CN101674055B - 自适应突发信号接收再生放大器 - Google Patents

Abstract

自适应突发信号接收再生放大器，涉及数字通信技术领域。现有技术存在接收灵敏度低、无自适应能力的缺陷，本发明包括交流耦合电路、高通滤波电路和正反馈放大电路，通过一系列高低通滤波器和多级放大器组合，实现突发信号逐比特恢复，提高了接收灵敏度；信号输入到信号放大再生输出整个过程均自动完成，具有完善的自适应功能。

Description

自适应突发信号接收再生放大器

技术领域

本发明涉及数字通信技术领域，具体是一种具有完善自适应功能的突发信号接收再生放大器。它将输入的突发数字电压信号流进行放大处理，使突发信号在突发再生放大器的输出端得以幅度再生，即输出信号流所有比特的电平和相位关系能够被后续的数字处理电路或模块正确识别。

背景技术

自从数字通信被发明以来，突发数字信号的传输，不论是光传输还是电传输，都是一大难题，之所以成为难题，主要是突发信号接收和再生放大器(Regeneration Amplifier)难以实现。传统的数字传输技术是将原本具有突发特性的信源信号，先经过信道处理，如扰码和信道编码，使突发的信源信号流转变为随机平衡信号流，即信号幅度和传号率随时间统计无快速变化的信号流，亦即信号流平均能量随时间基本稳定的信号流，然后再进行传输，其代价是增加了传输设备的复杂程度和制造及维护成本。随着光通信技术的推广和社会信息化的进展，光纤用户接入网和光纤到户的需求日益迫切，无源光网络(PON)成为光接入网最终解决方案已是世界共识。而PON系统的核心技术之一，就是突发信号的接收再生，其包括突发光接收前置放大器和本发明所涉及的突发信号再生放大器(也称后置放大器)，其中，突发光接收前置放大器的功能是将突发光信号接收并不失真地将其转换成突发的电压信号，而突发信号接收再生放大器的作用是将上述突发电压信号进一步放大，并使各种不同幅度的突发电压信号再生为具有统一的数字逻辑电平的电压信号，即其输出信号幅度均为同一数字逻辑电平，例如TTL电平、PECL电平、LVPECL电平等等。

突发信号接收再生放大器是一种较新的技术装置，目前其主要用于光纤接入网，即无源光网络(PON)，其中包括EPON和GPON。现有技术推动了PON的应用和发展，尤其是EPON的推广应用。但现有技术仍存在不足，例如接收灵敏度较传统的随机平衡信号接收机的接收灵敏度低，且多数技术仍不适用与GPON。部分技术(如可变门限突发信号接收机)不具备自适应能力等。

发明内容

为了解决现有技术中存在的接收灵敏度低、无自适应能力的问题，本发明提供一种自适应突发信号接收再生放大器，以达到提高接收灵敏度、自适应工作的目的。

为此，本发明采用以下技术方案：自适应突发信号接收再生放大器，具有突发信号输入端和再生信号输出端，用于向负载电路提供信号幅度统一的数字逻辑电平，所述自适应突发信号接收再生放大器的特征在于包括：

从突发信号输入端接收突发信号的高通滤波电路，用于将突发信号的基线推移至信号幅度的平均中线，以使信号能量平均分布在已处于平均中线位置的基线的上下方，且高通时间常数小于所述输入突发信号的1比特时间；

等效输出阻抗值为定值的平衡放大电路，与所述高通滤波电路输出端相连接，用于将所述高通滤波电路的输出的小信号进行放大而大信号进行限幅处理，其使经过处理后的信号的基线仍为信号幅度的平均中线；

与所述平衡放大电路输出端相连接的正反馈放大电路，包括放大电路和连于放大电路输入及输出端的低通正反馈回路，用于消除所述平衡放大电路的输出信号中因交流耦合电路和高通滤波电路所引起的信号失真，从而使信号中的低频和直流分量得以再生，且所述低通正反馈回路的低通时间常数与所述高通时间常数相同。

本发明将输入的突发电压信号通过高通滤波电路将幅度不同的突发电压信号的基线推移至信号中线，从而得到一条统一的识别不同幅度突发信号的基准线。平衡放大电路对上述经基线推移的小信号放大，对大信号限幅。正反馈放大电路对信号进行放大限幅，再生由于上述交流耦合和高通网络传递而损失的信号低频分量及直流分量。从而使幅度不同的输入突发信号再生为具有统一逻辑电平的数字信号。其信号输入到信号放大再生输出整个过程均自动完成，无需外部干预，因而具有完善的自适应功能。且该突发信号接收再生放大器，如上所述，是通过一系列高低通滤波器和多级放大电路组合，实现突发信号逐比特恢复，响应速度快，不存在响应时延，可适用于各种线路码型的突发信号流的接收再生放大。

作为对上述技术方案的完善和补充，本发明进一步采取如下技术措施或是这些措施的任意组合：

所述高通滤波电路通过一交流耦合电路与突发信号输入端相连，该交流耦合电路包括输入信号控制电路，用于将耦合输入的信号中幅度低于一固定值的信号无衰减通过，而幅度高于所述固定值的信号予以衰减后通过；及射极跟随器，用于将所述输入信号控制电路输出的信号送入所述高通滤波电路。其中，所述交流耦合电路的耦合时间常数至少大于所述高通滤波器的高通时间常数1个数量级。

所述输入信号控制电路包括二极管。

所述交流耦合电路还包括与所述输入信号控制电路相连接的射极跟随器。

所述交流耦合电路为电容耦合电路。

所述正反馈放大电路的输出端与再生信号输出端之间设有输出缓冲电路，用于将所述正反馈放大电路与所述负载电路相隔离。

所述的高通滤波电路由连于交流耦合电路输出端的滤波电容和平衡放大电路的等效输入阻抗构成。

当接入的突发信号为差分互补信号时，所述平衡放大电路包括差分放大电路和用于将所述差分放大电路的输出信号反馈回输入端以消除正负相信号增益不平衡的平衡控制负反馈回路。

所述平衡放大电路中的差分放大电路包括串联的第一差分放大器和第二差分放大器，所述的平衡控制负反馈回路包括依次相连的缓冲隔离电路、差模抑制滤波器和比较放大器。

所述平衡放大电路还包括连接在所述第二差分放大器输出端的两射极跟随器及分别连接在所述两射极跟随器输出端且用于使正负相的等效输出阻抗都为定值的正相稳定电阻和负相稳定电阻。

所述的低通正反馈回路包括连接在所述平衡放大电路输出端的正相和负相的反馈电阻和连接在所述反馈电阻输入端的低通滤波器。

所述正反馈放大电路中的放大电路包括串联的第三差分放大器和第四差分放大器。

所述正反馈放大电路还包括分别与所述第三差分放大器输出端相连接且用于将所述第三差分放大器的信号送入第四差分放大器的射极跟随器。

还包括一连接在所述正反馈放大电路输出端的监测告警电路，用于当正反馈放大电路输出的信号中断时发出告警信号。

所述的监测告警电路包括：

缓冲隔离电路，与正反馈放大电路输出端相连，用于隔离监测告警电路对正反馈放大电路的影响；

与缓冲隔离电路相连的微分电路，用于隔离缓冲隔离电路静态输出电平的不确定性；

连于微分电路输出端的施密特基线再生电路，用于将微分电路的微分脉冲信号转换成有稳定直流基线的数字信号；

连于施密特基线再生电路输出端的直流耦合峰值检波电路，用于对施密特基线再生电路的输出信号进行峰值检波，避免交流耦合带来的基线波动；

连于直流耦合峰值检波电路输出端的放大输出电路，用于将直流耦合峰值检波电路的输出信号放大并转换为系统所要求的数字电平，输出监测告警信号；

连于施密特基线再生电路输出端与输入端之间的自动复位电路，用于将施密特基线再生电路输出的超时高电平信号反馈回施密特基线再生电路的输入端，生成低电平信号输出。

需要偏置电压的各电路的偏置电压由一具有温度补偿和工艺偏差补偿的偏置电压源提供。

有益效果：本发明通过一系列高低通滤波器和多级放大器组合，实现突发信号逐比特恢复，响应速度快，响应时延可以忽略，从而可以有效压缩突发信号的包间间隙，提高信道的带宽利用率，并适用于各种码型传输，例如EPON、GPON，随机平衡信号流等。从信号输入到再生输出的整个回路增益高，其电压增益可达50dB，且通过优化电路中各级高低通滤波器使整个放大再生回路具有良好的噪声抑制能力，从而提高了接收灵敏度；信号输入到信号放大再生输出整个过程均自动完成，无需外部干预(如外部提供复位信号等)，具有完善的自适应功能；本发明还具有小信号检出能力和较大的突发电压信号输入动态范围。

附图说明

图1为本发明一实施例的原理框图；

图2为本发明突发信号再生过程主要波形图；

图3为本发明一实施例的电路图；

图4为本发明平衡控制负反馈回路的电路结构框图；

图5为本发明监测告警电路的电路结构框图；

图6为本发明TDMA通道状态监测示例图。

具体实施方式

如图1所示的自适应突发信号接收再生放大器，其中1、2为其两个差分互补突发信号的输入端，1为正相输入，2为负相输入，两个较大的耦合电容3、4容量相等，分别连接两个输入端，与后级输入阻抗构成对称的较大的交流耦合常数，使输入信号交流耦合至下一级电路。

输入信号控制电路5的作用是使小信号以0dB增益通过，而对大信号衰减，以避免大信号引起后级电路输入过载，减少大信号失真，增加本发明突发信号接收再生放大器的输入信号动态范围。

两个相等的电容6、7的容量足够小，两个相等的电阻8、9实际为后续电路的等效输入阻抗。电容6、7和电阻8、9构成两个对称的高通滤波器，其高通时间常数足够小，例如约等于被传输信号的二分之一比特。两个高通的输入端分别与上述输入信号控制电路的输出端连接。上述输入信号控制电路的输出信号，经过该高通滤波器网络后，其基线被推移至不同幅度的突发信号的中心线，因而得到一条对不同幅度突发信号完全统一的幅度识别基准线。

第一差分放大器10与第二差分放大器11串联，其差分互补输入端分别与上述高通网络的两个输出端连接。一个平衡控制负反馈回路12跨接于该平衡差分放大器的输出和输入端。该平衡控制负反馈回路12检出平衡差分放大器输出端的直流偏差，负反馈到第一差分放大器的输入端，以此保证差分放大器的良好平衡特性，提高其共模抑制比，降低电路噪声。由第一差分放大器10、第二差分放大器11和平衡控制负反馈回路12组成平衡放大电路，其输出电压直流偏差小于或等于1mV。该平衡差分放大器将上述高通的输出信号放大，电压增益约为35dB，并确保不同幅度的突发信号幅度识别的统一基准线始终保持在信号中线。在此，所述的平衡放大电路由两级差放构成，而在实际实施中所述的平衡放大电路可以由n1级差放串联构成，其中n1为正整数：1，2，3....。

两个电阻13、14连接在上述平衡差分放大器的两个互补输出端，使上述平衡差分放大器的输出阻抗为设定值，以利于确定下述正反馈放大器的反馈量。

正反馈放大电路，其由第三差分放大器15和第四差分放大器16串联，正反馈放大电路输入端与上述电阻13、14连接，经上述平衡差分放大器放大后的信号，直接传输至回路的输入端，第三差分放大器15和第四差分放大器16对其进行放大，放大后的信号从输出端经过一个低通滤波器网络17和电阻器18、19正反馈到第三差分放大器15的两个互补输入端，从而构成正反馈放大电路，其正反馈量由电阻18、19和上述电阻13、14之间的比例确定。通过这一正反馈放大电路，消除上述交流耦合和上述高通网络引起的信号失真，再生信号中的低频分量和直流分量，通过优化反馈低通的频响和正反馈量，经过正反馈放大电路放大后的信号具有良好的相位抖动特性和良好的信噪比，并使突发信号再生为一致的幅度输出。正反馈放大电路的电压增益约为18dB。在此，所述的正反馈放大电路由两级差放串联构成，在实际实施中，其可以通过n2级差放构成，其中n2为正整数：1，2，3....。

监测告警电路20，其输入端与上述正反馈放大电路的正相输出连接，在本发明用于对多点信号(多信源信号)接收时，其可以用来监测每个输入通道的信号状态。当输入信号中断时发出告警电平。在一些情况下，其输入端亦可与上述正反馈放大电路的负相输出连接，此时只需要在监测电路中进行相应的正负极性处理即可。

输出缓冲电路21和输出端22、23。其输入端与上述正反馈放大电路的输出端连接。其主要作用之一是将上述正反馈放大电路与输出端隔离，以避免输出负载的影响，保证回路稳定工作。其作用之二是输出设定的数字逻辑电平信号。输出端22和23作为本发明突发信号接收再生放大器的再生信号输出端口，即幅度再生后的突发信号由22和23输出，其中22为正相输出，23为负相输出。

如图2，其表示本发明突发信号接收再生放大器较佳实施例中信号再生过程主要波形图。图中波形a，b，c，d，e均以正相信号为例。

参照图1和图2，对照图2中的波形与图1中信号再生过程的相应位置，可以清楚表明突发信号在本发明提供的突发信号接收再生放大器较佳实施例中的幅度再生过程。图2a为输入突发信号波形，该波形在图1中的对应位置为输入端1，显然该波形不能直接被平衡差分放大器放大，否则部分信号会丢失。图2b为输入信号先经过上述输入信号控制电路、高通网络处理，再经过上述平衡差分放大器放大后的信号波形，该波形在图1中的对应位置为上述第二差分放大器11的正相输出端。从图2b可见，该波形中的不同幅度信号有一条统一的基准识别线(0线)，如图中虚线所示。信号能量在0线上下方均匀分布。图2c为上述正反馈放大电路中低通反馈网络的输出信号波形，即正反馈信号波形。该波形在图1中的对应位置为低通网络17的正相输出端。图2d为图2b与图2c两个波形相加后的波形，即d＝b+c。从图中可以看到，b，c相加后，已基本消除由上述交流耦合和高通网络带来的信号失真。该波形2d对应于上述正反馈放大电路的正相输入端即第三差分放大器15的正相输入端。图2e为经上述正反馈放大电路放大限幅再经输出缓冲电路输出的信号波形，其对应于图1中的位置为输出端22。图中可以看到，至此不同幅度的突发信号已经完成幅度再生，输出信号为设定的数字逻辑电平信号。

图3表示的本发明实施例中，两个电容器C1和C2，分别与两个电阻器R1，R2串联连接，两个方向相反的二极管D1和D2并联后跨接于R1和R2的另两个端点，电阻器R3，R4相互串联后跨接于并联二极管D1、D2的两端。两个电阻器R5、R6相互串联，R5的另一端连接电源VCC，R6的另一端接地。R3、R4的串联连接点与R5、R6的串联连接点相连接。晶体管Q1，其集电极接电源VCC，其发射极通过一个电阻器R7接地，其基极与二极管D1的正极及D2的负极连接，构成一个射极跟随器。晶体管Q2其集电极接电源VCC，其发射极通过一个电阻器R8接地，其基极与二极管D1的负极及D2的正极连接，构成另一个射极跟随器。

按上述连接，构成一个交流耦合输入的差分互补输入信号控制电路。合理选择C1、C2和电阻R1～R8的参数，射极跟随器使交流耦合时间常数足够大，以致当至少72比特连号脉冲通过时，其顶部倾斜量不超过脉冲幅度的5％。差分互补信号的正相信号从C1输入，负相信号从C2输入。当输入信号幅度小于D1、D2的导通电压时，D1、D2不导通，且R1、R2阻值较R3、R4的阻值小一个数量级，所以输入信号无衰减通过，并从Q1和Q2的发射极输出。当输入信号幅度大于等于D1、D2的导通电压时，D1或D2导通，所以输入信号被衰减，衰减后的信号从Q1和Q2的发射极输出。在一些情况下，该差分互补输入信号控制电路可以省略，突发信号直接从电容器C3和C4接入后续电路。

晶体管Q3、Q4、Q5和电阻器R9、R10、R11、R12、R13、R14、R15构成本发明实施例电路的第一差分放大器，其中Q3、Q4的发射极与Q5的集电极连接，Q3、Q4的集电极分别通过电阻R11和R12连接电源VCC，Q5的发射极通过电阻R13接地。Q5作为差分放大器的恒流源，其基极连接Vbias，Vbias为本发明电路中专为各级差分放大器恒流源设定的一个具有温度补偿和工艺偏差补偿功能的偏置电压源。R9和R10相互串联后，R9的另一端接VCC，R10的另一端接地。R9和R10的串联连接点与晶体管Q3的基极连接，为Q3提供基极偏置电压。R14与R15相互串联后，R14的另一端接电源VCC，R15的另一端接地，R14、R15串联连接点与晶体管Q4的基极连接，为Q4的基极提供偏置电压。另外，电容器C3的两端分别与Q3的基极以及上述晶体管Q1的发射极连接；电容器C4的两端分别与Q4的基极以及上述晶体管的Q2的发射极连接。

按上述连接，电容器C3和与晶体管Q3基极相连接的等效阻抗构成一个高通滤波器，其将上述晶体管Q1发射极输出的正相信号耦合至上述晶体管Q3的基极，即上述差分放大器的正相输入端。电容器C4和与晶体管Q4基极相连接的等效阻抗构成另一个高通滤波器，其将上述晶体管Q2发射极输出的负相信号耦合至上述晶体管Q4的基极，即上述第一个差分放大器的负相输入端。在此，两个高通滤波器的特征是：其高通时间常数相等，且足够小，约为相应传输信号的1/2比特～1比特。即其时间常数τ小于等于1比特，以使幅度不同的突发信号经高通传输后，信号基线被推移至信号幅度的平分线，信号能量在基线的上下方平均分布，以便对信号进行平衡差分放大。在此由于高通时间常数较上述电容C1、C2交流耦合时间常数小一个数量级以上，所以，其高通传递函数受交流耦合时间常数的影响可以忽略，即小信号从上述电容C1，C2输入经上述输入信号控制电路到高通输出的信号传递函数仍为单级高通传递函数，其传递函数为H(ω)1且：

$H\left(\mathrm{\ω}\right)1=\frac{1}{1+\frac{1}{\mathrm{j\ω\τ}}}......\left(1\right)$

式(1)中j为复数因子，ω为信号中各频率分量的角频率。

晶体管Q6、Q7和电阻器R16、R17构成两个射极跟随器。其中Q6的集电极接电源VCC，其发射极通过电阻R16接地，其基极与上述晶体管Q4的集电极连接。Q7的集电极接电源VCC，其发射极通过电阻R17接地，其基极与上述晶体管Q3的集电极连接。

按上述连接，构成两个射极跟随器，其将经上述第一个差分放大器放大的信号传输输出至下级电路，其中Q6的发射极输出正相信号，Q7的发射极输出负相信号。这两个射极跟随器的作用是推移上述第一差分放大器输出的直流工作点，使之与后级电路输入端工作点匹配。同时降低了上述第一个差分放大器的输出阻抗。

晶体管Q8，Q9的发射极与晶体管Q10的集电极连接，Q8的集电极通过一个电阻器R18连接电源VCC，Q9的集电极通过电阻器R19连接电源VCC，Q10的发射极通过电阻器R20接地。Q10的基极连接偏置电压源Vbias，Q8、Q9的基极分别与上述晶体管Q6、Q7的发射极连接。

按上述连接晶体管Q8、Q9、Q10及电阻器R18、R19、R20构成本发明实施例电路的第二差分放大器。上述射极跟随器的输出信号被传输到该差分放大器的正负相输入端即Q8和Q9的基极并被该差分放大器进一步放大或对称限幅。被其放大或放大限幅后的互补差分信号分别从Q8和Q9的集电极输出。

一个平衡控制负反馈回路跨接在上述第二差分放大的输出端和上述第一差分放大器的输入端，即平衡控制负反馈回路的两个输入端分别与上述晶体管Q8、Q9的集电极连接，其两个输出端分别与上述晶体管Q3、Q4的基极连接，后面有专门补充，将较详细描述平衡控制的电路结构和作用方式。

按上述连接，平衡控制检测上述第二差分放大器两个差分互补输出端之间的直流电压偏差，并将这一偏差放大后负反馈至上述第一差分放大器的输入端，叠加在这一直流电压偏差上的交流分量被滤除，相应滤波器的高频端截止频率至少低于被传输信号比特频率fb的1/10⁴，从而对交流信号不产生影响。以此消除由于电路元件工艺偏差而引起的差分放大器正负相增益不平衡，提高共模抑制比，降低电路噪声，从而提高电路检出小信号的能力即提高检出灵敏度。

如上所述，由上述第一差分放大器，第二差分放大器、射极跟随器以及平衡控制负反馈回路组成平衡放大电路，其特征是互补输出端直流电压偏差小于等于1mV，正负相交流电压增益偏差约等于零。串联放大电压增益A≈35dB。

晶体管Q11，其集电极连接电源VCC，其发射极通过电阻器R22接地，其基极与上述晶体管Q9的集电极连接。晶体管Q12，其集电极连接电源VCC，其发射极通过电阻器R21接地，其基极与上述晶体管Q8的集电极连接。

按上述连接，由Q11、Q12、电阻器R21和R22构成两个射极跟随器，这两个射极跟随器将经过上述两级串联平衡差分放大器放大或放大限幅的信号传输至后续电路。其中Q11的射极输出正相信号，Q12的射极输出负相信号。

电阻器R23的一端与上述晶体管Q11的发射极连接，其另一端与下述后续电路连接。电阻器R24的一端与上述晶体管Q12的发射极连接，其另一端与下述后续电路连接。

按上述连接，与上述晶体管Q11、Q12相应的射极跟随器的输出信号将经过电阻器R23、R24传输并输出至下一级电路，也就是说电阻器R23、R24的一端为差分信号输入端，另一端为输出端，其作用是使相应的输出阻抗为稳定的设定值，其约等于R23和R24的阻值。这样便于量化下述正反馈放大器的反馈量。

晶体管Q13、Q14的发射极与晶体管Q15的集电极连接。Q13、Q14的集电极分别通过电阻器R25和R26连接电源VCC，Q15的发射极通过电阻器R27接地，Q15的基极连接偏置电压Vbias。Q13、Q14的基极分别与上述电阻器R23、R24的输出端连接。

按上述连接，晶体管Q13、Q14、Q15和电阻器R25、R26、R27构成本发明实施例电路的第三差分放大器。被上述两极串联平衡差分放大器(第一和第二)处理后的信号经过上述电阻器R23、R24传输至第三差分放大器的输入端。

晶体管Q16、Q17，其集电极接电源VCC，其发射极分别通过电阻器R29和R28接地，其基极分别与上述晶体管Q14和Q13的集电极连接。

按上述连接，晶体管Q16、Q17和电阻器R28、R29构成两个射极跟随器，其对上述第三差分放大器的输出信号进行传输，并分别从Q16、Q17的发射极输出正负相差分信号。其作用是推移电路的静态工作点，使之与下一级电路输入端工作点匹配，同时降低输出阻抗。

晶体管Q18、Q19的发射极与晶体管Q20的集电极连接。Q18、Q19的集电极分别通过电阻器R30和R31连接电源VCC，Q20的发射极通过电阻器R32接地，其基极与偏置电压Vbis连接。Q18、Q19的基极分别与上述晶体管Q16、Q17的发射极即上述射极跟随器的输出端连接。

按上述连接，晶体管Q18、Q19、Q20和电阻器R30、R31、R32构成本发明实施例第四差分放大器。该差分放大器通过由上述晶体管Q16、Q17构成的射极跟随器与上述第3级差分放大器串联，对第3级差分放大器的输出信号进行放大限幅。

两个低通滤波器，其中低通滤波器1的输入端与上述第四差分放大器的正相输出端即上述晶体管Q19的集电极连接，其输出端通过电阻器R33与上述第三差分放大器的正相输入端即上述晶体管Q13的基极连接。低通滤波器2的输入端与上述第四差分放大器的负相输出端即上述晶体管Q18的集电极连接，其输出端通过电阻器R34与上述第三差分放大器的负相输入端即上述晶体管Q14的基极连接。其中R33比上述电阻器R23阻值大一个数量级，R34比上述电阻R24阻值大一个数量级。

按上述连接，上述第三差分放大器，第四差分放大器，低通反馈网络等组成一个两级串联正反馈放大电路，在低通滤波器1和低通滤波器2的低通时间常数相等并约等于上述由于电容器C3和C4形成的高通滤波器的高通时间常数，即设定上述高通和低通的时间常数相等且等于τ，且如上所述τ≤1比特。当上述第三差分放大器和第四差分放大器串联放大增益为B，且上述电阻器R23、R24和电阻器R33、R34的阻值满足条件：

$\frac{R23}{R23+R33}=\frac{R24}{R24+R34}=\frac{1}{B}$ 时，根据反馈公式可以计算出小信号从电阻器R23、R24经上述第三差分放大器与第四差分放大器以及低通反馈网络组成的正反馈放大电路输出过程的传递函数：

$H\left(\mathrm{\ω}\right)2=B(1+\frac{1}{\mathrm{j\ω\τ}})......\left(2\right)$

综上所述，至此可以计算出小信号自本发明实施例电路的输入端至上述第四差分放大器输出端的传递函数H(ω)3，参照上述说明，则

$H\left(\mathrm{\ω}\right)3=H\left(\mathrm{\ω}\right)1\·A\·B(1+\frac{1}{\mathrm{j\ω\τ}})......\left(3\right)$

将式(1)代入式(3)得到

H(ω)3＝A·B.................................(4)

式(4)中A和B均为正实数。

从上述传递函数H(ω)3＝A·B可以看到，小信号从本发明实施例电路的输入端至第四差分放大器的输出端，其传递函数中的复数项被消除，亦即电路中的所有高低通滤波器引起的信号失真被均衡和消除，整个传递函数H(ω)3为正实数增益。其中A≈35dB，B≈18dB，总增益可达53dB。至此突发信号得以放大再生。并有很高的信号检出灵敏度。

从上述传递函数H(ω)3还可以看到，其等于一个正实数，电路中的高通效应被消除，也就是说电路的频响通带低端截止频率为直流(零频)，因而只要设计电路的频响通带高端截止频率大于或等于被传输信号比特率fb，该信号即被无损伤放大再生，与线路码型频谱无关。也就是说本发明提供的突发信号接收再生放大器，可以适用于任何线路码型的突发信号的接收放大再生。

晶体管Q21和Q22，其集电极分别连接电源VCC，其发射极分别通过电阻器R35和R36接地，其基极分别与上述晶体管Q19和Q18的集电极连接。

按上述连接，Q21，Q22和电阻器R35、R36构成两射极跟随器，其作为本发明实施例突发信号接收再生放大器的缓冲输出电路。其中Q21的发射极输出差分信号的正相信号，Q22的发射极输出差分信号的负相信号。缓冲输出电路的作用是隔离输出负载与上述前级正反馈回路，使正反馈回路不受输出负载影响，工作稳定。其另一作用是输出设定的数字逻辑电平。该缓冲输出电路可根据实际需要选择设置。

一个监测告警电路，其输出端与上述晶体管Q19的集电极即上述第四差分放大器的正相输出连接。其输出端输出监测信息和信号中断告警信号。该监测告警电路可根据实际需要选择设置。

需注意的是，以上实施例是以接入的正负相差分互补突发信号来进行详细说明的，若接入的仅仅只是单相突发信号，则只需要将差分输入的两端中将无信号输入的另一端接地，并在输入部分进行简单处理(参考图3，将R3、R4之间的串联连接点通过一个电容接地)。

平衡控制负反馈回路结构框图如图4所示：

两个差分信号输入端041和042，其中041连接上述晶体管Q9的集电极，042连接上述晶体管Q8的集电极，将差分信号输入到一个缓冲隔离电路，其作用是隔离后续电路对前级电路可能产生的不利影响，以保证前级电路的性能，例如带宽增益等，不因后续电路而劣化。

两个电阻044(R_f1)和045(R_f2)分别与上述缓冲隔离电路的输出端连接，一个电容046(Cf)跨接于所述电阻044和045的另一端，其中R_f1＝R_f2。

按上述连接，上述电阻044、045和电容046构成一个差模抑制滤波器，在所述电容Cf的两端，经电阻R_f1和R_f2输入的差分平衡交流信号被抑制(被抵消)，只剩下直流偏差电压。而非平衡差分信号(非平衡差模信号，例如瞬间单相干扰信号)则会通过Cf转换为共模信号，所以该差模抑制滤波器能有效阻断交流信号进入后续电路。

一个比较放大器(Comparator)047，其两个输入端分别与上述电容046的两端连接，其正相输出端048与上述第一级平衡差分放大器的负相输入端即上述晶体管Q4的基极连接，其负相输出端049与上述第一级平衡差分放大器的正相输入端即上述晶体管Q3的基极连接。在此所述比较放大器047的输出阻抗为设定值，以并联方式计入上述第一级平衡差分放大器的等效输入阻抗。

按照上述连接，构成包括上述第一级和第二级平衡差分放大器在内的平衡控制负反馈回路。其特点和优点包括：所述平衡控制负反馈回路中，采用上述差模抑制滤波方式，平衡差分交流信号被滤除，不平衡差模干扰被转换为共模干扰，这种共模干扰又被上述比较放大器047抑制。因而所述比较放大器047的输出反馈电压仅与上述第二级平衡差分放大器输出的直流偏差成正比，其包含的交流分量可忽略不计，保证了上述两级平衡差分放大器的平衡特性，其交流传输特性包括带宽、增益等不受平衡控制回路的影响；采用上述差模抑制滤波器较之通常的阻容对地低通滤波器使上述平衡控制负反馈回路工作更稳定，有效克服了控制回路可能引起的相移振荡(低频振荡)。

监测告警电路结构框图如图5所示：

一个信号输入端051，其与上述第4级差分放大器的正相输出端即上述晶体管Q19的集电极连接。一个与信号输入端051连接的缓冲隔离电路，其作用是将输入端051的信号传输至后续电路，并隔离后续电路对前级电路的影响，以保证该连接不导致前级电路性能劣化。

一个小电容(Cd)053，其一端与上述缓冲隔离电路的输出端连接，其另一端通过一个电阻(Rd)054接地，构成一个微分电路，其微分时间常数视传输信号速率设定，使Rd*Cd≤0.5比特。该微分电路的作用之一是隔离前级静态输出电平可能的不确定性，以保证后续电路工作点的独立稳定性，其二，以Rd*Cd≤0.5比特的小微分时间常数克服一般交流耦合传输的信号基线波动。

一个施密特基线再生电路055，其主要包括一个施密特触发器和一个与后续直流耦合峰值检波电路057输入电压工作点适配的电平推移电路。所述施密特基线再生电路055的输入端与上述微分电路的输出连接，微分脉冲信号经过上述施密特触发器实现沿(上升和下降沿)判决，再生出有稳定直流基线的数字信号，并通过上述电平推移电路输出。

一个自动复位电路056跨接于上述施密特基线再生电路的输出端和输入端。由于施密特基线再生电路055具有双稳态特性，即其静态输出电平既可能是高电平也可能是低电平，当其高电平输出时间大于100比特时，自动复位电路056将产生一个复位信号反馈至施密特基线再生电路055的输入端，将施密特基线再生电路055的输出端拉至低电平，从而保证其静态输出电平为低电平。(选择输出高电平大于100比特时纠错复位，是因为在各种数字传输码型中最长连1为72比特左右)

一个直流耦合峰值检波电路057，其输入端与上述施密特基线再生电路055的输出端连接。直流耦合峰值检波电路057的作用是对上述施密特基线再生电路055的输出信号进行峰值检波。所谓峰值检波就是检出电压与被检波信号的电压峰值对应，这就要求该电路快速检出，即检波充电时间短，而充电保持时间长。采用直流耦合是为了消除交流耦合带来的基线波动，从而保证检出电压的稳定性。本发明中的上述直流耦合峰值检波电路，其检波充电时间常数仅为ns数量级，而保持时间最长可达秒数量级，而且可以根据用户要求外部设置。

一个供用户设置检波充电电压保持时间的端口(t_set)058，用户可根据系统要求通过外接电阻(Rt)059和电容(Ct)0510并联到地来设置保持时间常数。由于上述直流耦合峰值检波电路的充电阻抗仅为100Ω数量级，当外接电阻Rt≥10kΩ时，其充电时间仅与外接电容Ct有关，例如取Ct＝10pf时，充电时间仅为ns数量级，当Rt＝∞即开路时，其放电电阻为10¹¹Ω。若Ct仍为10pf，则充电时间为ns数量级的同时，保持时间可达秒数量级。总之其充电放电时间可根据系统监测/告警要求来设置。

一个放大输出电路0511，其输入端与上述直流耦合峰值检波电路057连接，其作用是将上述直流耦合峰值检波电路的输出电压进行放大并转换为系统所要求的数字电平经由监测/告警输出端0512输出，其输出电平通常为LVTTL电平或TTL电平。

按上述连接构成本发明突发信号再生放大器的监测/告警电路。所指监测，可用于多信道接收时(例如时分多址即TDMA信道)监测每一信道是否有信号传输或者中断。所指告警是复帧中断告警，一般指连续三个或三个以上复帧中断时发出中断告警信号，当信号正常传输时，所述监测/告警电路输出高电平，反之输出低电平。

图6为本发明突发信号再生放大器中TDMA通道监测示例图。

为了说明本发明突发信号再生放大器中多信道接收再生情况下的信道监测情况，我们以1.25Gbps的GPON时分多址(TDMA)信道为例来加以描述。根据国际电信联盟ITU-T的建议标准，1.25GbpsGPON的帧长为125μs，各子帧间隔不低于32比特，子帧中最长连号考虑为72比特，每一比特时隙为0.8ns，其分路比即每帧包含子帧数量假定为100，即包含100个不同信道(目前只能做到16～32个信道)。那么，每子帧长度约为1500比特。

根据上述情况，我们可以认为，当上述1.25Gbps的GPON帧结构中，若出现大于72个连续0码时，则某一子帧即一信道中断或严重损伤。我们可以在信道所处时间点检出一个告警信号即低电平。为了提高告警的可靠性，我们可设定当一个子帧缺失信号达到多于200比特即连续输出多于200个0码时，判定该子帧即该信道中断或严重损伤，予以告警。

在图5中，如果我们将峰值检波保持时间设置电阻(Rt)059和电容(Ct)0510分别设置为Rt＝40kΩ，Ct＝5pf，则其检波保持时间常数为Rt*Ct＝40kΩ*5pf＝200ns＝250比特。

例如，我们假设上述1.25GbpsTDMA第6信道信号中断时，上述监测告警电路就会在相应的时间点上出现一个低电平，如图6所示。维护人员可以用仪表，如存储示波器直观判断故障信道的位置，也可以通过网元监控系统进行故障定位。

应当指出，本实施例仅列示性说明本发明的原理及功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此项技术的人员均可在不违背本发明的精神及范围下，对上述实施例进行修改。因此，本发明的权利保护范围，应如权利要求书所列。

Claims (10)

1.自适应突发信号接收再生放大器，具有突发信号输入端和再生信号输出端，用于向负载电路提供信号幅度统一的数字逻辑电平，所述自适应突发信号接收再生放大器的特征在于包括：

从突发信号输入端接收突发信号的高通滤波电路，用于将突发信号的基线推移至信号幅度的平均中线，以使信号能量平均分布在已处于平均中线位置的基线的上下方，且高通时间常数小于输入突发信号的1比特时间；

等效输出阻抗值为定值的平衡放大电路，与所述高通滤波电路输出端相连接，用于将所述高通滤波电路的输出的小信号进行放大而大信号进行限幅处理，其使经过处理后的信号的基线仍为信号幅度的平均中线；

与所述平衡放大电路输出端相连接的正反馈放大电路，包括放大电路和连于放大电路输入及输出端的低通正反馈回路，用于消除所述平衡放大电路的输出信号中因交流耦合电路和高通滤波电路所引起的信号失真，从而使信号中的低频和直流分量得以再生，且所述低通正反馈回路的低通时间常数与所述高通时间常数相同；

所述平衡放大电路包括差分放大电路和用于将所述差分放大电路的输出信号中的直流分量反馈回差分放大电路输入端以消除正负相信号增益不平衡的平衡控制负反馈回路；

其中，所述差分放大电路包括串联的第一差分放大器和第二差分放大器，所述的平衡控制负反馈回路包括依次相连的缓冲隔离电路、差模抑制滤波器和比较放大器以及分别连接在所述第二差分放大器输出端的两射极跟随器及分别连接在所述两射极跟随器输出端且用于使正负相的等效输出阻抗都为定值的正相稳定电阻和负相稳定电阻；

所述的高通滤波电路由连于交流耦合电路输出端的滤波电容和平衡放大电路的等效输入阻抗构成；

所述高通滤波电路通过一交流耦合电路与突发信号输入端相连，该交流耦合电路包括输入信号控制电路，用于将耦合输入的信号中幅度低于一固定值的信号无衰减通过，而幅度高于所述固定值的信号予以衰减后通过；及射极跟随器，用于将所述输入信号控制电路输出的信号送入所述高通滤波电路，其中，所述交流耦合电路的耦合时间常数至少大于所述高通滤波器的高通时间常数1个数量级。

2.根据权利要求1所述的自适应突发信号接收再生放大器，其特征在于：所述输入信号控制电路包括二极管。

3.根据权利要求1所述的自适应突发信号接收再生放大器，其特征在于：所述交流耦合电路为电容耦合电路。

4.根据权利要求1所述的自适应突发信号接收再生放大器，其特征在于：所述正反馈放大电路的输出端与再生信号输出端之间设有输出缓冲电路，用于将所述正反馈放大电路与所述负载电路相隔离。

5.根据权利要求1所述的自适应突发信号接收再生放大器，其特征在于：所述的低通正反馈回路包括连接在所述平衡放大电路输出端的正相和负相的反馈电阻和分别连接在所述正相和负相的反馈电阻输入端的低通滤波器。

6.根据权利要求1所述的自适应突发信号接收再生放大器，其特征在于：所述正反馈放大电路中的放大电路包括串联的第三差分放大器和第四差分放大器。

7.根据权利要求6所述的自适应突发信号接收再生放大器，其特征在于：所述正反馈放大电路还包括分别与所述第三差分放大器输出端相连接且用于将所述第三差分放大器的信号送入第四差分放大器的射极跟随器。

8.根据权利要求1所述的自适应突发信号接收再生放大器，其特征在于还包括一连接在所述正反馈放大电路输出端的监测告警电路，用于当正反馈放大电路输出的信号中断时发出告警信号。

9.根据权利要求8所述的自适应突发信号接收再生放大器，其特征在于所述的监测告警电路包括：

缓冲隔离电路，与正反馈放大电路输出端相连，用于隔离监测告警电路对正反馈放大电路的影响；

与缓冲隔离电路相连的微分电路，用于隔离缓冲隔离电路静态输出电平的不确定性；

连于微分电路输出端的施密特基线再生电路，用于将微分电路的微分脉冲信号转换成有稳定直流基线的数字信号；

连于施密特基线再生电路输出端的直流耦合峰值检波电路，用于对施密特基线再生电路的输出信号进行峰值检波，消除交流耦合带来的基线波动；

连于直流耦合峰值检波电路输出端的放大输出电路，用于将直流耦合峰值检波电路的输出信号放大并转换为系统所要求的数字电平，输出监测告警信号；

连于施密特基线再生电路输出端与输入端之间的自动复位电路，用于将施密特基线再生电路输出的超时高电平信号反馈回施密特基线再生电路的输入端，生成低电平信号输出。

10.根据权利要求1-9任一所述的自适应突发信号接收再生放大器，其特征在于：需要偏置电压的各电路的偏置电压由一具有温度补偿和工艺偏差补偿的偏置电压源提供。

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