CN101656468A - 高频无源功率因数校正电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种高频无源功率因数校正电路及方法，二次低频整流二极管(D1)阳极与高频延时电感(L2)的一端电连接后共同连接到一次低频整流电路(BD1)的正输出端，该高频延时电感(L2)的另一端同高频整流二极管(D2)阳极电连接，高频整流二极管(D2)阴极同高频变压器(T)的反馈绕组一端电连接，低频整流二极管(D1)阴极同高频变压器(T)的反馈绕组的另一端电连接；分两路给输出滤波电容充电，一路由二次低频整流二极管(D1)先导通给输出滤波电容充电，另一路是延时后高频整流二极管(D2)导通经高频变压器(T)的反馈绕组给其充电。本发明具有以下有益效果：使用元器件少，电路简单，电路整体效率高，电磁辐射小，成本低，谐波对电网污染小。

Description

高频无源功率因数校正电路及方法

技术领域

本发明涉及电源电路，特别是涉及功率因数校正电路及方法。

背景技术

现有技术中常用的PFC(功率因数校正)电路包括有两种：LC滤波无源PFC电路和有源PFC电路。

LC无源PFC电路如图11所示，在电路中串联一个电感L1，为了保证有一定的电感量，通常采用有铁芯电感，在交流输入电压的每一半周期内，电压上升到滤波电容C1上的直流电压值时，电流将通过电感L1和整流二极管，桥堆BD1里的两整流二极管对电容C1充电，同时流入高频变压器T的主绕组及开关管Q1。在输入正弦电压高于电容C1上的电压时，电感L1上的极性如图11所示，电感存储能量。当输入正弦电压低至电容C1电压时，电感为了维持电流不变，感应电势极性开始反相，电感由存储能量转为释放能量，此时交流输入电压和电感电势同向串联，通过桥堆BD1里的两整流二极管继续为高频变压器T的主绕组及开关管Q1供电，直到能量释放完毕，电感电势为零，半周期工作结束。

无源PFC电路，由于电感的限流作用和半周期工作能量的存储和释放作用，与一般的没有加PFC电路相比，无源PFC电路降低了输入电流幅值，增加了半周期中整流二极管导通时间，不论是功率因素还是输入电流总谐波失真THD均得到了改善。这种电路简单可靠，功率因数可达到0.8以上，THD约为60％。但存在以下不足：体积大，不能达到高功率因数的要求，效率低，电感用铜量大。

有源PFC电路如图12所示。有源功率因数校正能对变化的谐波进行迅速的动态校正，而且特性不受电网阻抗和负载阻抗的影响，和无源功率因数校正相比具有校正更彻底的优点，有源功率因数校正是抑制谐波电流、提高功率因数的有效方法。如图12所示，其工作原理是：交流输入电压经桥堆BD1整流，再经L1、D1、C2、R2、R3、Q1、R1和PFC芯片等元器件组成的PFC电路，通过相应的控制使输入电流平均值跟随桥堆BD1整流输出电压基准值，并保持输出电压稳定。有源PFC有两个反馈环路：电压控制环路和电流控制环路，电流控制环路使PFC电路输入电流与BD1整流电压波形相同，输出电压控制环路使PFC电路输出直流电压稳定，为一直流稳压源。有源PFC电路工作原理是通过控制电路强迫输入电流跟踪输入电压，实现输入电流正弦化，并与输入电压同步，其作用相当于一个纯电阻。有源PFC电路的优点是：有平滑的输入交流波形；高功率因数，其功率因数PF值可达0.99以上；低谐波失真，THD＜10％；输入电压范围宽；直流输出电压稳定。但同时存在以下不足：使用元器件较多，电路复杂；降低了电路的总体效率；电磁辐射干扰大；成本高。

发明内容  本发明要解决的技术问题在于避免上述现有技术的不足之处而提出一种成本低，体积小，符合国家谐波标准的高频无源PFC电路。

本发明解决所述技术问题可以通过采用以下技术方案来实现：

设计、使用一种高频无源PFC电路，包括交流输入电路、一次低频整流电路BD1、高频变压器T和输出滤波电容，还包括二次低频整流二极管D1、高频延时电感L2和高频整流二极管D2以及高频变压器T的反馈绕组A-B；所述二次低频整流二极管D1阳极与高频延时电感L2的一端电连接后共同连接到一次低频整流电路BD1的正输出端，该高频延时电感L2的另一端同高频整流二极管D2阳极电连接，该高频整流二极管D2阴极同所述高频变压器T的反馈绕组A-B一端电连接，低频整流二极管D1阴极同所述高频变压器T的反馈绕组A-B的另一端电连接后共同连接至输出滤波电容的正极；

所述一次低频整流电路BD1整流输出电压分两路给所述输出滤波电容充电，一路由所述二次低频整流二极管D1先导通给所述输出滤波电容充电，另一路是经过所述高频延时电感L2延时后，所述高频整流二极管D2导通经过高频变压器T的反馈绕组A-B给输出滤波电容充电。

提出一种高频无源功率因数校正方法，包括以下步骤：

①输入市电交流，通过一次低频整流电路将其变成为单向脉动电压；

②将高频变压器的一个反馈绕组串联在所述一次低频整流电路输出端和输出滤波电容之间，使在所述反馈绕组高频电压的每一周期内，有半周期的高频反馈电压同所述低频整流电路输出电压叠加向所述输出滤波电容充电；

③使所述单向脉动电压分两路给输出滤波电容充电，一路通过先导通的二次低频整流二极管给所述输出电容充电，另一路经高频延时电感延时后，高频整流二极管导通经过高频变压器的反馈绕组给输出电容充电；通过电流反馈和PWM控制，使输入电流的变化跟随输入电压的变化。

由于电感L1的限流作用及高频变压器的A-B绕组能量存储和释放作用，降低了输入电流的幅值，增加高频整流二极管D2的导通角度，使输入电流正弦化，并且与电压同步，从而提高了功率因素，减少了谐波的产生。与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：使用元器件少，电路简单，电路整体效率高，电磁辐射小，成本低，谐波对电网污染小。

附图说明

图1是本发明高频无源PFC电路原理图；

图2是所述高频无源PFC电路实施例一的原理电路图；

图3是所述高频无源PFC电路实施例二的原理电路图；

图4是图1中二极管D2低频半周期的电流波形示意图；

图5是图1中二极管D2低频全周期的电流波形示意图；

图6是图1中二极管D1低频半周期的电流波形示意图；

图7是图1中二极管D1低频全周期的电流波形示意图；

图8是图1中二极管D2高频全周期的电流波形示意图；

图9是图1中电容C2的纹波电压波形示意图；

图10是图3中输出电压V_DC的波形示意图；

图11是现有技术中无源PFC电路原理图；

图12是现有技术中有源PFC电路原理图。

具体实施方式  以下结合附图所示之最佳实施例作进一步详述。

如图3所示，本发明高频无源PFC电路组成及元器件作用如下：

虚线部分为高频无源PFC电路，电路组成元器件为：电容C1、电感L2、二极管D1、二极管D2和高频变压器的A-B绕组。电容C1正极同二极管D1阳极及电感L2一端电连接，L2另一端同二极管D2阳极电连接，二极管D2阴极同高频变压器A-B绕组的A端电连接，二极管D2阴极同高频变压器A-B绕组的B端电连接。电容C1作用是滤掉纹波及杂讯，抑制EMI的产生。电感L2的作用是与高频变压器的A-B绕组串联组成PFC电感。二极管D1的作用是二次低频整流。二极管D2的作用是隔离、高频整流。

所述高频无源PFC电路工作原理如下：

启动时，一次低频整流电路即桥堆BD1整流输出电压分两路给输出滤波电容C2充电，一路由二极管D1先导通给电容C2充电，另一路是由经过电感L2延时后，二极管D2导通经过高频变压器的反馈绕组A-B给电容C2充电。当PWM芯片工作时，在第一个周期，开关管Q1导通时高频变压器T的反馈绕组A-B产生感应电势A“+”，B“-”，二极管D2截止，电容C2储存的电能供电。当开关管Q1截止时，高频变压器T的反馈绕组A-B感生电势A“-”，B“+”，二极管D2整流导通，桥堆BD1低频整流输出电压和高频变压器T的反馈绕组A-B产生的感生电势经过二极管D2高频整流叠加给输出滤波电容C2充电。当电容C1上的电压低于输出电容C2上的电压时二极管D1截止，当电容C1上的电压高于电容C2上的电压时，二极管D1导通，第一个周期完成。当进入第二个周期时，重复第一周期的动作，如此往复。由于电感L1的限流作用及高频变压器的反馈绕组A-B能量存储和释放作用，降低了输入电流的幅值，增加了高频整流二极管D2的导通角度，使输入电流正弦化，并且与电压同步，从而提高功率因素，减少谐波的产生。

本发明实施例一的电路原理图如图2所示，抑制电磁干扰EMI的电容C1的一端同时与二极管D1阳极及高频延时电感L1一端电连接，该电感L1另一端与高频整流二极管D2阳极电连接，该二极管D2阴极与高频变压器的反馈绕组A-B之A端电连接，二极管D1阴极同高频变压器反馈绕组A-B的B端电连接。具体工作过程如下：

市电交流输入电压通过一次低频整流电路BD1变成单向脉动直流电压，在交流输入电压第一个单向脉动电压半周期，一次低频整流输出电压上升到输出滤波电容C2的电压值时低频整流二极管D1导通，导通频率为市电频率的两倍，电流将通过二极管D1向输出滤波电容C2充电。当高频变压器的反馈绕组A-B产生感应电压，A、B两端电位高低交替变化，高频变压器绕组A端处于低电位时，二极管D2导通，低频整流输出电压同高频变压器的反馈绕组A-B产生的感应电势经过D2高频整流叠加给输出电容C2充电，导通频率同高频变压器感应电势的频率相同。当高频变压器的绕组A端处于高电位时，二极管D2截止。在低频单向脉动电压半周期内，由于电感L2的延时作用，二极管D2始终有电流通过，而且电流的变化跟随电压的变化，从而提高功率因数，减少谐波电流的产生，第一个半周期完成，第二个半期重复第一周期的工作，如此循环工作。图4为二极管D2低频半周期电流波形图。图5为低频全周期二极管D2电流波形示意图。图6为二极管D1低频半周期电流波形图。图7为二极管D1低频全周期电流波形示意图。图8为二极管D2高频全周期电流波形示意图。图9电容C2纹波电压波形示意图。

本发明实施例二的电路原理图如图2所示，抑制EMI的电容C1之一端正极同二极管D1阳极及电感L2一端之连接点电连接，L2另一端同二极管D2阳极电连接，二极管D2阴极同高频变压器反馈绕组A-B之A端电连接，二极管D1阴极同高频变压器反馈绕组A-B的B端电连接，二极管D1阴极同二极管D3阴极及输出电容C2正极电连接，二极管D3阳极同二极管D4阴极及电解电容C3正极电连接，输出电容C2负极同二极管D4阳极电连接，电解电容C3负极同二极管D5阳极电连接。工作过程同实施例一相同，不同之处是将实施例一中的输出滤波电容C2用填谷整流滤波电路(D3，C2，D4，C3，D5组成)所取代。图10是输出电压V_DC的波形示意图。

Claims (6)

1.一种高频无源PFC电路，包括交流输入电路、一次低频整流电路(BD1)、高频变压器(T)和输出滤波电容，其特征在于：

还包括二次低频整流二极管(D1)、高频延时电感(L2)和高频整流二极管(D2)以及高频变压器(T)的反馈绕组(A-B)；所述二次低频整流二极管(D1)阳极与高频延时电感(L2)的一端电连接后共同连接到一次低频整流电路(BD1)的正输出端，该高频延时电感(L2)的另一端同高频整流二极管(D2)阳极电连接，该高频整流二极管(D2)阴极同所述高频变压器(T)的反馈绕组(A-B)一端电连接，低频整流二极管(D1)阴极同所述高频变压器(T)的反馈绕组(A-B)的另一端电连接后共同连接至输出滤波电容的正极；

所述一次低频整流电路(BD1)整流输出电压分两路给所述输出滤波电容充电，一路由所述二次低频整流二极管(D1)先导通给所述输出滤波电容充电，另一路是经过所述高频延时电感(L2)延时后，所述高频整流二极管(D2)导通经过高频变压器(T)的反馈绕组(A-B)给输出滤波电容充电。

2.如权利要求1所述的高频无源PFC电路，其特征在于：还包括用于抑制电磁干扰的电容(C1)，该电容(C1)的正极分别与二次低频整流二极管(D1)的阳极及高频延时电感(L1)的一端电连接。

3.如权利要求1所述的高频无源PFC电路，其特征在于：还包括用于填谷整流滤波的第一二极管(D3)、第二二极管(D4)和第三二极管(D5)，所述输出电容为两个，所述二次低频整流二极管(D1)的阴极分别与第一二极管(D3)的阴极和第一输出电容(C2)的正极电连接，该第一二极管D3的阳极分别与第二二极管D4的阴极和第二输出电容C3正极电连接，第一输出电容(C2)负极与第二二极管(D4)阳极电连接，第二输出电容(C3)负极与第三二极管D5正极电连接后共同接壳。

4.一种高频无源功率因数校正方法，包括以下步骤：

①输入市电交流，通过一次低频整流电路将其变成为单向脉动电压；

其特征在于，还包括步骤：

②将高频变压器的一个反馈绕组串联在所述一次低频整流电路输出端和输出滤波电容之间，使在所述反馈绕组高频电压的每一周期内，有半周期的高频反馈电压同所述低频整流电路输出电压叠加向所述输出滤波电容充电；

③使所述单向脉动电压分两路给输出滤波电容充电，一路通过先导通的二次低频整流二极管给所述输出电容充电，另一路经高频延时电感延时后，高频整流二极管导通经过高频变压器的反馈绕组给输出电容充电；通过电流反馈和PWM控制，使输入电流的变化跟随输入电压的变化。

5.如权利要求4所述的高频无源功率因数校正方法，其特征在于：在步骤①之后步骤②之前，滤除纹波及杂讯，抑制电磁干扰。

6.如权利要求4所述的高频无源功率因数校正方法，其特征在于：在高压整流输出之前，进行填谷整流滤波。

Images