荡器(VCO)和可编程除法器(DIV)。

所述细调环路包括依次连接的鉴频鉴相器、电荷泵、环路滤波器(LF)、压控振荡器和可编程除法器，其中，所述鉴频鉴相器、压控振荡器和可编程除法器与所述粗调环路共用；所述压控振荡器具有第一控制端和第二控制端，其中第一控制端提供给粗调环路，第二控制端提供给细调环路；所述压控振荡器的第一控制端为单端控制端或差分控制端；所述压控振荡器的第二控制端为单端控制端或差分控制端；所述压控振荡器于粗调环路和细调环路上各具有一个电压-频率转换增益，其中粗调环路的电压-频率转换增益大于细调环路的电压-频率转换增益；所述粗调环路单独工作时该双环路频率综合器为非稳态系统，所述细调环路单独工作时该双环路频率综合器为稳态系统；所述粗调环路和细调环路共同工作时该双环路频率综合器为稳态系统。

本发明的另一目的是提供一种双环路频率综合器的相位噪声分析方法，该方法包含如下步骤：

(1)提取双环路频率综合器中每个噪声源的等效噪声源；

(2)分别得到闭环时粗调支路起点、细调支路起点和公共环路起点到输出端的传递函数，其中，所述粗调支路是指所述粗调环路中与所述细调环路不共用的部分，所述细调支路是指所述细调环路中与所述粗调环路不共用的部分，所述公共环路是指所述粗调环路与细调环路共用的部分；

(3)分别得到粗调支路、细调支路和公共环路中每个等效噪声源到输出端的噪声传递函数；

(4)得到双环路频率综合器在输出端的总相位噪声。

其中，步骤(1)中所述噪声源的等效噪声源为噪声源的等效电流、电压或相位噪声；步骤(3)中所述粗调支路的等效噪声源到输出端的噪声传递函数等于所述粗调支路的起点到所述输出端的传递函数除以所述粗调支路的起点到所述等效噪声源的传递函数；步骤(3)中所述细调支路的等效噪声源到输出端的噪声传递函数等于所述细调支路的起点到所述输出端的传递函数除以所述细调支路的起点到所述等效噪声源的传递函数；步骤(3)中所述公共环路的等效噪声源到输出端的噪声传递函数等于所述公共环路的起点到所述输出端的传递函数除以所述公共环路的起点到所述等效噪声源的传递函数；步骤(4)中所述总相位噪声的计算方法为，将所述粗调支路、细调支路和公共环路的每个等效噪声源的功率谱密度分别乘以每一个等效噪声源到输出端的噪声传递函数的模的平方后相加得到总相位噪声。

本发明的有益效果在于，本发明所提供的双环路频率综合器不仅能够利用较低的VCO增益得到较好的相位噪声特性，又能够利用较高的VCO增益满足宽带频率覆盖的要求，使得在单环路频率综合器中难以同时满足的要求同时得到了满足。并且，所述的双环路频率综合器实现简单，只需要在单环路频率综合器的基础上，添加一个电荷泵，一个大电容，和一个VCO的控制端即可实现。

依照所述的双环路频率综合器的相位噪声分析方法，本发明所提供的双环路频率综合器的相位噪声主要由所述的细调环路决定，而所述的粗调环路的相位噪声贡献小到可以忽略。并且，本发明所提供的双环路频率综合器中，所述的粗调环路还能够降低所述的细调环路的相位噪声，使得所述的双环路频率综合器的相位噪声优于单环路频率综合器(细调环路单独工作)的相位噪声。

【附图说明】

图1为现有技术中基于锁相环的频率综合器的结构示意图；

图2为本发明双环路频率综合器的第一种具体实施方式的结构示意图；

图3为本发明双环路频率综合器的第二种具体实施方式的结构示意图；

图4为本发明双环路频率综合器的第二种具体实施方式中粗调环路单独工作时VCO的粗调控制电压的瞬态波形图；

图5为本发明双环路频率综合器的第二种具体实施方式中细调环路单独工作时VCO的细调控制电压的瞬态波形图；

图6(a)为本发明双环路频率综合器的第二种具体实施方式中粗调环路和细调环路协同工作时VCO的粗调控制电压的瞬态波形图；

图6(b)为本发明双环路频率综合器的第二种具体实施方式中粗调环路和细调环路协同工作时VCO的细调控制电压的瞬态波形图；

图7为本发明的双环路频率综合器的第二种具体实施方式中VCO的电压-频率增益曲线例示图；

图8为本发明的双环路频率综合器的第一种具体实施方式中的相位噪声线性模型示意图；

图9为本发明的双环路频率综合器的第一种具体实施方式中粗调环路滤波器取不同值时的相位噪声例示图。

【具体实施方式】

下面结合附图对本发明所提供的具体实施方式作详细的说明。

如图2所示，图2为本发明双环路频率综合器的第一种具体实施方式的结构示意图。一种双环路频率综合器，包括：鉴频鉴相器(PFD)100，电荷泵(CP₁、CP₂)110、120，压控振荡器(VCO)130，分频器(DIV)150，电阻(R₁)、电容(C₁、C₂、C₃)。以上部件共同组成了双环路频率综合器的粗调环路2和细调环路1。其中，PFD100和DIV150为两个环路所共用。VCO130也为两个环路共用，但是VCO130拥有两个输入控制端vc1和vc2，它们分别连接到粗调环路2和细调环路1中的滤波器输出。R₁、C₁串联形成一阶低通滤波器，C₃是为祛除控制电压上的纹波的旁路电容。R₁、C₁和C₃一起构成二阶低通滤波器，作为细调环路的环路滤波器140。但是在粗调环路2中，环路滤波器仅由C2构成，此时没有对应的电阻和它串联。所述双环路频率综合器中，所述的细调环路1包括：PFD100、CP₁110、VCO130、DIV150、R₁、C₁、C₃，它是一个典型的电荷泵型锁相环。所述粗调环路包括：PFD100、CP₂120、VCO130、DIV150、C₂，它是一个非稳态系统，不能独自稳定工作。但是当粗调环路2与细调环路1一同工作时，可以得到一个稳定的系统。所述双环路频率综合器中，不需要对粗调环路2和细调环路1进行切换，两个环路一直协同工作。

如图3所示，图3为本发明双环路频率综合器的第二种具体实施方式的结构示意图。一种双环路频率综合器，包括：鉴频鉴相器(PFD)100，电荷泵(CP₁、CP₂)110、120，压控振荡器(VCO)130，分频器(DIV)150，电阻(R₁、R₁’)，电容(C₁、C₁’、C₂、C₃、C₃’)。以上部件共同组成了双环路频率综合器的粗调和细调两个环路2、1。其中，PFD100和DIV150为两个环路所共用。VCO130也为两个环路共用，但是VCO130拥有三个输入控制端vc、oip和oin，其中，vc是粗调控制端，连接到粗调环路2中的滤波器输出；oip、oin是差分细调控制端，连接到细调环路1中的滤波器输出，差分结构的VCO有利于抑制控制电压oip和oin上的共模噪声对VCO的影响，提高VCO的噪声特性。所述电荷泵CP₁110是全差分型电荷泵，有共模反馈电路(图3中未显示)来稳定CP₁110的共模电压。R₁、C₁、C₃和R₁’、C₁’、C₃’构成两组二阶低通滤波器(即细调环路的环路滤波器140)，分别连接到CP₁110的两路差分输出。所述CP₁110的两路差分输出经过所述两组低通滤波器后连接到所述VCO130的差分细调控制端。在粗调环路2中，VCO130的粗调是单端控制信号，所述电荷泵CP₂120是单端输出的电荷泵，环路滤波器仅由C₂构成，没有电阻和C₂串联。所述双环路频率综合器中，所述细调环路包括：PFD100、CP₁110、VCO130、DIV150、R₁、C₁、C₃、R₁’、C₁’、C₃’，它是一个典型的具有全差分电荷泵和全差分VCO的电荷泵型锁相环。所述粗调环路包括：PFD100、CP₂120、VCO130、DIV150、C₂，它是一个非稳态系统，不能独自稳定工作。但是当粗调环路2与细调环路1一同工作时，可以得到一个稳定的系统。所述双环路频率综合器中，不需要对粗调环路2和细调环路1进行切换，两个环路一直协同工作。

下面以第一具体实施方式为例，根据传统的单环路锁相环的线性分析方法，得到所述双环路频率综合器的线性模型。记电荷泵CP₁和CP₂的充/放电电流分别为I₁和I₂；VCO的细调增益和粗调增益分别为K_v1和K_v2；VCO的细调控制端vc1和粗调控制端vc2上的控制电压分别为V_con1和V_con2；除法器DIV的分频系数为N；电阻R₁的阻值为R，电容C₁和C₂的容值分别为C₁和C₂，电容C₃一般取值为C₁的1/10～1/20，由于它的值较小，下面为了表达式简单明了，姑且把它忽略不计。

如果将第一具体实施方式的频率综合器环路在PFD与DIV之间的连线处断开，并且令PFD的两个输入端clk_ref和clk_fb之间存在一个小的相位误差φ_e，则PFD会产生标志相位误差φe大小的脉冲up或dn，该脉冲信号控制电荷泵CP1和CP2对随后的滤波器进行充电或放电，在一个周期内CP1和CP2的平均充/放电电流分别为I₁φ_e/2π和I₂φ_e/2π，因而在滤波器上产生电压V_con1和V_con2，也即VCO的细调和粗调控制电压：

压控振荡器VCO将电压转换到频率，VCO的增益就是电压到频率的衡量，其单位为Hz/v。相位是频率的积分，因而在s域，所述VCO的细调增益和粗调增益可以分别表示为Kv1/s和Kv2/s，则VCO的输出端的相位为φ_out：

φ_out＝V_con1K_v1/s+V_con2K_v2/s (3)

经过分频器DIV的N分频后，输出相位为φ_outn：

φ_outn＝(V_con1K_v1/s+V_con2K_v2/s)/N (4)

因而整个环路的开环传递函数为H_o(s)，它是相位的传递函数：

将上文中PFD与DIV之间的断开处闭合，则构成负反馈回路，反馈系数为-1。由于最终关注的输出端是VCO的输出，而不是DIV的输出，所以有闭环传递函数H_c(s)：

考察闭环传递函数H_c(s)，它有两个极点s₁，s₂：

当K_v1＝0时，(7)退化为(8)，两个极点在虚轴上，此时与粗调环路单独工作时的情形一样，是一个非稳态系统，系统变得不稳定。

当K_v2＝0或者C₂→∞时，(7)退化为(9)，得到的结果与典型的单环路二阶电荷泵锁相环的结果相同，相当于细调环路单独工作：

将一个非稳态的粗调环路与一个可以稳定的细调环路相结合，如果C₂满足(10)，那么所述双环路频率综合器的传递函数的两个极点可以近似为(9)，此时，环路的小信号行为不会受到粗调环路的影响，波特图、带宽、相位裕度等特性与只有细调环路工作时的情形一样。

因此，依照上述实施例，如果C₂满足(10)，那么非稳态的粗调环路与可以稳定的细调环路相结合，能够得到一个稳定的系统。而依照电荷泵型锁相环的基本理论，较小的VCO增益能够抑制VCO自身的相位噪声，也能抑制电荷泵和环路滤波器的噪声到输出端的传递，并且能够抑制频率杂散，因而细调环路中的VCO增益可以取得较小。而较大的VCO增益才能满足频率覆盖要求和克服PVT变化带来的影响，因而粗调环路中的VCO增益可以取得比较大，它不会恶化所述双环频率综合器的小信号特性。

第二具体实施方式的线性模型推导与第一具体实施方式的相同，只是电荷泵CP1的增益和VCO的细调控制端的增益都是差分的。图4～图6是实施例2中VCO的粗调和细调控制电压的瞬态波形示意图。其中，图4是只有粗调环路工作时，粗调控制端vc上的电压的的瞬态波形，它不能稳定在一个固定电压上。图5是只有细调环路工作时，差分细调控制端oip、oin上的电压的瞬态波形，系统经过一段时间(t₁)的反馈调整后，最终稳定在两个固定的电压上。图6是两个环路都工作时，粗调控制端vc和差分细调控制端oip、oin上的电压的瞬态波形。系统经过一段时间(t₂，t₂＞t₁)的反馈调整后，最终分别稳定在一个固定电压上。

图7是实施例2中的VCO的频率-电压曲线例示图。横坐标为差分细调控制电压，纵坐标为VCO的振荡频率，不同的曲线代表不同的粗调控制电压。当细调控制电压变化时，VCO频率发生变化，但是变化量很小，表征小的细调VCO增益K_v1。当粗调控制电压变化时，VCO频率发生变化，并且变化量很大，表征大的粗调VCO增益K_v2。

根据本发明的目的，提供了一种适用于双环路频率综合器的相位噪声分析方法。以第一具体实施方式为例，其相位噪声线性模型如图8所示。其中，i_n1和i_n2分别代表CP₁和CP₂所产生的等效电流噪声；v_n代表环路滤波器LF₁所产生的等效电压噪声；θ_n为VCO的相位噪声；θ_d为DIV的相位噪声；θ_i为参考时钟的相位噪声。当参考时钟是性能较好的晶振时，θ_i的噪声贡献可以忽略。由于在粗调环路中，环路滤波器只有电容没有电阻，所以在LF₂后面没有相应的等效电压噪声。由于VCO为粗调和细调两个环路所共用，所以VCO的相位噪声位于公共通路中。

记A和B分别为细调环路和粗调环路中从PFD到VCO输出端的传递函数，则有：

其中，K_cp1和K_cp2分别为PFD&CP₁和PFD&CP₂的增益，且K_cp1＝I₁φ_e/2π，K_cp2＝I₂φ_e/2π。K_v1、K_v2与上文中的相同，分别为VCO的细调和粗调增益。H₁(s)为环路滤波器LF₁的传递函数，在第一具体实施方式中，为了计算简单不计入较小的C₃的影响，则H₁(s)＝R+1/sC₁。

那么根据上文中开环传递函数和闭环传递函数的推导，开环传递函数H_o(s)和闭环传递函数H_c(s)分别可以记做：

若记H_cA(s)和H_cB(s)分别为图8中A点和B点到输出端的闭环传递函数，则有：

根据单环路电荷泵型锁相环的噪声分析理论，可以得到所述双环路频率综合器的每个等效噪声源的噪声传递函数如下：

H_d＝H_c(s) (17)

其中，H_d，H_i1，H_i2，H_v，H_n分别为θ_d，i_n1，i_n2，v_n，θ_n的噪声传递函数。若记S_d，n(s)，S_i1，n(s)，S_i2，n(s)，S_v，n(s)，S_vco，n(s)分别代表θ_d，i_n1，i_n2，v_n，θ_n的等效噪声功率谱密度，则输出端总的相位噪声可以S_o(s)表示为：

S_o(s)＝S_d，n(s)|H_d|²+S_i1，n(s)|H_i1|²+S_i2，n(s)|H_i2|²+S_v，n(s)|H_v|²+S_vco，n(s)|H_n|² (22)

考察(11)，(12)，如果C₂满足(10)，则有B＞＞A。考察(15)，(16)，当B＞＞A时，H_cA(s)近似为A/(1+A/N)。而H_cB(s)非常小，几乎可以忽略。并且(14)中的H_c(s)也可近似为A/(1+A/N)。因而(22)中的H_d，H_i1，H_v和H_n与细调环路单独工作时的情形相同；而粗调环路中的噪声源i_n2，则由于它的传递函数H_i2非常小，其噪声贡献可以忽略。因此，整个双环路频率综合器的相位噪声主要由细调环路决定。

一般来说，对于电荷泵型锁相环的相位噪声特性，其带内的相位噪声主要由电荷泵和滤波器贡献，而带外的相位噪声主要由VCO贡献。考察(15)，(18)，(20)，(21)可以发现，细调环路的电荷泵和滤波器的噪声传递函数H_i1、H_v以及VCO的噪声传递函数H_n中，相对于单环时的传递函数多了一个B在分母中，如果未采取任何近似。这就意味着，粗调环路的存在，使得细调环路的CP₁、LF₁、VCO的噪声传递函数比起它单独工作时反而变小了，也就是在输出端的总的相位噪声变小了。这是一个值得注意的结论。因为一般而言，两个环路的噪声总会比一个环路的要差些。由于C₂与B成反比，因此C₂越小，相位噪声特性会越好。但是由于稳定性的要求，C₂不能太小。参见图9，图9是不同C₂取值对相位噪声影响的例示图，其在频偏1MHz处的相位噪声被放大于左下角。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围内。

Claims

1.一种双环路频率综合器，包含粗调环路和细调环路，其特征在于，所述粗调环路包括依次连接的鉴频鉴相器、电荷泵、滤波电容、压控振荡器和可编程除法器。

2.根据权利要求1所述双环路频率综合器，其特征在于，所述细调环路包括依次连接的鉴频鉴相器、电荷泵、环路滤波器、压控振荡器和可编程除法器，其中，所述鉴频鉴相器、压控振荡器和可编程除法器与所述粗调环路共用。

3.根据权利要求1所述双环路频率综合器，其特征在于，所述压控振荡器具有第一控制端和第二控制端，其中第一控制端提供给粗调环路，第二控制端提供给细调环路。

4.根据权利要求3所述双环路频率综合器，其特征在于，所述压控振荡器的第一控制端为单端控制端或差分控制端。

5.根据权利要求3所述双环路频率综合器，其特征在于，所述压控振荡器的第二控制端为单端控制端或差分控制端。

6.根据权利要求1所述双环路频率综合器，其特征在于，所述压控振荡器于粗调环路和细调环路上各具有一个电压-频率转换增益，其中粗调环路的电压-频率转换增益大于细调环路的电压-频率转换增益。

7.根据权利要求1所述双环路频率综合器，其特征在于，所述粗调环路单独工作时该双环路频率综合器为非稳态系统，所述细调环路单独工作时该双环路频率综合器为稳态系统。

8.根据权利要求1所述双环路频率综合器，其特征在于，所述粗调环路和细调环路共同工作时该双环路频率综合器为稳态系统。

9.一种如权利要求1所述的双环路频率综合器的相位噪声分析方法，其特征在于，包含如下步骤：

(1)提取双环路频率综合器中每个噪声源的等效噪声源；

(4)得到双环路频率综合器在输出端的总相位噪声。

10.根据权利要求9所述的双环路频率综合器的相位噪声分析方法，其特征在于，步骤(1)中所述噪声源的等效噪声源为噪声源的等效电流、电压或相位噪声。

11.根据权利要求9所述的双环路频率综合器的相位噪声分析方法，其特征在于，步骤(3)中所述粗调支路的等效噪声源到输出端的噪声传递函数等于所述粗调支路的起点到所述输出端的传递函数除以所述粗调支路的起点到所述等效噪声源的传递函数。

12.根据权利要求9所述的双环路频率综合器的相位噪声分析方法，其特征在于，步骤(3)中所述细调支路的等效噪声源到输出端的噪声传递函数等于所述细调支路的起点到所述输出端的传递函数除以所述细调支路的起点到所述等效噪声源的传递函数。

13.根据权利要求9所述的双环路频率综合器的相位噪声分析方法，其特征在于，步骤(3)中所述公共环路的等效噪声源到输出端的噪声传递函数等于所述公共环路的起点到所述输出端的传递函数除以所述公共环路的起点到所述等效噪声源的传递函数。

14.根据权利要求9所述的双环路频率综合器的相位噪声分析方法，其特征在于，步骤(4)中所述总相位噪声的计算方法为，将所述粗调支路、细调支路和公共环路的每个等效噪声源的功率谱密度分别乘以每一个等效噪声源到输出端的噪声传递函数的模的平方后相加得到总相位噪声。