CN101646955B - 时延测量 - Google Patents

Abstract

一种处理其间具有延迟的第一和第二相对应的信号的方法，至少所述第一信号是具有码片边界的二进制信号，该方法包括：在第一和第二信号之间引入多个不同延迟，连续的延迟量彼此相差小于码片边界之间的间隔，并且对于每个引入延迟，对至少在第一信号的具有相同状态的比特之间的码片边界的时间点获得的第二信号的样本求和，从而获得一值；由此获得值如何根据引入延迟变化的表示，该表示包含与引入延迟相关联的电平变化，该引入延迟承载与第一和第二信号之间的延迟的预定关系。

Description

时延测量

发明背景

发明领域

本发明一般设计时延测量。它尤其但非排他地适用于要求准确测量扩频无线电信号的抵达时间的系统，具体地，适用于全球导航卫星系统(GNSS)接收机，对于该接收机时间测量是必须的且理想的是应对收到无线电信号中由环境反射(即多径现象)导致的畸变不敏感。

现有技术的描述

很多年来，已经开发出扩频无线电信号用于测距应用。一个公知的示例是全球定位系统(GPS)，其包括发射导航扩频无线电信号的若干地球轨道卫星。这些导航无线电信号是用与GPS系统时间同步的卫星专用伪随机噪声(PRN)码序列同步调制的L频带载波。这使得CPS接收机能够通过测量来自特定卫星的信号传输和其抵达接收机之间的时间差来对该卫星进行测距估计。然后通过将测得时间差与光速相乘来将该时间差转换成其等价距离。继续根据三角测量原理，如果能够确定三个卫星测距值中的最小值，则接收机能够基于嵌入在导航消息“背载(′piggy-backed)”中调制射频载波的PRN顶部的卫星位置推导出其位置。

为了确定时间差，GPS接收机将本地生成的PRN序列与由码通信卫星发射的序列对准。当实现并保持完全对准时，本地PRN生成过程被认为与信号发射卫星的过程同步。因此，可从本地PRN生成过程的内部状态推断出卫星信号的传输时间，且可根据接收机内的本地时钟测量所需的时间差。由于成本和尺寸考虑因素，很多GPS接收机仅使用便宜的本地时钟源，这必然远不及驻留在卫星中的时钟源准确和稳定。然而，本地时钟的这种降低的精确度能够通过在接收机位置确定程序中包括附加卫星测量来容易地校准。换言之，利用可用的四个卫星测距值的最小值，能够容易地确定接收机位置和接收机本地时钟时间偏移量。

本地生成的PRN码与发射的卫星信号的对准一般包括以下步骤：(a)捕获卫星PRN码和(b)跟踪该码。捕获步骤一般包括接收机进行一系列相关测量，即将收到经调制信号与本地生成的在时间上相隔PRN码序列的单个码片或半码片的副本进行互相关。这通常被称为码相搜索操作。如果互相关之一显示超过预置阈值的值——该预置阈值通常被设置成比背景噪声基底高操作余量，则该搜索终止。与该搜索终止相关测量值相关联的相应码相是关于本地生成的PNR码的粗略对准。此后，开始跟踪程序。这样做的目的是将来自捕获阶段的量值高达半码片的可能粗略对准误差减少到接近零，并维持从那时起的相位同步。

跟踪操作一般使用延迟锁定环路(DLL)来将本地PRN码相与传入信号的相位锁定。DLL的操作需要指示本地生成和收到码序列之间的非零相位差的存在和极性的反馈误差信号。通常，在接收机内进行一对早相关测量和晚相关测量，且在两个相关测量之间使用减法运算以形成鉴相器以供产生该反馈信号。传统上，用于进行这种相位误差检测的本地生成的早和晚PRN序列对之间的时间间隙的值是一码片，但越来越趋向于采用“较窄”的时间间隙来获得改进性能，尤其是在收到信号因同一卫星广播信号从环境的某些附加反射而畸变时。

尽管期望GPS接收机仅从其视野内的每个导航卫星接收直接路径(即，视线LOS)信号，但在很多应用情况下这很难实现。一般而言实际上，收到信号不仅包括来自接收机视野中的卫星的LoS信号，还包括来自同一卫星的沿不同路径传播并且从环境反射到接收机的一组多径信号。多径信号在直接路径信号之后抵达接收机并与直接路径信号组合以形成不利地影响DLL环路操作的畸变版本，从而可能导致卫星传输码相和本地生成的码序列的码相之间的同步偏移量。这种同步偏移量直接贡献于测量卫星和接收机之间的距离时的测距误差，从而导致接收机定位与真实接收机位置之间有通常几米至几十米大小的偏差。

已经开发出多种技术用来使归因于多径效应的误差最小化。在减轻DS-CDMA(直接序列码分多址)通信中的多径干扰的上下文中，已经出版了对这些技术的检测和考察研究(Elena Simona Lohan等人的题为″HighlyEfficient Techniques for Mitigating the Effects of Multipath Propagation inDS-CDMA Delay Estimation(用于减轻DS-CDMA延迟估计中的多径传播的影响的高效技术)″，IEEE无线通信学报，第4卷第1号，2005年1月)。集中在GPS接收机应用，美国专利第5809064、5495499、5390207和5101416号已经论述了窄的早减晚相关器的使用。美国专利第5414729、5692008、5615232号和R.D.J.Van Nee、J.Siereveld、P.C.Fenton和B.R.Townsend的题为″The multipath estimating delay locked loop：Approaching theoreticalaccuracy limits(多径估计延迟锁定环路：逼近理论准确度极限)″，IEEE定位导航系统会议记录，第1卷，1994年，第246-251页，提出了利用早相关器和晚相关器估计LoS信号传播时间的方法，且在文献中通常将这种方法称为MEDLL(多径估计DLL)算法。MEDLL方法通过估计测得阵列位置处相关曲线的畸变并通过迭代从该畸变推断一个或多个反射信号的量值和相位来明确地估计多径误差贡献。

在进一步的发展中，专利申请WO2004/093339和CA 2006/02540448以及Patrick C.Fenton和Jason Jones的题为″The Theory and Performance of NovAtelInc.′s Vision Correlator(NovAtel公司的视觉相关器的理论和性能)″，ION GNSS会议，2005长滩，加利福尼亚州，将MEDLL中采用的方法扩展到具体安排的相关测量，它得到表示冲激形状的相关累加的阵列而非常规的三角形PRN校正结果。在Fenton等人的出版物中这种冲激形状的相关变体被称为“视觉相关器”。特定注意降低常规的早减晚码相误差鉴别器对多径干扰的敏感性，很多专利和专利申请已经公开了带有修改的相关装置的特定码相误差鉴别器。示例包括：US-A-6603803(部署了选通相关器阵列)；US-A-5966403和US-A-6804927(详细描述了用于抑制或降低多径信号的贡献的若干个建议的加权窗函数)；EP-A-0892277(使用称为空白PRN码的以码转变边缘为中心的特殊加权窗)；WO-A-9637789(使用对称或合起来平均为0的非对称类型的多径减少窗)；以及US-A-5808582(使用以码片边界为中心的窄“W形”相关窗和子类窄“W形”相关窗的线性组合)。以上不同的多径减少技术全部基于相关概念，并且在应对GPS接收机的困难的多径干扰问题中已经取得不同程度的成功。对于具有更低复杂度的解决方案、处理受限输入信号带宽(窄带宽接收机)以及更好的性能，尤其是当存在附近的反射信号时(即，在GPS C/A PRN码的情形中高达几十纳秒等级的短延迟)，仍存在挑战。

在与常规的相关概念显著不同的方法中，美国专利第6539320号公开了一种用于确定主基准信号与其延迟副本之间的延迟的技术，在本文中称为互相关。该方法稳健且在硬件中相对容易实现。在专利申请EP-A-1596220中已经提出一种系统，该系统更适合于其中故障检测系统应提供高分辨率能力用于区分紧密间隔的多个障碍的应用。在检测无线电信号反射对象的上下文中，在2006年10月23日提交的国际专利申请No.PCT/GB06/003944中提出了在处理伪二进制波形中使用互相关的其它方面。

发明领域

在所附权利要求中阐述了本发明的各方面。

根据一个方面，提供一种处理其间具有延迟的第一和第二相对应的信号的方法，至少第一信号是具有码片边界的不规则二进制信号，该方法包括：对第二信号的样本求和以获得一值，这些样本是分别基本上在相对于相应码片边界的时间的预定时延处获得的，该码片边界位于第一信号的具有相同状态的比特之间；以及重复采样以获得针对彼此相差小于码片边界之间的间隔的不同预定时延的其它值，从而获得该值如何根据预定时延改变的表示，该表示包含与时延相关联的电平变化，该时延承载与第一和第二信号之间的延迟的预定关系。

当引入的预定延迟匹配信号之间的延迟时，求和的样本将在对应于预定类型的码片边界的时间产生由第二信号的电平确定的值，因此该值将可预测地不同于平均电平。然而，当引入的预定延迟显著不同于信号之间的延迟时，样本将是不相关的，因为第一信号是无规则的，且优选是随机的(在本文中该术语用于包括伪随机)，因此它们的和将表示平均值。通过检查值的表示，有可能定位平均值和预定差值之间或两个预定的不同值之间的变化，因此发现信号之间的延迟。

这种技术可用于测量信号之间的延迟。如果该技术涉及仅响应于第一信号中具有相同状态的比特之间的码片边界获得的样本，则获得以下称为类型b的表示。这具有各位置处的前沿和后沿，可确定前沿和后沿之一或两者并将其用来发现信号之间的延迟。前沿和后沿被广泛分离，在某些系统中这有利于减少在检测边沿时由于噪声和带宽限制引起的问题。

如果该技术涉及响应于第一信号中具有相同状态的比特之间的码片边界且还响应于不同状态之间的码片边界获得的样本，则获得以下称为类型c的表示。这在各位置处具有更近但基本上更高的前沿和后沿，因此实现比使用类型b表示受到的影响更小的时延确定。

在两种情形中，可通过推导出不能简单地通过对样本求和获得但相反通过对时间分离的样本之间的差求和获得的值来获得边沿增强，从而有效执行差分。因此，例如每个所选码片边界可导致两个时间分离的样本被推导出，且其间的差相加到响应于先前码片边界累加的值。或者，可从来自下一引入延迟的样本减去为每个引入延迟获得的样本。作为另一个替换，在采样之前第二信号可被求导。

如果上述技术通过仅使用相反状态的比特之间的码片边界来修改，则获得以下称为类型a的表示。这类似于利用先前提出的技术获得的表示，诸如2006年10月23日提交的国际专利申请No.PCT/GB06/003944中描述的(参见图15a和b)。尽管这些表示是有用的，但类型b和类型c表示避免了类型a表示的某些问题，诸如早负侧凸起的存在。

本发明可有利地用于处理GPS和其它类型定位系统中的信号，例如用于跟踪环路相位误差鉴别器，以供DLL码对准或从多径污染恢复LoS信号时基。

附图简述

现在将参考附图作为示例描述体现本发明的装置，附图中：

图1是典型的现有技术GPS接收机结构的框图；

图2示出一码片间隔的早减晚相关鉴别器函数；

图3是示出多径干扰如何导致跟踪偏移量的示例。

图4是用于PRN码的码片边界事件类型；

图5示出当使用PRN码片事件的不同组合时的主输出函数；

图6示出当使用PRN码片事件的不同组合时的冲激输出函数；

图7示出信号带宽对基于PRN码片事件的输出函数上的影响；

图8是LoS恢复算法流程图；

图9示出根据本发明第一实施例的GPS接收机；

图10示出根据本发明第二实施例的GPS接收机；

图11示出根据本发明第三实施例的GPS接收机；

图12示出可在本发明的实施例中使用的主输出信号处理器；

图13是示出图12的处理器的操作的示图；以及

图14示出可在本发明的实施例中使用的冲激输出信号处理器。

优选实施例的详细描述

将在处理传入GPS导航信号和进行LoS信号的信号抵达时间测量的上下文中描述本发明。然而，很多替换实现是可能的。

图1是示出用于处理传入信号的GPS接收机的典型现有技术接收机结构的简化框图。在这里，为了简化起见，假设PRN码类型为公共民用C/A(C/A＝粗略接入或民用接入)码。只要关注信号处理方面，图中核心组件就是多个等同的信道。每个信道通过配置PRN码发生器以产生与该给定卫星相对应的码序列来跟踪给定卫星。如图所示，收到射频信号在下变频之后被采样且样本被馈送至多个信道以供独立的信道化处理，由于GPS系统中使用的PRN码之间的正交特性，该独立的信道化处理是可能的。

在每个接收机信道中基本上有两个闭环：一个用于跟踪PRN码而另一个用于跟踪经下变频的载波相位。载波跟踪一般采用科斯塔斯锁相环(PLL)结构，其中准时相关器的输出被用于推导出反正切型相位误差信号以驱动环路(措辞“准时”在此处表示所使用的码与PRN生成器的基准时间精确对准，而没有故意的偏移量)。对于码跟踪环路，码相误差鉴别器被用于产生对准驱动信号，目的是使本地PRN生成器与传入的卫星信号同步，这通常通过DLL装置。传统上，该鉴别器由早减晚相关器对形成，且本地生成码和接收的码之间有一码片的时间间隙，即，用于早相关器的本地生成的码和用于晚相关器的本地生成的码被故意相对于PRN生成器的基准时间移位成提早半码片和延迟半码片。由此获得的鉴别器函数具有图2所示的形状。如果传入信号的时基落在具有一码片的时间宽度的图2中的中心斜线的吸和区(pull-in region)，则DLL环路应能够使本地PRN生成器与传入信号同步。环路的稳定平衡点在中心斜线的零值点处，其具有在不存在多径信号时强制PRN生成器的相位与传入卫星信号的相位一致的效果。

如果传入信号包含来自接收机信道试图跟踪的卫星的多个副本，则这些副本的每一个都将对早减晚鉴别器输出起作用，从而导致对DLL环路起作用的复合函数波形。图3示出LoS信号鉴别器函数和被延迟且缩放(包括极性)的反射信号的重叠的复合函数波形的示例。显然，复合波形中的DLL环路操作的平衡零值点已经从对应于LoS信号的时基点的位置远远地偏离。结果，只要多径条件维持不变，跟踪环路就产生本地生成的PRN码序列的静止偏移量误差。

在GPS接收机中可采用三种方法来使多径现象带来的不利影响最小化：

·设计和使用对DLL环路中的多径副本相对不敏感的改进的码相误差鉴别器。目的是如果可能的话消除跟踪偏移量，或者将跟踪偏移限制到DLL机构内的小范围中，使得在给定环境的情况下，结果得到的测距测量误差保持在较小级别；

·估计影响并补偿由DLL跟踪时间偏移量导致的多径引起的测距误差。本质上，这种方法处理与DLL环路无关且在DLL环路外部的时基偏移量问题，且由于测距测量间隔很长的事实，一般比DLL环路控制更新更不频繁地进行估计；

·以上两种方法的组合。

本发明中公开的本质技术可应用到上述方法的每一种中。

该技术涉及事件驱动信号提取和观测窗内的累加。在本文描述的特定示例中，关注的事件是本地PRN生成器的码片边界。根据码片值和在PRN码的相应码片边界处是否发生值的摆动，可将这些进一步编组成以下子类：上转变(UT)、下转变(DT)、正不转变(PNT)和负不转变(NNT)。参见图4。

图12示出可使用根据本发明的信号处理器来响应于本地PRN码中的事件实现时延测量的信号处理器。将参考图13描述图12的处理器的操作的原理。

由本地码生成器生成的示例性基准PRN码在图13的顶部示出。在其下示出的是从收到信号提取的PRN码，其具有相对于基准PRN码的未知时延。在去除某些类型事件之后(在适当的情况下)，响应于与本地基准PRN码中的码片边界相对应的事件采样收到PRN信号。本地PRN码中的每个所选事件导致对传入PRN信号获取多个相互延迟的样本。

图13示出其中仅使用上转变(UT)和下转变(DT)事件的示例。如图13的上部所示，每个这种事件触发对相应时间窗中的传入信号获取多个样本。窗宽度优选等于或大于间隔码片边界的两倍。因此，优选地，相邻码片边界的窗将交迭。对于8MHz的带宽，优选以16MHz的速率获取样本，使得如果码片边界之间的间隔约为1μS，则在相邻码片边界之间的间隔中至少有约10-20个样本。

在w1、w2、...、wN处示出时间窗。这些窗的每一个内的样本以相对于相应码片边界的不同时延获取。假设其它窗与同一类型的事件相对应，对在特定的相对时延上获取的样本与其它窗中的相应样本求和。从由UT事件触发的样本的累积值中减去由DT事件触发的样本的累积值。图13的下部示出针对若干窗中的每一个，该窗内的样本值的表示连同所有窗中的样本值的最终累积和的表示。

在图13所示的示例中，因为响应于本地PRN码中所检测的转变进行采样，所以通过对样本求和而形成的最终表示表现出在表示本地PRN码信号和输入PRN信号之间的延迟的位置(相对于本地PRN码中的事件时基)处的极值之间的转变。

图12示出用于执行采样和组合操作的处理器的实现。基本上可将先前定义的互相关PRN码片事件(UT、DT、PNT和NNT)视为由事件时基和符号指示组成。这些在接收机内关于本地PRN生成器基准时间本地地生成。处理器包括累加器Acc和多个延迟元件D的阵列，这些延迟单元的每一个都将收到信号延迟与基带输入样本时钟之间的间隔相对应的量。处理器的控制信号也与采样时钟同步。

每个所选的码片事件被传送到与门的一个输入，然后经由延迟D传送到与门的反相输入。与门的输出因此产生用于每个所选码片事件的使能冲激。

输入信号(x)的基带样本通过恒定延迟电路CD延迟以递送到累加器Acc。经延迟的样本又被符号反相框SI反相，使得经反相的样本能够选择地递送到累加器Acc。

该装置使得每个码片事件生成使得阵列中的第一累加器根据由递送到累加器的输入端处的开关的符号选择信号所表示的事件类型来采样输入信号x或其反相的使能冲激。

在由接收使能冲激和符号选择信号的延迟电路D引起的延迟时间之后，由下一累加器实施相同操作。然后在进一步的延迟之后由其余累加器重复该操作。因此，每个码片事件在窗口周期中触发对多个样本的获取(以相对于码片事件的不同延迟)。每个累加器Acc累加传入信号样本，且累加器Acc阵列的结果在累加时间周期的末端形成输出；然后累加器进行清零动作，为新的“累加和清除”工作循环作准备。

考虑到设计对准问题而使用“恒定延迟”组件。其任务是将本地PRN生成器时基移位到处理器观测窗中的指定位置。还应指出因为图12中的事件输入与基带样本时钟同步，所以样本时基接近真实PRN码片时基，且具有高达一个样本时钟的可能延迟。这是因为，PRN码片时钟一般与样本时钟异步。对于累加循环中大量倾向于晚的近似，对互相关结果的统计学净效应是PRN码片时基位置在观测窗中被移位成提早0.5样本间隙，且这应被考虑以获取更准确的结果。

当出现码片事件时，图12中的“使能”信号对一个样本时钟周期有效。它于“符号选择”信号合作以利用加或减来影响累加。延迟元件实现在感兴趣的区域中提取输入信号的功能。

图5示出在假设理想的无限传入信号带宽和适当的观测窗大小的情况下对单个PRN码序列(即无多径副本)的特性处理器输出结果。在图中示出三个输入波形，每个波形利用PRN码片事件的不同选择来获取。具体地，图中的情况a)对应于图13的示例，并且是在关于本地生成的PRN码序列(在图中标记为“Ref PRN码”)发生上转变(以加法累加)或下转变(以减法累加)事件时对传入信号执行累加获取的，且累加公式用符号表示为(UT-DT)；情况b)对应于类似的累加过程但仅将PNT和NNT事件(在图中将公式符号表示为(PNT-NNT))；情况c)是前两种情况的组合，且使用所有的事件，并且特定的累加公式符号表示为UT+PNT-DT-PNT，即a)和b)中的波形的有效和。为了方便起见，这三种情况在本文中被分别选择地称为类型a、类型b和类型c表示。

累加器阵列元件的长度限定所实现的处理器的观测窗的大小。精确大小是取决于任务的，且应该长至足以避免使感兴趣的特征落在范围之外。对于某些情况，可具有比感兴趣程度稍差的预期区中的单个样本更长的间隙，诸如图5所示的方波的零区以及顶部区域的中间。

尽管用于样本捕获的事件基于本地生成的PRN码，但包含相同序列的传入信号在输出表示中由具有彼此相对固定的偏移量的正向沿和负向沿显示。因此，该表示的导数将总是具有狄拉克函数形式的主要分量，狄拉克函数指示传入PRN信号序列的相对时基，如图6所示。当在传入信号中存在多径分量时，所得到的输出表示是经缩放和延迟的相应个体分量输出函数的叠加。为了方便起见，我们将图5中的表示称为主表示，图6中其导数形状为冲激表示。

注意，图6的冲激表示的情况c)提供了与情况a)相同的时基指示冲激，但不具有后者的早侧凸起。这在解决LoS信号检测问题时有的两方面优势。首先，它使检测问题更简单，因为不管LoS信号的功率是否高于它的被延迟的多径副本的功率，最早的高于噪声电平的信号冲激将是LoS信号。第二，它减少了对LoS时基冲激的可能干扰信号的数量，因此那些相对于LoS信号刚好被延迟约一个码元的收到副本现在在该时基点基本上贡献零能量(是实际上感兴趣的问题，因为对于输入信号接收机总是具有有限带宽)。与情况c)相比，可将图中的情况b)等价地视为没有早侧凸起，但一般不是优选的，因为冲激大小仅是前者的一半，因此更易受到噪声影响。然而，由于在时基信令冲激(左侧的一个)和其相应的稍后(右侧)冲激之间的较宽间隙，所以它是用于窄带低成本接收机的考虑项，其中这些冲激的能量随时间扩展。前沿和后沿的宽度分布可辅助边沿检测。可从任一个沿或两个沿的位置确定时延。

如果期望使用冲激表示，则这可通过施加差分算子来作为主表示的后处理来获得，或者可通过使用诸如图14所示的处理器代替图12所示的处理器直接获得。图14所示的装置基本上与图12相同，但输入信号x的样本被施加到减法器SB的正输入端然后经由延迟电路D施加到负输入端，使得减法器的输出有效地输入样本的差分。累加器因此接收输入样本的导数(或其符号反相)，而不是样本本身。

事件输入包含“正常”时基分支以及来自其“Δ”延迟版本。该装置与图12相同，但优选的是施加到由与门的反相输入端接收的信号的“Δ”延迟的值小于等于基带样本时钟周期。在概念上，利用较窄的“Δ”值，冲激表示将更好地接近主表示的理想导数。然而，这实际上通过以下事实平衡：“Δ”越窄，则越少的实际非同步PRN生成器码片时基事件落在控制图14中的累加器的使能信号的两个同步码片(近似)事件之间。这又可导致在抑制冲激互相关观测窗中的相应的PRN码片时基位置时某些不利的统计学变量。因此，在实际实现中需要“Δ”时间间隙和采样速率之间的可感觉到的折衷。或者，针对窄“Δ”间隙情况，可采用内插滤波器来提升进入处理器的输入信号的数据率。

其它的装置也是可能的。例如，可替代地通过以下步骤获得冲激表示：

i)使用一对间隔小的使能冲激代替单个使能冲激，并且将符号选择信号安排成在每对使能冲激之间反相。因此，每个码片事件将导致每个累加器接收输入信号x的第一采样，然后是输入信号x的略微时延以及反相的第二采样。因此，累加器将有效地累加输入信号的差分。或者

ii)可从相邻累加器的输出中减去每个累加器的输出，因此有效地对主表示求导以获得冲激表示。

无论使用何种技术，冲激表示包括连续的值，这些值分别表示由特定类型的所选事件触发的第一和第二样本之间的差的和，与每个其它类型的所选事件(如果有的话)的相应和相组合。

正如将要描述的，图12的处理器和/或图14的处理器可用于在例如GPS接收机中的时延测量。在任意情况下，检查输出表示以确定表示收到信号中的事件组合的电平变化的位置(即相对延迟)，这指示本地和收到信号之间的延迟。

优选地，类型c冲激互相关函数用于通过最早冲激峰位置检测算法估计LoS信号时基。通常这可通过从左到右搜索冲激互相关输出中的最早高于噪声电平的峰位置来实现。因为与常规相关技术相比，滤波器冲激响应的能量集中强烈地以时基点为中心，所以多径信号的不利效应被显著最小化，且仅限定于非常接近的延迟信号副本的组分。

然而，在主表示的情形中，准确的时延测量还涉及检测边沿的精确位置，或者在冲激表示的情形中涉及检测尖峰的精确位置。

在实际系统中接收机的信号带宽总是受到限制。假设8MHz输入信号带宽，图7示出GPS PRN-1码序列上的互相关结果，这事实上是带宽有限的滤波器的冲激响应和无限带宽PRN信号的相应互相关函数之间的卷积的等效结果。为了简便起见，在图中仅包括类型c表示。将该图与图5c)和6c)中的无限输入信号带宽进行比较，显而易见的是接收机滤波器在修整互相关输出函数中起显著作用。主互相关函数中的激荡效应和斜坡边沿使其在确定传入信号的时基点时与它的冲激形状等价方案相比不便于起作用。此外，带宽有限的滤波器的存在可能导致互相关函数的前沿斜率或LoS信号冲激受到某些接近的多径副本(在存在时)的影响。这使得期望有一种在冲激形状由于某些接近的多径信号而“偏斜”时恢复LoS时基的方法。

为了使来自接近的延迟信号副本的多径干扰的问题减轻，优选使用本地化拟合算法来从其中最早的冲激形状可能已经由于多径信号副本的存在而偏斜的表示中恢复LoS冲激峰时基点。

为了简化起见，假设在基带中信号带宽有限的滤波器的冲激响应是对称的，实际中通常也是这样的。将该算法扩展到覆盖非对称滤波器冲激响应是可能的，但需要增加拟合参数向量的维度。

将带宽有限的滤波器冲激响应表示为f(t)；其中f(t)甚至与其中心t＝0对称。然后类型c冲激表示根据重叠描述为

$X\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}[a_{i}f(t-{\mathrm{\τ}}_i)-a_{i}f(t-{\mathrm{\τ}}_i-T_c)]+n\left(t\right),m\≥1---\left(1\right)$

其中m是收到信号的数量，包括LoS信号及其延迟的副本，n(t)是表示中的噪声项，Tc是PRN码片持续时间，a_i是第i个分量的幅度衰减，且τ_i是其相应时基。假设接收机已经知道预存储表或其解析公式形式的有效滤波器冲激响应f(t)。实际上这可通过设计分析或通过进行校准测量来建立。

所公开的算法的基本思想是利用三路径模型代替全范围的分量分解在接收机互相关输出的最早峰值位置周围进行感兴趣的区域的曲线拟合，如下所述。这一方法的优点是它可能避免获取公式(1)的右侧的精确去卷积解的一般较难的、计算不清楚且成本高的问题，公式(1)一般包含未知数量的分量。这种简化是可能的因为对于GPS和其它飞行时间检测应用，仅需要LoS信号的时基信息。

以向量形式表示三路径模型的参数：

ξ＝[τ₀，τ₁，τ₂，a₀，a₁，a₂]^T，τ₀＜τ₁＜τ₂        (2)

然后可基于以下公式从本地化拟合提取LoS时基估计

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_0\left(\widehat{\mathrm{\ξ}}\right)=\stackrel{\mathrm{Min}}{\mathrm{\ξ}}{\∫}_{t_p-R_l}^{t_p+R_h}w(t-t_p){[X\left(t\right)-\underset{i=0}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{i}f(t-{\mathrm{\τ}}_i)]}^2\mathrm{dt}---\left(3\right)$

在(3)中，区间[t_p-R₁，t_p+R_h]定义最早峰值位置t_p周围的拟合区。通过设置R₁＝R_h它可以是对称的，或者通过选择不同值而不对称。区域的大小一般应在传入信号带宽的倒数的1-1.4倍之间，即冲激函数主凸起的0至0带宽的约50％-70％。加权函数w(t)被包括以在拟合过程中微调重点，通常在峰2位置附近，但可将其简单地设置成1。公式(3)中的项表示对于区间[t_p-R_l，t_p+R_h](1)中表达的冲激互相关的三路径模型逼近。注意，在该模型中忽略晚侧凸起，因为来自它们的贡献因至少接近1码片延迟以及冲激函数f(t)的一般尖锐冲激能量集中而在LoS时基位置的附近基本上为0。

(3)中的最小化过程暗示六维优化。这可通过定义和采用“偏斜函数”来简化成向量空间[τ₀，τ₁，τ₂]中的三维搜索，该偏斜函数使得衰减(a₀，a₁，a₂)的确定能够利用最小均方或其它适当技术对给定的一组延迟参数(τ₀，τ₁，τ₂)单独进行。

通过假设所估计的时基点τ₀是互相关输出X(t)中的LoS分量冲激的真实时基点(即在主凸起的中心)并相对于假设的LoS时基τ₀以相等的时间间隔执行X(t)的减法，来形成“偏斜函数”y(k)：

y(k)＝X(τ₀-k_δ)-X(τ₀+k_δ)，k＝1，2，...，n；且n_δ≤min(R_l，R_h)  (4)

其中Δ是数字化采样时间间隔。在感兴趣的区域中用其三路径模型逼近替换X(t)并将新的噪声项表示为u(k)，得到

$y\left(k\right)\≈\underset{i=0}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{i}f({\mathrm{\τ}}_0-{\mathrm{\τ}}_i-\mathrm{k\δ})-\underset{i=0}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{i}f({\mathrm{\τ}}_0-{\mathrm{\τ}}_i+\mathrm{k\δ})+u\left(k\right)---\left(5a\right)$

其中f(t)是对称的，来自LoS信号的贡献是0，所以y(k)被简化为仅有由两个延迟的多径分量导致的偏斜项(因此选择名称“偏斜函数”)：

$y\left(k\right)\≈\underset{i=0}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i[f({\mathrm{\τ}}_0-{\mathrm{\τ}}_i-\mathrm{k\δ})-f({\mathrm{\τ}}_0-{\mathrm{\τ}}_i+\mathrm{k\δ})]+u\left(k\right)---\left(5b\right)$

根据“偏斜函数”(5b)，因为f(t)是已知的且在搜索过程中给出(τ₁，τ₂)，所以可获得(a₁，a₂)上的解：

${\left[\begin{array}{cc}{\hat{a}}_1& {\hat{a}}_2\end{array}\right]}^T=\left\{\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{|y\left(k\right)-\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i(f({\mathrm{\τ}}_0-{\mathrm{\τ}}_i-\mathrm{k\δ})-f({\mathrm{\τ}}_0-{\mathrm{\τ}}_i+\mathrm{k\δ}))|}^2\right\}---\left(6\right)_{a_1,a_2}^{\mathrm{Min}}$

该最小化的解是简单的，且可利用最小平方法或任何其它适当优化技术有效地完成。此后，在给出(τ₀，τ₁，τ₂)的现有 $\left[\begin{array}{cc}{\hat{a}}_1& {\hat{a}}_2\end{array}\right]$ 的条件下，可简单地利用线性回归获得a₀的估计：

${\hat{a}}_0=\left\{\underset{k=-n}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}f\left(\mathrm{k\δ}\right)\right[X({\mathrm{\τ}}_0+\mathrm{k\δ})-\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{a}}_{i}f({\mathrm{\τ}}_0-{\mathrm{\τ}}_i+\mathrm{k\δ})\left]\right\}/\underset{k=-n}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{f}^2\left(\mathrm{k\δ}\right)---\left(7\right)$

利用“偏斜函数”概念，图8将延迟空间搜索操作算法示为流程图。因为在冲激互相关输出中的LoS信号组分上的多径干扰确定被限于三路径模型的接近信号副本：τ₀＜τ₁＜τ₂，所以算法的搜索空间大大减少。这与τ₀上的最初的估计已经精确的优点结合且使得算法能够以适中的计算要求用于实时操作。

图9示出根据本发明的GPS接收机的实施例。

对于载波跟踪，诸如图12所示的处理器用于生成类型c表示，由此本地生成的PRN信号和接收的PRN码之间的延迟可根据所得冲激的前沿的位置来确定(参见图5c)。表示时延的输出被施加到载波跟踪块用于跟踪载波相位。它还以本身已知的方式用于导出导航小型数据恢复块中的导航消息。时基估计器块从表示本地码和所接收的PRN码之间的延迟的类型c主表示处理器接收表示本地PRN码的时基的信号和其它信号，并根据这些计算用于信道的所需时基信号。优选地，通过使用参考图8描述的曲线拟合程序改进时基估计。

该实施例保留用于PRN码跟踪DLL环路的常规的早减晚相关器鉴别器。因此，当存在多径信号副本时PRN码生成器本身可以处于一偏移量上。这在时基估计器块输出时基之前被减小，该时基估计器块从类型c处理器获取输入并从PRN码生成器获取本地PRN基准时基。事件处理器输出也用于输入提取和载波PLL环路相位跟踪。有多个选择可用于从事件处理器输出导出所需的信号用于这些任务。其中，作为一个示例，累加与一码片长度的时间窗相对应的处理器输出样本，从类型c主表示中的本地基准时基点开始，将得到与来自常规的准时相关器的等价的输出信号——因此对于该示例能够以与常规准时相关器相类似的方式执行跟踪和数据提取。

图10示出其中使用类型c表示的另一个实施例，在这种情形中，通过常规的准时相关器执行载波跟踪，但响应于根据来自例如图14所示的处理器的类型c冲激表示输出推导出的延迟测量执行时基估计和导航消息恢复。

图11示出其中采样类型c和类型a表示的又一个实施例。这类似于图10，但响应于来自例如图12所示的处理器的类型a主表示输出执行载波跟踪。应当注意，类型a主表示提供用于监测码片形状从而监测系统的故障的常规手段。另外，码环路DLL鉴别器和导航消息数据恢复可被安排成从类型a主表示导出其值，作为图中所示的替换装置。

各种修改是可能的。在所述的示例中，为了方便起见第一(本地生成的)和第二(收到)信号是双极性的，但这并不是必须的。两个信号均是二进制，但这也不是必须的。例如，第一信号可通过硬限制模拟信号来导出。因此，尽管信号对应，因为它们具有匹配的事件间隔的系列事件，但它们在其它方面可能不同。所述实施例以并行方式操作，因为单独的组件用于相应引入延迟。然而，可使用串行配置，其中相同累加器与可变延迟电路一起使用。在所述的实施例中，使用PNT和NNT码片边界，因为这提高了信噪比，但它不是必须的。同样，在获得类型c表示时，并非必须使用UT和DT边界。

Claims (9)

1.一种处理其间具有延迟的第一和第二相对应的信号的方法，至少所述第一信号是具有码片边界、且在内部生成的已知的不规则二进制信号，其特征在于，

所述方法包括：

对所述第二信号进行采样，并导出通过对所述第二信号的样本求和而得到的值，所述第二信号是分别在相对于相应码片边界的时间的预定延迟时间处获得的，所述码片边界位于具有相同状态的所述第一信号的比特之间；以及

重复所述采样以导出针对彼此相差小于码片边界之间的间隔的不同预定时延的值，以获得所导出的各个所述值如何根据所述预定时延改变的表示，所述表示包含与时延相关联的电平变化，所述时延承载与所述第一和第二信号之间的延迟的预定关系，

响应于相同状态的比特之间的码片边界以及响应于不同状态的比特之间的码片边界获得所述求和的样本。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，仅响应于所述相同状态的比特之间的码片边界获得所述求和的样本。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所导出的所述值表示响应于第一状态的比特之间的码片边界获得的样本的和减去响应于第二状态的比特之间的码片边界获取的样本的和。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所导出的所述值表示响应于第一状态的比特之间的码片边界和响应于有第一类型的状态转变的位置处的码片边界获得的样本的和，减去响应于第二状态的比特之间的码片边界和响应于有第二类型的状态转变的位置处的码片边界获得的样本和。

5.如权利要求1至4中的任一项所述的方法，其特征在于，所导出的各个所述值表示时间分离的样本对之间的差的和，所述电平变化包括冲激。

6.如权利要求1至4中的任一项所述的方法，其特征在于，包括将曲线拟合算法施加到所述电平变化以确定相关联的引入延迟的步骤，

所述曲线拟合算法利用三路径模型代替全范围的分量分解。

7.一种时延测量设备，其特征在于，包括对适用于实行权利要求1至4中的任一项所记载的方法的第一和第二信号进行处理的装置，以及响应于所述电平变化以提供表示所述第一和第二信号之间的延迟的信号的装置。

8.一种无线电接收机，其特征在于，具有本地PRN码生成器和如权利要求7所述的时延测量设备，所述时延测量设备被安排成测量由所述码生成器生成的成为所述第一信号的码和从收到无线电信号获得成为所述第二信号的码之间的时延。

9.如权利要求8所述的无线电接收机，其特征在于，所述无线电接收机是具有多个信道和如权利要求7所述的时延测量设备的GPS接收机，所述时延测量设备用于测量每个信道中本地生成的成为所述第一信号的PRN码和根据来自相应卫星的信号获得的成为所述第二信号的码之间的时延。

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