ITTO20130638A1

ITTO20130638A1 - Ricevitore elettronico con correlatori in anello aperto per la mitigazione dell'interferenza da cammini multipli e metodo di stima di un errore di allineamento

Info

Publication number: ITTO20130638A1
Application number: IT000638A
Authority: IT
Inventors: Alberto Bagnasco; Emanuela Falletti; Davide Margaria; Francesco Parizzi; Augusto Torchi
Original assignee: Selex Es Spa
Priority date: 2013-07-29
Filing date: 2013-07-29
Publication date: 2015-01-30
Also published as: US9989646B2; EP3028069A1; WO2015015422A1; EP3028069B1; CA2919795A1; ES2633013T3; US20160170027A1; CA2919795C

Description

DESCRIZIONE

del brevetto per invenzione industriale dal titolo: “RICEVITORE ELETTRONICO CON CORRELATORI IN ANELLO APERTO PER LA MITIGAZIONE DELL'INTERFERENZA DA CAMMINI MULTIPLI E METODO DI STIMA DI UN ERRORE DI ALLINEAMENTO”

La presente invenzione è relativa ad un ricevitore elettronico e a un metodo di stima di un errore di allineamento. In particolare, la presente invenzione si riferisce ad un ricevitore elettronico per un sistema globale di navigazione satellitare (“Global Navigation Satellite System”, GNSS), il quale comprende correlatori operanti in anello aperto.

Come è noto, i ricevitori utilizzati nei sistemi satellitari di navigazione globale, quali ad esempio il sistema di localizzazione globale noto come GPS (“Global Positioning System”), determinano la loro posizione globale sulla base di segnali ricevuti da satelliti facenti parte di una costellazione.

Per esempio, i più recenti satelliti facenti parte della costellazione GPS trasmettono segnali utilizzando tre portanti denominate L1, L2 e L5, dove la portante L1 ha una frequenza di 1575,42 MHz, mentre la portante L2 ha una frequenza di 1227,60 MHz e la portante L5 ha una frequenza di 1176,45 MHz.

Ogni portante è di tipo sinusoidale ed è modulata da uno o più segnali (canali), ciascuno dei quali è formato da almeno una sequenza pseudocasuale (“Pseudo-Random Noise”, PRN), la quale può essere periodica o aperiodica ed è formata da una sequenza binaria (periodica o aperiodica) opportunamente modulata da una forma d’onda che si ripete periodicamente. In particolare, la modulazione avviene sulla base di cosiddette tecniche a spettro allargato (“spread spectrum techniques”) e consente la trasmissione di eventuali dati di navigazione.

Agli uni e zeri presenti nelle sequenze PRN ci si riferisce generalmente con l’espressione “code chip” o, semplicemente, “chip”, mentre le transizioni da uno a zero e viceversa sono denominate generalmente “chip transition”. In gergo tecnico, le sequenze PRN sono anche dette “ranging code”, dal momento che permettono di stimare le pseudodistanze (“pseudorange”) tra ricevitore e satelliti.

Ogni satellite GPS utilizza una sua ben precisa sequenza PRN per ogni canale trasmesso, distinta da quella degli altri satelliti; per questo motivo, il ricevitore può associare il segnale ricevuto con il satellite che lo ha emesso, dopo aver determinato quale sequenza PRN è inclusa nel segnale.

Il ricevitore calcola la differenza tra l’istante temporale in cui il satellite ha trasmesso il segnale, tale informazione essendo contenuta nel segnale stesso, e l’istante temporale in cui il ricevitore ha ricevuto il segnale. Sulla base di tale differenza temporale, il ricevitore calcola la propria distanza dal satellite, nota appunto come pseudodistanza. Utilizzando le pseudodistanze relative ad almeno quattro satelliti, il ricevitore è in grado di calcolare la propria posizione globale.

Per determinare la differenza temporale tra l’istante di tempo in cui il satellite trasmette il segnale e l’istante in cui il ricevitore lo riceve, il ricevitore sincronizza una sequenza PRN generata localmente con la sequenza PRN presente nel segnale ricevuto. Tale sincronizzazione avviene mediante allineamento dei code chips presenti nelle sequenze. In questo modo, il ricevitore determina l’entità dello scostamento temporale della sequenza PRN generata localmente rispetto al “GNSS time”, ossia la scala temporale usata dal satellite per generare la propria sequenza PRN, e calcola la pseudodistanza.

Quanto più precisamente il ricevitore allinea la sequenza PRN generata localmente con la sequenza PRN presente all’interno del segnale ricevuto, tanto più precisamente il ricevitore GPS può determinare lo scostamento temporale tra dette sequenze, la pseudodistanza e, conseguentemente, la propria posizione globale.

Le operazioni di sincronizzazione tipicamente includono l’acquisizione della sequenza PRN del satellite e l’inseguimento (“tracking”) della medesima. Per acquisire la sequenza PRN, tipicamente il ricevitore esegue una serie di misure di correlazione a passi minori o uguali a mezzo chip; una volta acquisita la sequenza, il ricevitore la insegue, tipicamente usando un cosiddetto anello ad aggancio di ritardo (“delay lock loop”, DLL). Oltre a ciò, il ricevitore è in grado di inseguire le variazioni della frequenza e della fase della portante usata dal satellite per trasmettere la sequenza PRN ed i dati di navigazione. Per fare ciò, il ricevitore tipicamente utilizza un anello ad aggancio di fase (“phase lock loop”, PLL).

Un esempio di ricevitore è mostrato in figura 1. In particolare, la figura 1 mostra un ricevitore 1, il quale comprende un’antenna 2, uno stadio di ingresso 4 ed uno stadio di elaborazione numerica del segnale 6, al quale ci si riferisce in seguito come allo stadio di inseguimento 6.

L’antenna 2 è atta a ricevere segnali di navigazione ed è collegata allo stadio di ingresso 4, il quale, come mostrato in figura 2, è formato da un oscillatore di adattamento 7, da un amplificatore di ingresso 8, da un moltiplicatore (anche noto come “mixer”) di adattamento 9, da un filtro passabanda 10, da un amplificatore a controllo automatico di guadagno 12 e da un convertitore Analogico/Digitale 14 (“analog-to-digital converter”, A/D).

L’amplificatore di ingresso 8, il moltiplicatore di adattamento 9, il filtro passabanda 10, l’amplificatore a controllo automatico di guadagno 12 ed il convertitore A/D 14 sono disposti in cascata e sono elettricamente collegati tra loro.

Il moltiplicatore di adattamento 9, oltre ad avere un primo ingresso collegato all’uscita dell’amplificatore di ingresso 8, ha un secondo ingresso collegato all’uscita dell’oscillatore di adattamento 7, il quale opera in anello aperto.

In uso, riferendosi al segnale analogico di ingresso si(t) per indicare il segnale elettrico generato dall’antenna 2 in funzione di uno o più segnali di navigazione (se presenti) e fornito all’amplificatore di ingresso 8, il convertitore A/D 14 fornisce un segnale campionato di ingresso si(n), in uscita dallo stadio di ingresso 4. In particolare, il convertitore A/D 14 opera ad una frequenza di campionamento fs.

In pratica, lo stadio di ingresso 4 è uno stadio di ricezione a eterodina e può contenere ulteriori componenti elettronici. Inoltre, lo stadio di ingresso 4 è tale per cui lo spettro del segnale campionato di ingresso si(n) è una replica centrata ad una frequenza cosiddetta intermedia fidello spettro del segnale analogico di ingresso si(t).

Lo stadio di inseguimento 6 comprende un generatore di portante 20, un primo ed un secondo moltiplicatore di ingresso 22a, 22b, un primo ed un secondo filtro di sottocanale 23a, 23b ed un primo ed un secondo sottocanale di correlazione 21a, 21b. Inoltre, lo stadio di inseguimento 6 comprende un discriminatore 30, un filtro di discriminazione 32 ed un generatore locale di forme d’onda 34. In pratica, lo stadio di inseguimento 6 forma un cosiddetto anello ad aggancio di ritardo (“delay lock loop”, DLL).

Il generatore di portante 20 ha una prima ed una seconda uscita e genera, con una frequenza pari alla frequenza di campionamento fs, campioni di segnali sinusoidali. In particolare, sulla prima e sulla seconda uscita del generatore di portante 20 sono rispettivamente presenti un primo ed un secondo segnale locale scos(n) e ssen(n), i quali sono reali e sfasati tra loro di 90°; in maggior dettaglio, il primo ed il secondo segnale locale scos(n), ssen(n) sono formati rispettivamente da campioni pari a cos(2π*floc*n/fs) e a sen(2π*floc*n/fs), in cui flocè una frequenza locale, oppure da loro approssimazioni.

Il primo moltiplicatore di ingresso 22a ha un primo ed un secondo ingresso, i quali sono rispettivamente collegati all’uscita del convertitore A/D 14 ed alla prima uscita del generatore di portante 20.

Il secondo moltiplicatore di ingresso 22b ha un primo ed un secondo ingresso, i quali sono rispettivamente collegati all’uscita del convertitore A/D 14 ed alla seconda uscita del generatore di portante 20.

Il primo ed il secondo filtro di sottocanale 23a, 23b sono entrambi di tipo numerico e passabasso ed hanno ingressi collegati rispettivamente alle uscite del primo e del secondo moltiplicatore di ingresso 22a, 22b.

Come mostrato in figura 3, lo stadio di inseguimento 6 include tre correlatori, ai quali ci si riferisce in seguito come al correlatore prompt P, al correlatore in anticipo (“early”) E ed al correlatore in ritardo (“late”) L.

Ciascuno tra il correlatore prompt P, il correlatore early E ed il correlatore late L comprende una rispettiva parte in fase 24a, la quale forma il primo sottocanale di correlazione 21a, ed una rispettiva parte in quadratura 24b, la quale forma il secondo sottocanale di correlazione 21b. Il generatore locale di forme d’onda 34 è condiviso tra il correlatore prompt P, il correlatore early E ed il correlatore late L.

In dettaglio, ciascuna parte in fase 24a comprende un rispettivo moltiplicatore di correlazione 26a ed un rispettivo accumulatore 28a.

Il moltiplicatore di correlazione 26a ha un primo ed un secondo ingresso, il primo ingresso essendo collegato all’uscita del primo filtro di sottocanale 23a; inoltre, il moltiplicatore di correlazione 26a ha un’uscita, la quale è collegata all’ingresso del corrispondente accumulatore 28a.

Ciascun accumulatore 28a dispone di una rispettiva uscita, la quale è collegata in ingresso al discriminatore 30. Inoltre, il discriminatore 30 ha un’uscita, la quale è collegata all’ingresso del filtro di discriminazione 32, la cui uscita è collegata all’ingresso del generatore locale di forme d’onda 34. A sua volta, il generatore locale di forme d’onda 34 presenta tre uscite; ciascuna uscita del generatore locale di forme d’onda 34 è collegata al secondo ingresso di un corrispondente moltiplicatore di correlazione 26a e forma quindi uno tra il correlatore prompt P, il correlatore early E ed il correlatore late L.

Ciascuna parte in quadratura 24b dei correlatori prompt P, early E e late L comprende un rispettivo moltiplicatore di correlazione ed un rispettivo accumulatore, indicati rispettivamente con 26b e 28b; il moltiplicatore di correlazione 26b ha un primo ingresso collegato all’uscita del secondo filtro di ingresso 23b ed un secondo ingresso collegato ad una tra le tre uscite del generatore locale di forme d’onda 34.

Le uscite degli accumulatori 28b del secondo sottocanale di correlazione 21b sono fornite in ingresso al discriminatore 30.

In pratica, il primo ed il secondo sottocanale di correlazione 21a, 21b sono uguali tra loro, ma ricevono in ingresso campioni differenti. Inoltre, considerato uno qualsiasi tra il correlatore prompt P, il correlatore early E ed il correlatore late L, le rispettive parti in fase ed in quadratura 24a, 24b condividono la medesima uscita del generatore locale di forme d’onda 34; in altre parole, i secondi ingressi dei moltiplicatori di correlazione della parte in fase e della parte in quadratura del correlatore considerato sono collegati alla medesima uscita del generatore locale di forme d’onda 34.

Operativamente, assumendo che l’antenna 2 riceva un segnale di navigazione modulato con una prima sequenza PRN1 ed avente una portante ad una prima frequenza fc1, il primo ed il secondo segnale locale scos(n), ssen(n) hanno una frequenza pari alla summenzionata frequenza intermedia fi, sebbene in tali condizioni si affermi generalmente che il primo ed il secondo segnale locale scos(n), ssen(n) sono agganciati alla portante del segnale di navigazione, la quale, come detto, ha frequenza pari alla prima frequenza fc1. Si verifica dunque che la frequenza locale flocè pari alla frequenza intermedia fi.

Sebbene non mostrato in figura 1, al fine di generare il primo ed il secondo segnale locale scos(n), ssen(n), il generatore di portante 20 tipicamente comprende un proprio discriminatore, un filtro ed un oscillatore controllato numericamente, i quali sono connessi in sequenza, l’ingresso del discriminatore essendo collegato ad una o più delle uscite degli accumulatori del primo e del secondo sottocanale di correlazione 21a, 21b, in modo da formare un anello ad aggancio di fase.

Il primo ed il secondo moltiplicatore di ingresso 22a, 22b forniscono rispettivamente un primo ed un secondo segnale di moltiplicazione smI(n), smQ(n). Inoltre, il primo ed il secondo filtro di ingresso 23a, 23b forniscono rispettivamente un segnale in fase I(n) ed un segnale in quadratura Q(n), i cui campioni sono reali; il segnale in fase I(n) ed il segnale in quadratura Q(n) rappresentano le componenti in fase ed in quadratura del segnale campionato di ingresso si(n), quindi sono funzione rispettivamente delle componenti in fase ed in quadratura del segnale analogico di ingresso si(t). Da un altro punto di vista, il segnale in fase I(n) ed il segnale in quadratura Q(n) rappresentano l’esito di un’operazione di demodulazione del segnale di navigazione; inoltre, tipicamente il segnale di navigazione è modulato con la prima sequenza PRN1 alternativamente in quadratura o, più frequentemente, in fase, pertanto il segnale in quadratura Q(n) o, più frequentemente, il segnale in fase I(n) rappresentano la stessa prima sequenza PRN1, demodulata a partire dal segnale di navigazione.

Il generatore locale di forme d’onda 34 fornisce, su ciascuna delle proprie uscite, un corrispondente segnale locale, di tipo digitale e pseudocasuale, al quale ci si riferisce in genere come alla sequenza di correlazione. Ad esempio, ciascuna sequenza di correlazione può essere formata dalla ripetizione periodica di una medesima sequenza PRN di base, intesa come insieme di “code chips”, modulati con un’opportuna forma d’onda (ad esempio, una porta rettangolare, nel caso di segnali con modulazione di tipo BPSK, oppure con forme d’onda più complesse nel caso di modulazioni BOC, BOCc, CBOC, TMBOC, AltBOC, ecc.). I campioni delle sequenze di correlazione sono forniti alla frequenza di campionamento fs.

Le sequenze di correlazione sono temporalmente disallineate tra loro. In particolare, la sequenza di correlazione del correlatore prompt P, che in figura 3 è indicata con cr0(n), ed alla quale ci si riferisce come alla sequenza locale, rappresenta la sequenza da allineare temporalmente a quella contenuta nel segnale di navigazione ricevuto.

La sequenza di correlazione del correlatore early E, che in figura 3 è indicata con cr-1(n), ed alla quale ci si riferisce come alla replica anticipata della sequenza locale, è temporalmente anticipata di uno sfasamento Δ rispetto alla sequenza locale.

La sequenza di correlazione del correlatore late L, che in figura 3 è indicata con cr1(n), ed alla quale ci si riferisce come alla replica ritardata della sequenza locale, è temporalmente ritardata dello sfasamento Δ rispetto alla sequenza locale.

Da un altro punto di vista, ciascuno tra il correlatore prompt P, il correlatore early E ed il correlatore late L comprende una rispettiva parte in fase 24a, la quale opera sulla componente in fase del segnale campionato di ingresso si(n), ed una parte in quadratura 24b, la quale opera sulla componente in quadratura del segnale campionato di ingresso si(n).

In maggior dettaglio, riferendosi ad esempio al primo sottocanale di correlazione 21a, assumendo un indice z=-1, 0, 1 per identificare singolarmente le parti in fase 24a dei correlatori prompt P, early E e late L che lo formano, e riferendosi al segnale intermedio di primo sottocanale scI,z(n) per indicare, dato la z-esima parte in fase 24a, il segnale presente sull’uscita del corrispondente moltiplicatore di correlazione 26a, il corrispondente accumulatore 28a è atto a sommare un numero K di campioni del segnale intermedio di primo sottocanale scI,z(n) e a dividere per lo stesso numero K il risultato di questa somma, determinando così un campione di un corrispondente segnale di correlazione di primo sottocanale sdI,z(w). In figura 3 si è adottata una notazione tale per cui i simboli scI,-1(n), scI,0(n) e scI,1(n) si riferiscono rispettivamente al correlatore early E, al correlatore prompt P ed al correlatore late L.

In pratica, gli accumulatori 28a fungono da blocchi di “integrate and dump”. Inoltre, i campioni dei segnali di correlazione di primo sottocanale sdI,z(w) sono forniti ad una frequenza pari a fs/K, cioè l’indice w può essere interpretato come l’intero inferiore del rapporto n/K. In altre parole, dato un qualsiasi accumulatore 28a e dati un primo ed un secondo campione di un medesimo segnale di correlazione di primo sottocanale sdI,z(w), il primo campione è funzione di un primo insieme di K campioni del corrispondente segnale intermedio di primo sottocanale scI,z(n), mentre il secondo campione è funzione di un secondo insieme di K campioni di tale segnale intermedio di primo sottocanale scI,z(n), i campioni del secondo insieme essendo differenti dai campioni del primo insieme.

Il funzionamento delle parti in quadratura 24b del secondo sottocanale di correlazione 21b è uguale al funzionamento delle parti in fase 24a del primo sottocanale di correlazione 21a, fatto salvo che nella presente trattazione ci si riferisce, data la z-esima parte in quadratura 24b, al segnale intermedio di secondo sottocanale scQ,z(n) per indicare il segnale presente sull’uscita del corrispondente moltiplicatore di correlazione 26b. Inoltre, data ancora la z-esima parte in quadratura 24b del secondo sottocanale di correlazione 21b, ci si riferisce al segnale di correlazione di secondo sottocanale sdQ,z(w) per indicare il segnale presente sull’uscita del corrispondente accumulatore 28b.

Il discriminatore 30 riceve in ingresso i tre segnali di correlazione di primo sottocanale sdI,z(w) ed i tre segnali di correlazione di secondo sottocanale sdQ,z(w), in funzione dei quali genera, sulla propria uscita, un segnale di pilotaggio sp(w) di tipo numerico, con campioni emessi ad una frequenza ad esempio pari a fs/K. Il segnale di pilotaggio sp(w) è filtrato dal filtro di discriminazione 32, il quale è anch’esso di tipo numerico e passabasso, in maniera tale da fornire un segnale filtrato di pilotaggio spf(w). Il segnale filtrato di pilotaggio spf(w) è fornito in ingresso al generatore locale di forma d’onda 34.

In dettaglio, il discriminatore 30 determina punti della cosiddetta funzione di correlazione, con una frequenza pari a fs/K, cioè aggiorna i punti della funzione di correlazione ad ogni periodo di integrazione T=K/fs.

In maggior dettaglio, per ciascun periodo di integrazione T, il discriminatore 30 determina un corrispondente vettore, formato da tre elementi. Più in particolare, considerato un periodo di integrazione T, e considerato un qualsiasi elemento tra i tre elementi del corrispondente vettore, tale elemento può essere ad esempio pari i) al valore del corrispondente segnale di correlazione di primo sottocanale sdI,z(w), oppure può essere pari ii) alla radice quadrata della somma del quadrato del valore del corrispondente segnale di correlazione di primo sottocanale sdI,z(w) con il quadrato del valore del corrispondente segnale di correlazione di secondo sottocanale sdQ,z(w). Nel caso i), il discriminatore 30 è detto coerente, mentre nel ii) il discriminatore 30 è detto non coerente.

In pratica, per ciascun periodo di integrazione T, il corrispondente vettore contiene i tre punti della funzione di correlazione. Le figure 4a e 4b mostrano due esempi di funzioni di correlazione ideali, nell’ipotesi che il segnale di navigazione sia modulato BOC(1,1), rispettivamente nel caso di discriminatore coerente e non coerente; in entrambi i casi, le ascisse identificano i ritardi rispetto al picco della funzione di correlazione, il quale si verifica, idealmente, quando la sequenza locale è temporalmente allineata con la sequenza contenuta nel segnale di navigazione. Inoltre, in ciascuna delle figure 4a e 4b sono mostrati i tre punti del vettore, i quali sono rispettivamente indicati con VE, VP e VL. In particolare, il punto VP è il punto della funzione di correlazione calcolato sulla base dei valori dei segnali di correlazione di primo e secondo sottocanale relativi al correlatore prompt P, i quali sono rispettivamente indicati con sdI,0(w) e sdQ,0(w). Il punto VE è il punto della funzione di correlazione calcolato sulla base dei valori dei segnali di correlazione di primo e secondo sottocanale relativi al correlatore early E, i quali sono rispettivamente indicati con sdI,-1(w) e sdQ,-1(w). Il punto VL è il punto della funzione di correlazione calcolato sulla base dei valori dei segnali di correlazione di primo e secondo sottocanale relativi al correlatore late L, i quali sono rispettivamente indicati con sdI,1(w) e sdQ,1(w).

I punti della funzione di correlazione rappresentano misure di correlazione, cioè misure indicative della differenza tra la prima sequenza PRN1 del segnale di navigazione ricevuto dall’antenna 2 e corrispondenti repliche temporalmente sfasate.

Ciò premesso, il discriminatore 30 opera in maniera tale per cui la sequenza locale viene mantenuta temporalmente allineata alla prima sequenza PRN1, come presente nel segnale di navigazione ricevuto dall’antenna 2, ed alla quale ci si riferisce anche come alla sequenza PRN ricevuta lungo il cammino diretto. A tal fine, il discriminatore 30 può ad esempio generare il segnale di pilotaggio sp(w) in modo che sia proporzionale alla differenza tra i punti VE ed VL della funzione di correlazione, e dunque sia proporzionale al disallineamento temporale tra la sequenza locale e la sequenza PRN ricevuta lungo il cammino diretto. Inoltre, il generatore locale di forme d’onda 34 opera in maniera tale da minimizzare il segnale di pilotaggio sp(w), traslando opportunamente nel tempo la sequenza locale, nonché, in equal misura, la replica anticipata della sequenza locale e la replica ritardata della sequenza locale.

Come mostrato in maggior dettaglio in figura 5, nel formare il segnale di navigazione, il satellite (indicato con 40) genera la prima sequenza PRN1, in modo sincrono con un proprio orologio (“clock”) 42, il quale è sincrono con il “GNSS time” (ad esempio, la scala di tempo del sistema GPS, cioè il “GPS time”). A sua volta, il ricevitore 1 dispone di un proprio orologio 44, il quale solo idealmente è sincronizzato con il “GNSS time”. Inoltre, il generatore locale di forme d’onda 34 genera la sequenza locale in modo sincrono con il proprio orologio, ma la sfasa di un ritardo D rispetto a quest’ultimo, tale ritardo D essendo tale per cui la correlazione tra la sequenza locale e la sequenza PRN ricevuta lungo il cammino diretto è massima. Il ritardo D è quindi funzione della differenza temporale tra l’istante di trasmissione della prima sequenza PRN1, riferito all’orologio 42 del satellite 40, e l’istante di ricezione della prima sequenza PRN1, riferito all’orologio 44 del ricevitore 1. Inoltre, il ritardo D può essere impiegato per calcolare la pseudodistanza tra il satellite 40 ed il ricevitore 1.

Esempi che illustrano il funzionamento del DLL sono mostrati nelle figure 6a-6d, in cui per semplicità di visualizzazione sono mostrati singoli chip della sequenza PRN ricevuta lungo il cammino diretto, della sequenza locale cr0(n), della replica anticipata della sequenza locale cr-1(n) e della replica ritardata della sequenza locale cr1(n). In ciascuna figura 6a-6d, la funzione di correlazione è normalizzata ed è mostrata in un sistema Cartesiano le cui ascisse indicano il ritardo temporale, espresso in frazioni di chip, della sequenza locale, o replica della sequenza locale, rispetto alla sequenza PRN ricevuta lungo il cammino diretto. Inoltre, il ritardo temporale è normalizzato in modo tale per cui il massimo della funzione di correlazione si verifica in corrispondenza dell’ascissa nulla; il ritardo temporale è quindi normalizzato in funzione del summenzionato ritardo D, il quale consente appunto di allineare la sequenza locale alla sequenza PRN ricevuta lungo il cammino diretto. In altre parole, le ascisse sono normalizzate rispetto al tempo di propagazione del segnale di navigazione lungo il cammino diretto.

In pratica, nel caso in cui l’antenna 2 riceva solamente il segnale di navigazione, lungo il cosiddetto cammino diretto (anche noto come “line of sight path”, LOS) presente tra il satellite 40 che ha generato il segnale di navigazione e l’antenna 2, il discriminatore 30 opera in maniera tale per cui si verifica quanto mostrato a scopo esemplificativo in figura 6c. Pertanto, si verifica una massimizzazione dei valori dei campioni del segnale di correlazione di primo sottocanale sdI,0(w) del correlatore prompt P. In tali condizioni, vi è appunto allineamento tra la sequenza locale e la sequenza PRN ricevuta lungo il cammino diretto; in particolare, a livello terminologico, si dice che la sequenza locale è allineata con il picco principale della funzione di correlazione e che il correlatore prompt P è agganciato al picco principale. Pertanto, il ricevitore 1 demodula correttamente i dati contenuti nel segnale di navigazione e determina correttamente la pseudodistanza dal satellite 40, tale informazione essendo quindi utilizzata nei passi successivi, che conducono alla determinazione della posizione globale del ricevitore 1.

Al contrario, quando l’antenna 2 riceve, attraverso cosiddetti cammini multipli (“multipath”), anche repliche riflesse del segnale di navigazione, a causa di queste repliche può verificarsi un disallineamento tra la sequenza locale e la sequenza PRN ricevuta lungo il cammino diretto. Ciò è dovuto al fatto che la presenza dei cammini multipli causa una sorta di deformazione della funzione di correlazione, rispetto al caso in cui non vi siano cammini multipli. A tal proposito, in presenza di cammini multipli, la funzione di correlazione calcolata dal discriminatore 30 è relativa al segnale formato dall’insieme di tutte le repliche della prima sequenza PRN1, come ricevute dal ricevitore 1 lungo tutti i cammini che afferiscono al ricevitore 1 stesso. In particolare, la funzione di correlazione determinata dal discriminatore 30 è relativa alla combinazione (somma algebrica) di tutte le repliche della prima sequenza PRN1 ricevute dal ricevitore 1 e della sequenza PRN ricevuta lungo il cammino diretto.

La presenza di cammini multipli può causare un’asimmetria della funzione di correlazione e/o alterare la posizione del massimo della funzione di correlazione. E’ quindi possibile che il massimo della funzione di correlazione calcolata dal discriminatore 30 si verifichi per un allineamento temporale errato tra la sequenza locale e la sequenza PRN ricevuta lungo il cammino diretto. E’ inoltre possibile che la sequenza locale sia allineata con un picco secondario (laterale) della funzione di correlazione. In particolare, la probabilità di allineamento su di un picco secondario aumenta con l’aumentare del numero di picchi secondari all’interno della funzione di correlazione, nonché al crescere delle ampiezze dei picchi secondari rispetto all’ampiezza del picco principale.

Si verifica quindi un errore di allineamento tra la sequenza locale e la sequenza PRN ricevuta lungo il cammino diretto, cioè un errore nella determinazione del ritardo con cui occorre sfasare la sequenza locale, in modo da allinearla alla sequenza PRN ricevuta lungo il cammino diretto; tale errore si ripercuote sul calcolo della pseudodistanza e, di conseguenza, sulla determinazione della posizione globale del ricevitore 1. In particolare, la pseudodistanza può risultare affetta da errori dell’ordine di diversi metri.

Allo scopo di mitigare gli effetti dei cammini multipli, sono state proposte numerose tecniche. Alcune tecniche mirano ad evitare che i segnali riflessi possano raggiungere il ricevitore, mentre altre prevedono di elaborare i segnali ricevuti in modo da mitigare l’effetto dei cammini multipli.

L’articolo “Evaluation of GNSS Receiver Correlation processing Techniques for Multipath and Noise Mitigation”, di A.J. Van Dierendonck e M. S. Braasch, Proceedings of the 1997 National Technical Meeting of the Institute of Navigation (ION-NTM '97), 14-16 Gennaio 1997, Santa Monica, CA, USA, descrive, tra le altre tecniche, il cosiddetto “tracker E1/E2”, il quale prevede di disporre, per ciascun sottocanale di correlazione, di due correlatori aggiuntivi, i quali sono collegati al discriminatore ed operano in anello chiuso. Grazie alla presenza dei correlatori aggiuntivi, il discriminatore cerca di inseguire un punto della funzione di correlazione che non è distorto dalla presenza dei cammini multipli. Tale tecnica garantisce buone prestazioni, tuttavia il DLL così implementato è particolarmente vulnerabile al rumore termico, dunque le prestazioni decadono in presenza di segnali di navigazione attenuati.

Scopo della presente invenzione è dunque fornire un ricevitore che risolva almeno in parte gli inconvenienti dell’arte nota.

Secondo la presente invenzione vengono forniti un ricevitore ed un metodo di stima come definiti nelle rivendicazioni allegate.

Per una migliore comprensione dell’invenzione, ne vengono ora descritte forme di realizzazione, a puro titolo di esempio non limitativo e con riferimento ai disegni allegati, nei quali:

- la figura 1 mostra uno schema a blocchi di un ricevitore di un sistema globale di navigazione satellitare, di tipo noto;

- le figure 2 e 3 mostrano schemi a blocchi di porzioni del ricevitore mostrato in figura 1;

- le figure 4a-4b e 15 mostrano esempi di funzioni di correlazione;

- la figura 5 mostra uno schema qualitativo che illustra i meccanismi di generazione di una sequenza PRN locale, in funzione di una sequenza PRN trasmessa;

- ciascuna tra le figure 6a-6d mostra la disposizione temporale reciproca di singoli chip di una sequenza PRN ricevuta da un ricevitore e di tre sequenze PRN generate localmente dal ricevitore, nonché la corrispondente funzione di correlazione (normalizzata ad uno) e la disposizione rispetto a quest’ultima delle tre sequenze PRN generate localmente;

- la figura 7 mostra uno schema a blocchi di una porzione del presente ricevitore;

- le figure 8a-8b mostrano porzioni di funzioni di correlazione, riportate in un sistema Cartesiano, e posizioni di correlatori rispetto a tali funzioni di correlazione;

- le figure 9, 10 e 14 mostrano schemi a blocchi di operazioni di filtraggio implementate da forme di realizzazione del presente ricevitore;

- la figura 11 mostra un diagramma di flusso di operazioni svolte da una forma di realizzazione del presente ricevitore durante una fase di calibrazione ed una successiva fase operativa;

- la figura 12 mostra l’andamento di un esempio di funzione di calibrazione, riportato in un sistema Cartesiano; e

- la figura 13 mostra un diagramma di flusso di operazioni svolte da una forma di realizzazione del presente ricevitore.

Sostanzialmente, il presente ricevitore prevede di disporre di correlatori aggiuntivi, i quali operano in anello aperto e consentono di determinare una stima dell’errore dell’allineamento tra la sequenza locale e la sequenza PRN ricevuta lungo il cammino diretto. Tale stima può essere utilizzata per correggere il valore di pseudodistanza. Pertanto, non si implementa alcuna correzione della distorsione della funzione di correlazione, tali correzioni caratterizzandosi in genere per un’elevata complessità computazionale.

Più in particolare, il presente ricevitore si basa sul fatto che, considerando un punto Oxdella funzione di correlazione di un segnale modulato con una sequenza PRN e ricevuto attraverso il cammino diretto, tale punto Oxnon è distorto dalla presenza di un eventuale cammino riflesso, se il ritardo di quest’ultimo rispetto al cammino diretto, cioè la differenza tra i rispettivi tempi di propagazione, è superiore ad un ritardo di soglia τmin, il quale è pari a τmin= Tchip-tOx, in cui Tchipè la durata di un singolo chip e tOxè pari alla distanza temporale del punto Oxrispetto al massimo della funzione di correlazione in assenza di cammini multipli. In altre parole, nell’intorno del punto Ox, la funzione di correlazione del segnale dato dalla combinazione della sequenza PRN ricevuta lungo il cammino diretto e la replica ricevuta lungo il cammino riflesso coincide con la funzione di correlazione della sequenza PRN ricevuta lungo il solo cammino diretto.

Il ritardo di soglia τminpuò anche essere espresso in frazioni di chip, dividendo la precedente espressione per Tchip, nel qual caso esso risulta pari a τmin<(chip)>= 1-sOx, in cui sOxè pari alla spaziatura, cioè al ritardo in frazioni di chip, del punto Oxrispetto al massimo della funzione di correlazione in assenza di cammini multipli. Tuttavia, al crescere del modulo della spaziatura sOx, diminuisce il rapporto segnale-rumore che caratterizza lo stesso punto Ox.

Ciò premesso, la figura 7 mostra un ricevitore 50, il quale viene ora descritto con riferimento alle sole differenze rispetto al ricevitore 1 mostrato in figura 1. Inoltre, elementi del ricevitore 50 già presenti nel ricevitore 1 vengono indicati con i medesimi segni di riferimento. Si assume inoltre, senza alcuna perdita di generalità, che il summenzionato tempo Δ, cioè il modulo della spaziatura presente tra la sequenza locale (cr0(n)) e le repliche anticipata e ritardata della sequenza locale (cr-1(n) e cr1(n)) sia inferiore alla durata di un singolo chip. Si assume inoltre, senza alcuna perdita di generalità, che il discriminatore 30 sia di tipo non coerente.

In dettaglio, il ricevitore 1 comprende un’unità di elaborazione 52. Inoltre, il ricevitore 50 comprende un primo ed un secondo correlatore addizionale 51, 53, i quali, in una modalità di funzionamento alla quale ci si riferisce come alla modalità di mitigazione degli effetti dei cammini multipli, sono comandati in anello aperto, cioè le rispettive uscite non influenzano i rispettivi ingressi.

In maggior dettaglio, il primo correlatore addizionale 51 comprende una parte in fase 54, la quale forma il primo sottocanale di correlazione 21a, ed una parte in quadratura 64, la quale forma il secondo sottocanale di correlazione 21b. Il secondo correlatore addizionale 53 comprende una rispettiva parte in fase 56, la quale forma il primo sottocanale di correlazione 21a, ed una rispettiva parte in quadratura 66, la quale forma il secondo sottocanale di correlazione 21b.

Ciascuna tra la parte in fase 54 del primo correlatore addizionale 51 e la parte in fase 56 del secondo correlatore addizionale 53 comprende un rispettivo moltiplicatore di correlazione 58a ed un rispettivo accumulatore 60a tra loro collegati. Le uscite degli accumulatori 60a delle parti in fase del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 sono collegate in ingresso all’unità di elaborazione 52, anziché al discriminatore 30.

Il moltiplicatore di correlazione 58a della parte in fase 54 del primo correlatore addizionale 51 ha un primo ed un secondo ingresso, il primo ingresso essendo collegato all’uscita del primo filtro di sottocanale 23a, in modo da ricevere il segnale in fase I(n), il secondo ingresso essendo collegato al generatore locale di forme d’onda 34, al fine di ricevere un primo segnale addizionale A1(n), generato dallo stesso generatore locale di forme d’onda 34.

Il moltiplicatore di correlazione 58a della parte in fase 56 del secondo correlatore addizionale 53 ha un primo ed un secondo ingresso, il primo ingresso essendo collegato all’uscita del primo filtro di sottocanale 23a, in modo da ricevere il segnale in fase I(n), il secondo ingresso essendo collegato al generatore locale di forme d’onda 34, al fine di ricevere un secondo segnale addizionale A2(n), generato dallo stesso generatore locale di forme d’onda 34.

Come accennato, oltre alla sequenza locale cr0(n), alla replica anticipata della sequenza locale cr-1(n) ed alla replica ritardata della sequenza locale cr1(n), il generatore locale di forme d’onda 34 genera dunque il primo ed il secondo segnale addizionale A1(n), A2(n), i quali sono anch’essi repliche della sequenza locale, rispetto alla quale sono in anticipo rispettivamente di una quantità sA1e di una quantità sA2, normalizzate rispetto al tempo di chip Tchipe pari a:

(1)

in cui τpè il ritardo della sequenza locale cr0(n) (cioè, del correlatore prompt P) rispetto ad un riferimento temporale locale, sincrono con l’orologio 44 del ricevitore, mentre τA1e τA2sono rispettivamente i ritardi del primo e del secondo segnale addizionale A1(n), A2(n) rispetto a tale riferimento temporale. Le quantità sA1e sA2sono espresse in frazioni di chip; nel seguito, il riferimento alle frazioni di chip viene sottinteso, salvo laddove specificato diversamente.

Ciascuna tra la parte in quadratura 64 del primo correlatore addizionale 51 e la parte in quadratura 66 del secondo correlatore addizionale 53 comprende un rispettivo moltiplicatore di correlazione 58b ed un rispettivo accumulatore 60b tra loro collegati. Le uscite degli accumulatori 60b delle parti in quadratura del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 sono collegate in ingresso all’unità di elaborazione 52, anziché al discriminatore 30.

Il moltiplicatore di correlazione 58b della parte in quadratura 64 del primo correlatore addizionale 51 ha un primo ed un secondo ingresso, il primo ingresso essendo collegato all’uscita del secondo filtro di sottocanale 23b, in modo da ricevere il segnale in quadratura Q(n), il secondo ingresso essendo collegato al generatore locale di forme d’onda 34, al fine di ricevere il primo segnale addizionale A1(n).

Il moltiplicatore di correlazione 58b della parte in quadratura 66 del secondo correlatore addizionale 53 ha un primo ed un secondo ingresso, il primo ingresso essendo collegato all’uscita del secondo filtro di sottocanale 23b, in modo da ricevere il segnale in quadratura Q(n), il secondo ingresso essendo collegato al generatore locale di forme d’onda 34, al fine di ricevere il secondo segnale addizionale A2(n).

In pratica, le parti in fase del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 operano sulla componente in fase del segnale campionato di ingresso si(n), mentre le parti in quadratura del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 operano sulla componente in quadratura del segnale campionato di ingresso si(n). Inoltre, le uscite delle parti in fase ed in quadratura del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 non sono impiegate dal discriminatore 30 e dunque non influiscono sul funzionamento del generatore locale di forme d’onda 34, ed in particolare sul controllo del ritardo τpdella sequenza locale da parte dell’anello ad aggancio di ritardo, cioè sulla posizione del correlatore prompt P. A tal proposito, nel seguito ci si riferisce alla posizione di un correlatore per indicare il ritardo della sequenza locale /replica della sequenza locale presente sul secondo ingresso dei moltiplicatori di correlazione di tale correlatore. Un esempio del posizionamento del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 è mostrato in figura 4b, in cui le posizioni dei due correlatori addizionali sono indicate con PA1e PA2.

Ai fini pratici, è probabile che l’andamento della funzione di correlazione in corrispondenza del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 non sia distorto da alcun cammino multiplo. Inoltre, le posizioni del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53, e dunque le relative spaziature, sono fisse rispetto alle posizioni dei correlatori prompt P, early E e late L. In altre parole, le posizioni del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 variano nel tempo solidalmente con le posizioni dei correlatori prompt P, early E e late L.

Un errore di allineamento temporale della sequenza locale rispetto alla sequenza PRN ricevuta lungo il cammino diretto, causato dalla presenza dei cammini multipli, induce una traslazione rigida nel tempo delle posizioni dei correlatori prompt P, early E e late L, nonché del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53, e dunque comporta che le misure di correlazione in uscita dai correlatori addizionali 51, 53 siano spostate proporzionalmente lungo la funzione di correlazione. In particolare, dal momento che il primo ed il secondo correlatore addizionale 51, 53 sono disposti in una zona lineare della funzione di correlazione, lo scarto rispetto al caso in assenza di cammini multipli è proporzionale all’errore di allineamento causato dai cammini multipli sul correlatore prompt P; pertanto, conoscendo a priori la forma della funzione di correlazione in assenza di cammini multipli, è possibile stimare, e quindi compensare, l’errore di allineamento causato dalla presenza di cammini multipli.

In maggior dettaglio, nel seguito ci si riferisce alla parte in fase del primo segnale addizionale di correlazione sd_A1_I(w) per indicare i campioni in uscita dall’accumulatore 60a della parte in fase 54 del primo correlatore addizionale 51, ed alla parte in quadratura del primo segnale addizionale di correlazione sd_A1_Q(w) per indicare i campioni in uscita dall’accumulatore 60b della parte in quadratura 64 del primo correlatore addizionale 51. Inoltre, ci riferisce alla parte in fase del secondo segnale addizionale di correlazione sd_A2_I(w) per indicare i campioni in uscita dall’accumulatore 60a della parte in fase 56 del secondo correlatore addizionale 53, ed alla parte in quadratura del secondo segnale addizionale di correlazione sd_A2_Q(w) per indicare i campioni in uscita dall’accumulatore 60b della parte in quadratura 66 del secondo correlatore addizionale 53. Inoltre, ci si riferisce al modulo del primo segnale addizionale di correlazione y1(w) ed al modulo del secondo segnale addizionale di correlazione y2(w) per indicare due segnali calcolati dall’unità di elaborazione 52 e rispettivamente pari a:

(2)

Come mostrato in figura 8a, in assenza di cammini multipli, il primo ed il secondo correlatore addizionale 51, 53 sono posizionati rispettivamente in x1<0>e x2<0>, con x1<0>=1-sA1e x2<0>=1-sA2, e sono tali per cui i moduli del primo e del secondo segnale addizionale di correlazione sono rispettivamente pari a y1<0>e y2<0>, cioè sono rispettivamente pari ai valori della funzione di correlazione della prima sequenza PRN1 in assenza di cammini multipli, calcolati rispettivamente ad una distanza pari a sA1e sA2dal picco principale di tale funzione di correlazione. Nel seguito, per brevità, ci si riferisce alla funzione di correlazione di riferimento per indicare la funzione di correlazione della prima sequenza PRN1, come ricevuta dal ricevitore 1 lungo il cammino diretto ed in assenza di cammini multipli; tale funzione può essere determinata in modo di per sé noto durante una fase di taratura, la quale si caratterizza, oltre che per l’assenza di cammini multipli, per la presenza, preferibilmente, di un rumore trascurabile. In teoria, in assenza di non idealità dello stadio di ingresso 4, la funzione di correlazione di riferimento ha la medesima forma della cosiddetta funzione di autocorrelazione della prima sequenza PRN1. Inoltre, la funzione di correlazione di riferimento può essere memorizzata, ad esempio all’interno di una memoria dell’unità di elaborazione 52.

La differenza di posizione tra il primo ed il secondo correlatore addizionale 51, 53 è pari a:

(3)

Come mostrato in figura 8b, in presenza di un errore di allineamento τ dovuto alla presenza di cammini multipli, le posizioni del primo ed il secondo correlatore addizionale 51, 53 diventano pari a x1<1>e x2<1>, con x1<1>= x1<0>+ τ e x2<1>= x2<0>+ τ = x1<0>+ d τ; inoltre, i moduli del primo e del secondo segnale addizionale di correlazione sono rispettivamente pari a y1<1>e y2<1>. Vale quindi la relazione:

(4)

Dal momento che la pendenza m della funzione di correlazione non cambia, poiché si può assumere che l’andamento della porzione di funzione di correlazione compresa tra x1<0>e x2<1>non sia distorto dai cammini multipli, si ha:

Vale quindi la relazione:

(6)

Assumendo di adottare un sistema di riferimento avente origine nel ritardo pari a -Tchiprispetto al massimo della funzione di correlazione di riferimento, e rappresentando localmente, cioè nella regione del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53, la funzione di correlazione come una retta passante per i punti (x1<1>,y1<1>) e (x2<1>,y2<1>), valgono le relazioni:

(7)

le quali, sommate, forniscono:

(8)

Si ottiene quindi la relazione:

(9) la quale può essere risolta in τ, il quale è pari a:

(10)

Equivalentemente, si ha:

(11)

Nel caso particolare in cui x1<0>=d e x2<0>=2d, l’espressione di τ si semplifica in:

Sulla base delle equazioni precedenti, l’unità di elaborazione 52 calcola τ, cioè calcola una stima dell’errore di allineamento della sequenza locale rispetto alla sequenza PRN ricevuta lungo il cammino diretto. Inoltre, sulla base di τ, l’unità di elaborazione 52 corregge il valore di pseudodistanza. Tale correzione avviene in anello aperto, cioè senza incidere sul discriminatore 30, né in generale sul DLL. Ad esempio, la correzione della pseudodistanza può avvenire con la stessa frequenza con cui la pseudodistanza viene calcolata, cioè con una frequenza inferiore rispetto alla frequenza di funzionamento del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53.

In pratica, dal momento che i punti (x1<0>,y1<0>), (x2<0>,y2<0>), (x1<1>,y1<1>) e (x2<1>,y2<1>) definiscono una relazione lineare, l’unità di elaborazione (52) determina una stima di errore di allineamento sulla base di tale relazione. Infatti, i punti (x1<1>,y1<1>) e (x2<1>,y2<1>) sono traslati di una medesima quantità rispetto a, rispettivamente, il punto (x1<0>,y1<0>) ed il punto (x2<0>,y2<0>), lungo la funzione di correlazione, tale quantità essendo proporzionale all’errore di allineamento; inoltre, la porzione di funzione di correlazione compresa tra i punti (x1<0>,y1<0>) e (x2<1>,y2<1>) è lineare, per i motivi precedentemente spiegati.

Ancora più in particolare, τ viene calcolato in funzione delle posizioni dei punti (x1<1>(w),y1<1>(w)) e (x2<1>(w),y2<1>(w)), nei quali la funzione di correlazione di riferimento assume valori rispettivamente pari ai valori dei moduli del primo e del secondo segnale addizionale di correlazione y1<1>e y2<1>, rispetto ad almeno un punto di riferimento (nell’esempio descritto, il punto (x1<0>,y1<0>), senza alcuna perdita di generalità) della funzione di correlazione di riferimento, il quale dista dal picco principale della funzione di correlazione di riferimento di una distanza pari allo sfasamento temporale presente tra il primo segnale addizionale A1(n) e la sequenza locale cr0(n).

Dal momento che, a causa della minore ampiezza della funzione di correlazione, le uscite del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 hanno un basso rapporto segnale-rumore, vantaggiosamente l’unità di elaborazione 52 può calcolare la stima τ in funzione di ym1(w) e ym2(w), in sostituzione di, rispettivamente, y1<1>(w) e y2<1>(w).

In dettaglio, l’unità di elaborazione 52 può implementare, come mostrato in figura 9, un primo, un secondo, un terzo ed un quarto filtro di elaborazione 102, 104, 106, 108, i quali ricevono rispettivamente in ingresso la parte in fase del primo segnale addizionale di correlazione sd_A1_I(w), la parte in quadratura del primo segnale addizionale di correlazione sd_A1_Q(w), la parte in fase del secondo segnale addizionale di correlazione sd_A2_I(w) e la parte in quadratura del secondo segnale addizionale di correlazione sd_A2_Q(w). In uscita, il primo, il secondo, il terzo ed il quarto filtro di elaborazione 102-108 forniscono rispettivamente una parte in fase filtrata del primo segnale addizionale di correlazione sM_A1_I(w), una parte in quadratura filtrata del primo segnale addizionale di correlazione sM_A1_Q(w), una parte in fase filtrata del secondo segnale addizionale di correlazione sM_A2_I(w) e una parte in quadratura filtrata del secondo segnale addizionale di correlazione sM_A2_Q(w).

L’unità di elaborazione 52 implementa inoltre un primo ed un secondo blocco di estrazione del modulo 110, 112. Il primo blocco di estrazione del modulo 110 riceve in ingresso la parte in fase filtrata del primo segnale addizionale di correlazione sM_A1_I(w) e la parte in quadratura filtrata del primo segnale addizionale di correlazione sM_A1_Q(w) e fornisce i campioni ym1(w), ai quali ci si riferisce nel complesso come al modulo filtrato del primo segnale addizionale di correlazione. In particolare, si ha:

(13)

Similmente, il secondo blocco di estrazione del modulo 112 riceve in ingresso la parte in fase filtrata del secondo segnale addizionale di correlazione sM_A2_I(w) e la parte in quadratura filtrata del secondo segnale addizionale di correlazione sM_A2_Q(w) e fornisce i campioni ym2(w), ai quali ci si riferisce nel complesso come al modulo filtrato del secondo segnale addizionale di correlazione. In particolare, si ha:

(14)

In maggior dettaglio, ciascuno tra il primo, il secondo, il terzo ed il quarto filtro di elaborazione 102108 può implementare un filtraggio di tipo passa-basso sui valori in ingresso, ad esempio implementando un operatore di media mobile, avente una finestra pari a un numero Ncohdi campioni, con Ncohad esempio pari a (AP/Ac1)<2>, in cui APè l’ampiezza massima della funzione di correlazione di riferimento e Ac1è l’ampiezza della funzione di correlazione di riferimento ad una distanza temporale pari a sA1dal massimo della funzione di correlazione.

Alternativamente, ciascuno tra il primo, il secondo, il terzo ed il quarto filtro di elaborazione 102-108 può essere formato, ad esempio, da uno stadio atto a calcolare una media esponenziale a memoria infinita, anche noto come filtro di Hatch. In tal caso, l’unità di elaborazione 52 memorizza ad ogni passo un solo valore; più in particolare, il filtro di Hatch può essere implementato mediante un filtro numerico a risposta all’impulso infinita (“infinite impulse response”, IIR) di ordine uno.

Vantaggiosamente, ciascuno tra il primo, il secondo, il terzo ed il quarto filtro di elaborazione 102-108 può essere formato da un filtro IIR di Butterworth di ordine due, il quale ha una risposta al gradino rapida ed impiega solo due elementi di memoria.

Indipendentemente dai dettagli implementativi precedenti, l’unità di elaborazione 52 implementa somme coerenti dei campioni forniti dal primo e dal secondo correlatore addizionale 51, 53, al fine di incrementare il rapporto segnale/rumore presente sulle uscite di questi ultimi. Sono tuttavia possibili forme di realizzazione in cui le somme sono di tipo non coerente, come illustrato a titolo esemplificativo in figura 10.

Secondo la forma di realizzazione mostrata in figura 10, il primo blocco di estrazione del modulo 110 riceve in ingresso la parte in fase del primo segnale addizionale di correlazione sd_A1_I(w) e la parte in quadratura del primo segnale addizionale di correlazione sd_A1_Q(w); il secondo blocco di estrazione del modulo 112 riceve in ingresso la parte in fase del secondo segnale addizionale di correlazione sd_A2_I(w) e la parte in quadratura del secondo segnale addizionale di correlazione sd_A2_Q(w). In pratica, il primo ed il secondo blocco di estrazione del modulo 110, 112 implementano le summenzionate equazioni (2). Inoltre, il primo ed il secondo filtro di elaborazione 102, 104 ricevono in ingresso, rispettivamente, i campioni forniti dal primo e dal secondo blocco di estrazione del modulo 110, 112. Ciascuno tra il primo ed il secondo filtro di elaborazione 102, 104 può essere formato, ad esempio, da un filtro a media mobile, da un filtro di Hatch, oppure da un filtro IIR di Butterworth di ordine due.

Secondo la forma di realizzazione mostrata in figura 10, prima vengono calcolati il modulo del primo segnale addizionale di correlazione y1(w) ed il modulo del secondo segnale addizionale di correlazione y2(w), e successivamente vengono ottenuti i campioni del modulo filtrato del primo segnale addizionale di correlazione ym1(w) ed i campioni del modulo filtrato del secondo segnale addizionale di correlazione ym2(w), mediante filtraggio dei moduli del primo e del secondo segnale addizionale di correlazione y1(w), y2(w).

Dal momento che è possibile che, anche in assenza di cammini multipli, lo stadio di ingresso 4 introduca distorsioni sul segnale ricevuto e quindi sulla funzione di correlazione, è inoltre possibile che l’unità di elaborazione 52 implementi un meccanismo di compensazione delle distorsioni introdotte dallo stadio di ingresso 4.

In dettaglio, è possibile eseguire una procedura di calibrazione, come mostrata in figura 11. La procedura di calibrazione viene eseguita off-line, cioè in assenza di cammini multipli e, possibilmente, anche in assenza di rumore, o comunque con un alto valore di rapporto segnale/rumore, nonché impiegando un segnale modulato come i segnali di navigazione che si prevede di ricevere in uso.

Inizialmente, l’unità di elaborazione 52, i cui collegamenti con il generatore locale di forme d’onda 34 non sono mostrati, varia (blocco 120) le posizioni del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 con passi discreti θj, attorno alle rispettive posizioni x1<0>e x2<0>, mantenendo costante la distanza d presente tra di essi. In particolare, le posizioni del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 sono variate in modo da essere pari a x1<0>+θje x2<0>+θj, con j intero e pari a -jmax, -jmax+1, …, jmax-1, jmax. I valori degli scostamenti θjsono ad esempio negativi per j=-jmax, …,-1 e positivi per j=1, …, jmax.

Per ciascun valore di j, l’unità di elaborazione 52 determina (blocco 122) i moduli del primo e del secondo segnale addizionale di correlazione, qui indicati con yt1(θj) e yt2(θj).

In seguito, per ciascun valore di j, l’unità di elaborazione 52 calcola (blocco 124) un corrispondente valore di calibrazione τcal, sulla base dell’equazione (11), in cui sono inseriti i valori yt1(θj) e yt2(θj), in sostituzione dei valori y1<1>e y2<1>.

Come mostrato in figura 12, l’unità di elaborazione 52 dispone quindi di una curva di calibrazione τcal(θj), la quale correla i valori θjcon i corrispondenti valori di calibrazione τcal(θj). In assenza di non idealità dello stadio di ingresso 4, la curva di calibrazione τcal(θj) è una retta, perché gli scostamenti θjrappresentano scostamenti rispetto alle posizioni x1<0>, x2<0>.

In seguito, quando operante in condizioni normali, cioè non in modalità di calibrazione, l’unità di elaborazione 52 impiega la curva di calibrazione τcal(θj) per migliorare l’accuratezza della stima dell’errore di allineamento τ. In particolare, dato un valore dell’errore di allineamento τ ottenuta mediante impiego delle equazioni (11) o (12) (le operazioni che hanno condotto alla determinazione di τ sono indicate con 126 in figura 11), l’unità di elaborazione 52 determina (blocco 128) un corrispondente valore corretto τacc, il quale è pari al valore di scostamento θjtale per cui la curva di calibrazione τcal(θj) assume appunto il valore τ.

Al fine di implementare le operazioni di cui al blocco 128, l’unità di elaborazione 52 può ad esempio determinare, sulla base della curva di calibrazione τcal(θj), una funzione di correzione e(τ) pari a θj-τcal(θj), in maniera tale per cui vale la relazione τacc= τ e(τ). A sua volta, la funzione di correzione e(τ) può essere memorizzata per punti, mediante impiego di una cosiddetta “look-up table”; alternativamente, l’unità di elaborazione 52 può memorizzare i coefficienti di un polinomio interpolatore che interpola i valori della funzione di correzione e(τ) precedentemente determinati, in modo da limitare la memoria impiegata per il calcolo del valore corretto τacc.

Sono inoltre possibili forme di realizzazione in cui l’unità di elaborazione 52 memorizza una stima del massimo valore di errore di allineamento, ottenuta ad esempio in modo noto, sulla base delle cosiddette curve di inviluppo di errore da cammini multipli (“Multipath Error Envelope”). In tal caso, l’unità di elaborazione 52 determina una finestra di valori accettabili per la stima dell’errore di allineamento τ; valori di τ al di fuori di tale finestra non vengono considerati accettabili e quindi non sono impiegati per correggere la pseudodistanza.

Secondo una differente forma di realizzazione, il ricevitore 50 può implementare, oltre alle summenzionate operazioni che consentono di mitigare gli effetti dei cammini multipli, una tecnica che consente di prevenire l’aggancio su un picco secondario della funzione di correlazione, e cioè consente di evitare che la posizione del correlatore prompt P sia allineata con un picco secondario della funzione di correlazione calcolata dal discriminatore 30, anziché con il picco principale. Tale tecnica viene descritta nel seguito facendo riferimento, a titolo puramente esemplificativo, al caso in cui il segnale di navigazione è modulato con una modulazione di tipo Binary Offset Carrier (1,1) e non sono presenti cammini multipli.

Con riferimento alla figura 13, il ricevitore 50 esegue (blocco 200) operazioni di inizializzazione, le quali prevedono, in modo di per sé noto, l’aggancio in frequenza ed un aggancio grossolano di codice, nonché l’acquisizione, da parte dell’unità di elaborazione 52, di parametri relativi al formato di modulazione (nel presente esempio, i parametri relativi alla modulazione BOC (1,1)) dei segnali di navigazione che saranno ricevuti, in uso, dal ricevitore 50.

Successivamente, l’unità di elaborazione 52 imposta (blocco 202) le posizioni del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 in una modalità di prevenzione di falso aggancio. In particolare, in tale modalità di prevenzione di falso aggancio, le posizioni del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 sono rispettivamente pari a x1<sp>=1-sA1<sp>e x2<sp>=1-sA2<sp>, con sA2<sp>avente segno opposto rispetto a sA1<sp>. In pratica, nella modalità di prevenzione di falso aggancio, il primo ed il secondo correlatore addizionale 51, 53 sono disposti su lati opposti rispetto al correlatore prompt P.

In particolare, avendo assunto che il segnale di navigazione è modulato con una modulazione di tipo Binary Offset Carrier (1,1), si ha sA2<sp>=-sA1<sp>, ed inoltre si ha preferibilmente che |sA1<sp>|<|sA1| e |sA2<sp>|<|sA2|, in modo che i correlatori addizionali 51, 53 lavorino in una regione della funzione di correlazione con un rapporto segnale/rumore più alto. Inoltre, sA1<sp>è tale per cui il primo correlatore addizionale 51 dista dal correlatore prompt P della stessa distanza presente tra il picco principale della funzione di correlazione di riferimento ed il picco secondario della stessa funzione di correlazione disposto a sinistra del picco principale. Similmente, sA2<sp>è tale per cui il secondo correlatore addizionale 53 dista dal correlatore prompt P della stessa distanza presente tra il picco principale della funzione di correlazione di riferimento ed il picco secondario della stessa funzione di correlazione disposto a destra del picco principale. Si noti in ogni caso che, con formati di modulazione differenti, caratterizzati da un numero di picchi secondari superiore a due, ciascuno tra il primo ed il secondo correlatore addizionale 51, 53 può essere disposto rispetto al correlatore prompt P ad una distanza diversa dalla distanza presente tra uno dei due picchi secondari adiacenti al picco principale e lo stesso picco principale; ad esempio, nel caso di modulazione BOCc(15,2.5) tale distanza può essere pari alla distanza presente tra il picco principale e un picco secondario avente ampiezza pari alla metà dell’ampiezza del picco principale.

In seguito, l’unità di elaborazione 52 determina (blocco 204), come precedentemente spiegato con riferimento alla figura 9 (somme coerenti), i moduli filtrati del primo e del secondo segnale addizionale di correlazione, i quali sono qui indicati, rispettivamente, con ym1<sp>(w) e ym2<sp>(w).

Inoltre, nella modalità di prevenzione di falso aggancio, il primo, il secondo, il terzo ed il quarto filtro di elaborazione 102-108 possono essere formati da corrispondenti sommatori (cioè, accumulatori coerenti), sebbene siano in ogni caso possibili forme di realizzazione in cui anche nella modalità di prevenzione di falso aggancio ciascuno tra il primo, il secondo, il terzo ed il quarto filtro di elaborazione 102-108 è formato, ad esempio, da un filtro a media mobile, o da un filtro di Hatch o da un filtro IIR di Butterworth di ordine due.

Inoltre, riferendosi alla parte in fase del segnale di correlazione di prompt sdI,0(w) per indicare i campioni in uscita dall’accumulatore 28a della parte in fase 24a del correlatore prompt P, e riferendosi alla parte in quadratura del segnale di correlazione di prompt sdQ,0(w) per indicare i campioni in uscita dall’accumulatore 28b della parte in quadratura 24b del correlatore prompt P, l’unità di elaborazione 52 determina un modulo filtrato del segnale di correlazione di prompt ymP<sp>(w), in funzione della parte in fase del segnale di correlazione di prompt sdI,0(w) e della parte in quadratura del segnale di correlazione di prompt sdQ,0(w). A tal fine, sebbene non mostrato, l’unità di elaborazione 52 è collegata anche agli accumulatori del correlatore prompt P.

Come mostrato in figura 14, per determinare il modulo filtrato del segnale di correlazione di prompt ymP<sp>(w), l’unità di elaborazione 52 può ad esempio implementare un quinto ed un sesto filtro di elaborazione 114, 116, i quali ricevono in ingresso rispettivamente la parte in fase del segnale di correlazione di prompt sdI,0(w) e la parte in quadratura del segnale di correlazione di prompt sdQ,0(w) e generano in uscita, rispettivamente, una parte in fase filtrata del segnale di correlazione di prompt sM_P_I(w) ed una parte in quadratura filtrata del segnale di correlazione di prompt sM_P_Q(w). Inoltre, l’unità di elaborazione 52 implementa un terzo blocco di estrazione del modulo 118, il quale riceve in ingresso la parte in fase filtrata del segnale di correlazione di prompt sM_P_I(w) e la parte in quadratura filtrata del segnale di correlazione di prompt sM_P_Q(w) e genera il modulo filtrato del segnale di correlazione di prompt ymP<sp>(w). Ciascuno tra il quinto ed il sesto filtro di elaborazione 114, 116 può essere formato, ad esempio, da un sommatore, oppure da un filtro a media mobile, oppure da un filtro di Hatch, oppure da un filtro IIR di Butterworth di ordine due. In pratica, lo schema a blocchi mostrato in figura 14 implementa una somma coerente, la quale consente di limitare gli effetti del rumore.

Nuovamente con riferimento alla figura 13, l’unità di elaborazione 52 calcola (blocco 206) il valore di un parametro U, pari a:

(15)

Come mostrato in modo qualitativo in figura 15, il parametro U assume valori nulli (o quasi nulli) in caso di corretto aggancio sul picco principale, altrimenti assume valori negativi o positivi, se si è in una condizione di falso aggancio, permettendo di discriminare tra errori di allineamento in anticipo o in ritardo.

In particolare, le posizioni del correlatore prompt P e del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 sono rispettivamente indicate, in caso di aggancio sul picco principale, con PP<P>, PA1<P>, PA2<P>; le posizioni di tali correlatori sono altresì indicate rispettivamente con PP<sx>, PA1<sx>, PA2<sx>, in caso di aggancio sul picco secondario a sinistra del picco principale, e con PP<dx>, PA1<dx>, PA2<dx>, in caso di aggancio sul picco secondario a destra del picco principale. Inoltre, in caso di aggancio sul picco principale, si ha U circa pari a 0, mentre si ha U circa pari a -2, in caso di aggancio sul picco secondario a destra del picco principale, ed U circa pari a 2, in caso di aggancio sul picco secondario a sinistra del picco principale.

Si noti inoltre che il discriminatore 30 ed il generatore di portante 20 operano, in modo di per sé noto, in maniera tale per cui non può verificarsi, se non in via transitoria, una situazione in cui il correlatore prompt P non è agganciato ad alcun picco della funzione di correlazione determinata dal discriminatore 30. In altre parole, a regime, il correlatore prompt P è agganciato ad un picco, sia esso il picco principale o un picco secondario della funzione di correlazione di riferimento, nel caso di assenza di cammini multipli, oppure, in caso di presenza di cammini multipli, un picco della funzione di correlazione della combinazione delle sequenze ricevute attraverso i cammini che afferiscono al ricevitore 50.

In seguito alle operazioni di cui al blocco 206, l’unità di elaborazione 52 confronta il parametro U con una prima ed una seconda soglia TH_U1, TH_U2 ad esempio pari, rispettivamente, a -1 e 1.

Ad esempio, la prima e la seconda soglia TH_U1, TH_U2 possono essere calcolate sulla base di un parametro di riferimento U*, il quale è pari, per ciascun punto considerato della funzione di correlazione di riferimento, a (TEO2-TEO1)/TEO0, in cui TEO0, TEO1 e TEO2 sono rispettivamente i valori della funzione di correlazione di riferimento nel punto considerato e nei due punti disposti rispettivamente a sinistra e a destra del punto considerato e distanti da esso della medesima distanza (in modulo) che intercorre tra il picco principale e uno qualsiasi dei due picchi secondari della funzione di correlazione. In altre parole, il parametro di riferimento U* rappresenta un corrispondente in assenza di cammini multipli del parametro U. Ciò premesso, la prima soglia TH_U1 è pari alla metà della differenza tra i valori assunti dal parametro di riferimento U* quando calcolato nel picco secondario a destra e nel picco principale della funzione di correlazione; inoltre, la seconda soglia TH_U2 è pari alla metà della differenza tra i valori assunti dal parametro di riferimento U* quando calcolato nel picco secondario a sinistra e nel picco principale.

Indipendentemente dai dettagli relativi alla determinazione della prima e della seconda soglia TH_U1 e TH_U2, l’unità di elaborazione 52 verifica (blocco 208) se il parametro U è compreso tra la prima e la seconda soglia TH_U1, TH_U2.

Nel caso in cui il parametro U cada al di fuori dell’intervallo [TH_U1-TH_U2] (uscita NO del blocco 208), significa che è stato agganciato un picco secondario. In particolare, se il segno del parametro U è positivo, significa che è stato agganciato il picco secondario a sinistra del picco principale; se il segno del parametro U è negativo, significa che è stato agganciato il picco secondario a destra del picco principale. Pertanto, l’unità di elaborazione 52 modifica (blocco 210) le posizioni dei correlatori prompt P, early E e late L, nonché le posizioni del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53, modificando i ritardi delle rispettive repliche della sequenza locale di una medesima quantità (con segno), pari alla distanza temporale presente tra il picco principale della funzione di correlazione di riferimento ed il picco secondario che è stato agganciato. Quest’ultima spaziatura è nota a priori ed è memorizzata, ad esempio, all’interno di una “look-up table”. In tal modo, i correlatori vengono avvicinati al picco principale della funzione di correlazione determinata dal discriminatore 30.

In pratica, sia in presenza che in assenza di cammini multipli, se il parametro U cade nell’intervallo [TH_U2, infinito[, le posizioni dei correlatori prompt P, early E e late L e le posizioni del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 vengono ritardate di un tempo T_CORR, pari alla differenza tra la posizione del picco principale e la posizione del picco secondario a sinistra. Invece, se il parametro U cade nell’intervallo ]- infinito, TH_U1], le posizioni dei correlatori prompt P, early E e late L e le posizioni del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 vengono anticipate di un tempo –T_CORR, pari alla differenza tra la posizione del picco principale e la posizione del picco secondario a destra.

Successivamente, l’unità di elaborazione 52 itera le operazioni di cui ai blocchi 204-208.

Nel caso in cui il parametro U sia invece compreso all’interno dell’intervallo [TH_U1,TH_U2] (uscita SI del blocco 208), significa che è stato agganciato correttamente il picco principale, pertanto l’unità di elaborazione 52 può iniziare ad eseguire le operazioni di mitigazione dei cammini multipli. Conseguentemente, l’unità di elaborazione 52 modifica (blocco 214) le posizioni del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53, in modo da portarli rispettivamente nelle summenzionate posizioni x1<0>=1-sA1e x2<0>=1-sA2; in altre parole, l’unità di elaborazione 52 commuta modalità operativa ed entra nella modalità di mitigazione degli effetti dei cammini multipli, le cui operazioni sono complessivamente indicate, in figura 13, con 216.

L’unità di elaborazione 52 può ad esempio permanere nella modalità di mitigazione degli effetti dei cammini multipli per un periodo di tempo predeterminato, terminato il quale essa esegue nuovamente le operazioni di cui al blocco 202.

Si noti che, nel caso in cui il segnale di navigazione sia modulato con un formato di modulazione tale per cui la funzione di correlazione di riferimento ha un numero Num_S>2 di picchi secondari, il numero di soglie relative al parametro U può essere pari, ad esempio, a Num_S, in maniera tale per cui viene definito un numero Num_S+1 di intervalli, di cui due sono aperti. Inoltre, le soglie possono essere impostate in funzione dei valori assunti dal parametro di riferimento U* in corrispondenza dei picchi della funzione di correlazione di riferimento, e nell’ipotesi che i punti cui corrispondono, di volta in volta, i valori TEO1 e TEO2 distino tra loro due volte la distanza interpicco, cioè la distanza che separa due picchi tra loro adiacenti; in maggior dettaglio, le soglie possono essere impostate in maniera tale per cui vi sia corrispondenza tra ciascun intervallo e ciascun picco. In particolare, le soglie, e quindi gli intervalli, possono essere impostate in maniera tale per cui, se il parametro U cade all’interno dell’intervallo centrale, cioè l’intervallo che include lo zero, significa che è stato agganciato il picco principale, altrimenti, se il parametro U cade nel r-esimo intervallo, significa che è stato agganciato il picco secondario che corrisponde a tale resimo intervallo. In tal modo, è possibile correggere il disallineamento. Inoltre, i valori delle soglie possono essere impostati in funzione anche di eventuali distorsioni introdotte da componenti del ricevitore 50 sul segnale di navigazione, le quali possono comportare variazioni delle posizioni e delle ampiezze dei picchi.

Secondo altri esempi del presente ricevitore 50, non rivendicati, le operazioni di cui ai blocchi 200-210 sono svolte anche senza che vengano poi eseguite le operazioni di cui ai blocchi 214-216. In altre parole, in tali esempi, l’unità di elaborazione 52 opera solo nella modalità di prevenzione di falso aggancio.

Secondo una ulteriore forma di realizzazione, l’unità di elaborazione 52 disabilita la determinazione del ritardo τ, qualora il rapporto portante-rumore C/N0del segnale analogico di ingresso si(t) sia inferiore ad una soglia pari, ad esempio, a 40 dB/Hz. In tal caso, è infatti possibile che la stima del ritardo τ non sia precisa.

I vantaggi che il presente ricevitore consente di ottenere emergono chiaramente dalla descrizione precedente. In particolare, il presente ricevitore determina un valore di correzione utilizzabile direttamente per compensare la componente di errore di stima della pseudodistanza causata dai cammini multipli. Inoltre, il presente ricevitore può operare in presenza di segnali di navigazione modulati con molteplici formati di modulazione, includendo ad esempio segnali modulati BOC(1,1), CBOC, TMBOC, AltBOC, BOCc(15,2.5), BOCc(10,5).

In aggiunta, il presente ricevitore comprende un anello ad aggancio di ritardo di tipo tradizionale. Pertanto, le modifiche introdotte dal presente ricevitore rispetto ai ricevitori tradizionali non sono particolarmente onerose dal punto di vista computazionale.

Inoltre, il presente ricevitore consente di ottenere una correzione sostanzialmente totale dell’errore di allineamento della sequenza locale causato dalla presenza di cammini multipli con un ritardo rispetto al cammino diretto superiore ad un ritardo di soglia, il quale dipende dalla posizione dei due correlatori addizionali.

Risulta infine evidente che al presente ricevitore possono essere apportate modifiche e varianti, senza per questo uscire dall’ambito della presente invenzione, definito dalle rivendicazioni allegate.

Ad esempio, i moduli filtrati del primo e del secondo segnale addizionale di correlazione ym1<sp>(w) e ym2<sp>(w) ed il modulo filtrato del segnale di correlazione di prompt ymP<sp>(w) possono essere calcolati sulla base di somme non coerenti, anziché coerenti. Inoltre, relativamente all’equazione (15), è possibile che il denominatore sia differente da ymP<sp>(w); ad esempio, il denominatore può essere pari a uno tra ym1<sp>(w) e ym2<sp>(w), oppure può essere pari ad una espressione algebrica che è funzione di due o tre tra ym1<sp>(w), ym2<sp>(w) e ymP<sp>(w).

In aggiunta, nel caso in cui il segnale di navigazione includa anche transizioni dovute alla presenza di dati modulati, oppure alla presenza di un cosiddetto codice secondario, le operazioni di filtraggio descritte in precedenza e mostrate nelle figure 9, 10 e 14 possono essere implementate in modo da considerare anche il segno corrente, cioè istantaneo, dei dati, usando tecniche note. Infatti, è possibile moltiplicare per il segno corrente presente sull’uscita della parte in fase del correlatore prompt P ciascun segnale tra la parte in fase del primo segnale addizionale di correlazione sd_A1_I(w), la parte in quadratura del primo segnale addizionale di correlazione sd_A1_Q(w), la parte in fase del secondo segnale addizionale di correlazione sd_A2_I(w), la parte in quadratura del secondo segnale addizionale di correlazione sd_A2_Q(w), la parte in fase del segnale di correlazione di prompt sdI,0(w) e la parte in quadratura del segnale di correlazione di prompt sdQ,0(w). A sua volta, una stima del segno corrente è fornita, in modo di per sé noto, dal segno del rapporto sdI,0(w)/|sdI,0(w)|. Inoltre, in tal caso il primo, il secondo, il terzo, il quarto, il quinto ed il sesto filtro di elaborazione 102-116 operano sui segnali ottenuti in seguito al prodotto con il segno corrente. In tal modo, l’elaborazione viene resa indipendente dal segno corrente dei dati.

Inoltre, lo stadio di inseguimento 6 può comprendere un anello ad aggancio di ritardo di tipo differente rispetto a quanto descritto. Ad esempio, l’anello ad aggancio di ritardo può essere formato da un numero di correlatori diverso da tre. La stessa funzione di discriminazione del discriminatore 30 può essere scelta arbitrariamente tra funzioni di discriminazione note; in generale, inoltre, il discriminatore 30 può essere di tipo coerente o non coerente. Inoltre, è possibile che il segnale di navigazione sia modulato con una sequenza PRN non periodica, nel qual caso anche la sequenza locale e le relative repliche non sono periodiche.

All’interno del ricevitore possono altresì essere presenti decimatori e/o accumulatori addizionali, i quali consentono di variare le frequenze con cui sono generati i campioni in porzioni differenti del ricevitore stesso. Inoltre, gli accumulatori descritti possono essere di tipo differente; ad esempio, gli accumulatori possono non eseguire l’operazione di divisione per K.

Inoltre, è possibile che ciascuno tra i correlatori dell’anello ad aggancio di ritardo, nonché tra il primo ed il secondo correlatore addizionale, sia formato solo dalla rispettiva parte in fase, cioè non disponga della corrispondente parte in quadratura.

In aggiunta, sebbene lo stadio di inseguimento 6 sia stato descritto con riferimento al caso in cui esso opera in banda base, sono possibili varianti in cui esso opera in una banda traslata, cioè attorno ad un’opportuna frequenza intermedia.

Sono infine possibili forme di realizzazione comprendenti un terzo ed un quarto correlatore addizionali, disposti simmetricamente rispetto al correlatore prompt P ed impiegati per prevenire l’aggancio su di un picco secondario. In tal caso, le posizioni del primo e del secondo correlatore addizionale 51, 53 rispetto al correlatore prompt P non vengono modificate; in particolare, il primo ed il secondo correlatore addizionale 51, 53 operano sempre in anticipo rispetto al correlatore prompt P, dal momento che essi sono impiegati solo per mitigare gli effetti dei cammini multipli.

Claims

RIVENDICAZIONI 1. Ricevitore elettronico per un sistema globale di navigazione satellitare, configurato per ricevere, lungo un cammino diretto, un segnale di navigazione (si(t)) modulato con una sequenza di tipo pseudocasuale, e per ricevere, lungo cammini riflessi, un numero di repliche del segnale di navigazione, detto ricevitore comprendendo: - uno stadio di ingresso (4) configurato per generare un segnale di ingresso (si(n)) di tipo numerico, in funzione del segnale di navigazione e delle repliche del segnale di navigazione; - un anello ad aggancio di ritardo (6) includente un generatore locale di forme d’onda (34) configurato per generare una sequenza locale (cr0(n)), detto anello ad aggancio di ritardo essendo configurato per ricevere il segnale di ingresso ed allineare temporalmente la sequenza locale alla sequenza ricevuta lungo il cammino diretto; e - un primo ed un secondo correlatore (51,53), i quali sono configurati per ricevere il segnale di ingresso e per generare, rispettivamente, una prima ed una seconda replica della sequenza locale (A1(n),A2(n)), detti primo e secondo correlatore essendo inoltre configurati per generare rispettivamente un primo ed un secondo segnale di correlazione (y1(w),y2(w);ym1(w),ym2(w)), il primo segnale di correlazione essendo indicativo della correlazione presente tra la combinazione delle sequenze ricevute e la prima replica della sequenza locale, il secondo segnale di correlazione essendo indicativo della correlazione presente tra la combinazione delle sequenze ricevute e la seconda replica della sequenza locale; caratterizzato dal fatto che, in una prima modalità operativa, il primo ed il secondo correlatore operano in anello aperto e dette prima e seconda replica della sequenza locale sono entrambe in anticipo rispetto alla sequenza locale, detto ricevitore comprendendo inoltre un’unità di elaborazione (52) configurata per determinare una prima stima di un errore di allineamento (τ) tra la sequenza ricevuta lungo il cammino diretto e la sequenza locale, in funzione del primo e del secondo segnale di correlazione e degli sfasamenti presenti tra la sequenza locale e la prima e la seconda replica della sequenza locale.
2. Ricevitore secondo la rivendicazione 1, in cui, in detta prima modalità operativa, la prima replica della sequenza locale (A1(n)) è in anticipo rispetto alla sequenza locale (cr0(n)) di una prima quantità (sA1), la seconda replica della sequenza locale (A2(n)) essendo in anticipo rispetto alla sequenza locale di una seconda quantità (sA2); ed in cui l’unità di elaborazione (52) è configurata per determinare un tempo indicativo delle posizioni di un primo e un secondo punto ((x1<1>(w),y1<1>(w)),(x2<1>(w),y2<1>(w))) di una funzione di correlazione di riferimento, nei quali detta funzione di correlazione di riferimento assume valori rispettivamente pari ai valori del primo e del secondo segnale di correlazione (y1<1>(w),y2<1>(w);ym1(w),ym2(w)), rispetto ad almeno un punto di riferimento ((x1<0>(w),y1<0>(w));(x2<0>(w),y2<0>(w))) di detta funzione di correlazione di riferimento, il quale dista dal picco principale di detta funzione di correlazione di riferimento di una distanza proporzionale alla prima, oppure alla seconda quantità; ed in cui detta funzione di correlazione di riferimento è indicativa della funzione di correlazione in assenza di cammini multipli della sequenza ricevuta lungo il cammino diretto.
3. Ricevitore secondo la rivendicazione 2, in cui la prima stima di errore di allineamento è proporzionale al rapporto:

in cui d è funzione dello sfasamento temporale tra la prima e la seconda replica della sequenza locale (A1(n),A2(n)) ed i valori dei parametri y1<1>, y2<1>e x1<0>sono funzione rispettivamente del primo segnale di correlazione (y1(w);ym1(w)), del secondo segnale di correlazione (y2(w);ym2(w)) e dello sfasamento temporale della prima replica della sequenza locale rispetto alla sequenza locale (cr0(n)).
4. Ricevitore secondo la rivendicazione 3, in cui la prima e la seconda replica della sequenza locale (A1(n),A2(n)) sono temporalmente sfasate rispetto alla sequenza locale (cr0(n)) rispettivamente di un ritardo pari a 1-d e di un ritardo pari a 1-2*d, con d pari a una frazione di un chip della sequenza ricevuta.
5. Ricevitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 2-4, in cui l’unità di elaborazione (52) memorizza una curva di calibrazione (τcal(θj)) indicativa di una parte dell’errore di allineamento causata dallo stadio di ingresso (4), l’unità di elaborazione essendo inoltre configurata per calcolare una seconda stima (τacc) dell’errore di allineamento tra la sequenza ricevuta e la sequenza locale (cr0(n)), sulla base della prima stima dell’errore di allineamento (τ) e della curva di calibrazione.
6. Ricevitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 2-5, in cui l’anello ad aggancio di ritardo (6) comprende un terzo correlatore (P), il quale è controllato in anello chiuso ed è configurato per generare un terzo segnale di correlazione (ymP<sp>(w)) indicativo della correlazione presente tra la combinazione delle sequenze ricevute e la sequenza locale (cr0(n)); ed in cui, in una seconda modalità operativa, una tra la prima e la seconda replica della sequenza locale (A1(n),A2(n)) è in anticipo rispetto alla sequenza locale (cr0(n)) di una terza quantità, l’altra essendo ritardata rispetto alla sequenza locale di una quarta quantità, la terza quantità essendo funzione della distanza temporale tra il picco principale della funzione di correlazione di riferimento e un primo picco secondario di detta funzione di correlazione di riferimento, la quarta quantità essendo funzione della distanza temporale tra detto picco principale ed un secondo picco secondario di detta funzione di correlazione di riferimento; ed in cui l’unità di elaborazione (52) è inoltre configurata per: - calcolare (206) una grandezza (U) proporzionale al rapporto tra un numeratore pari alla differenza tra il secondo ed il primo segnale di correlazione ed un denominatore pari ad uno tra il primo, il secondo ed il terzo segnale di correlazione, oppure a una funzione algebrica di due o più tra il primo, il secondo ed il terzo segnale di correlazione; - confrontare (208) detta grandezza con almeno una prima ed una seconda soglia (TH_U1,TH_U2), la prima soglia essendo funzione del rapporto tra la differenza tra i due valori della funzione di correlazione di riferimento che distano dal primo picco secondario della medesima distanza che è presente tra il picco principale ed il primo picco secondario, ed il valore del primo picco secondario, la seconda soglia essendo funzione del rapporto tra la differenza tra i due valori della funzione di correlazione di riferimento che distano dal secondo picco secondario della medesima distanza che è presente tra il picco principale ed il secondo picco secondario, ed il valore del secondo picco secondario; e - modificare (210) gli sfasamenti temporali tra la sequenza ricevuta e, rispettivamente, la sequenza locale e la prima e la seconda replica della sequenza locale (A1(n),A2(n)), in funzione della disposizione reciproca di detti picco principale e primo e secondo picco secondario, e della disposizione di detta grandezza rispetto all’intervallo ([TH_U1,TH_U2]) compreso tra la prima e la seconda soglia.
7. Ricevitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 2-5, comprendente inoltre uno stadio di estrazione di componenti (20,22a-22b,23a-23b) configurato per estrarre una componente in fase (I(n)) e una componente in quadratura (Q(n)) del segnale di ingresso (si(n)); ed in cui il primo ed il secondo correlatore (51,53) sono configurati per ricevere la componente in fase e la componente in quadratura del segnale di ingresso; ed in cui il primo correlatore è configurato per generare una parte in fase ed una parte in quadratura (sd_A1_I(w),sd_A1_Q(w)) del primo segnale di correlazione, le quali sono indicative della correlazione tra la prima replica della sequenza locale (A1(n)) e, rispettivamente, la componente in fase (I(n)) del segnale di ingresso e la componente in quadratura (Q(n)) del segnale di ingresso; ed in cui il secondo correlatore è configurato per generare una parte in fase ed una parte in quadratura (sd_A2_I(w),sd_A2_Q(w)) del secondo segnale di correlazione, le quali sono indicative della correlazione tra la seconda replica della sequenza locale (A2(n)) e, rispettivamente, la componente in fase del segnale di ingresso e la componente in quadratura del segnale di ingresso; ed in cui l’unità di elaborazione (52) è configurata per: - generare una parte in fase filtrata ed una parte in quadratura filtrata (sM_A1_I(w),sM_A1_Q(w)) del primo segnale di correlazione, mediante filtraggio, rispettivamente, della parte in fase e della parte in quadratura del primo segnale di correlazione; - generare una parte in fase filtrata ed una parte in quadratura filtrata (sM_A2_I(w),sM_A2_Q(w)) del secondo segnale di correlazione, mediante filtraggio, rispettivamente, della parte in fase e della parte in quadratura del secondo segnale di correlazione; - calcolare un modulo filtrato del primo segnale di correlazione (ym1) proporzionale alla somma dei quadrati della parte in fase filtrata e della parte in quadratura filtrata del primo segnale di correlazione; - calcolare un modulo filtrato del secondo segnale di correlazione (ym2) proporzionale alla somma dei quadrati della parte in fase filtrata e della parte in quadratura filtrata del secondo segnale di correlazione; e - determinare detta prima stima di un errore di allineamento (τ), sulla base dei moduli filtrati del primo e del secondo segnale di correlazione.
8. Ricevitore secondo la rivendicazione 7, in cui, in una seconda modalità operativa, una tra la prima e la seconda replica della sequenza locale (A1(n),A2(n)) è in anticipo rispetto alla sequenza locale (cr0(n)) di una terza quantità, l’altra essendo ritardata rispetto alla sequenza locale di una quarta quantità, la terza quantità essendo funzione della distanza temporale tra il picco principale della funzione di correlazione di riferimento e un primo picco secondario di detta funzione di correlazione di riferimento, la quarta quantità essendo funzione della distanza temporale tra detto picco principale ed un secondo picco secondario di detta funzione di correlazione di riferimento; ed in cui l’anello ad aggancio di ritardo (6) comprende un terzo correlatore (P), il quale è controllato in anello chiuso (P) ed è configurato per generare una parte in fase di un terzo segnale di correlazione (sdI,0(w)), indicativa della correlazione presente tra la componente in fase (I(n)) del segnale di ingresso e la sequenza locale, ed una parte in quadratura del terzo segnale di correlazione (sdQ,0(w)), indicativa della correlazione presente tra la componente in quadratura (Q(n)) del segnale di ingresso e la sequenza locale; ed in cui l’unità di elaborazione (52) è inoltre configurata per: - generare una parte in fase filtrata ed una parte in quadratura filtrata (sM_P_I(w),sM_P_Q(w)) del terzo segnale di correlazione, mediante filtraggio, rispettivamente, della parte in fase e della parte in quadratura del terzo segnale di correlazione; - calcolare un modulo filtrato (ymP<sp>(w)) del terzo segnale di correlazione, proporzionale alla somma dei quadrati della parte in fase filtrata e della parte in quadratura filtrata del terzo segnale di correlazione; - calcolare (206) una grandezza (U) proporzionale al rapporto tra un numeratore pari alla differenza tra i moduli filtrati del secondo e del primo segnale di correlazione ed un denominatore pari a uno tra i moduli filtrati del primo, del secondo e del terzo segnale di correlazione, oppure a una funzione algebrica di due o più tra i moduli filtrati del primo, del secondo e del terzo segnale di correlazione; - confrontare (208) detta grandezza con almeno una prima ed una seconda soglia (TH_U1,TH_U2), la prima soglia essendo funzione del rapporto tra la differenza tra i due valori della funzione di correlazione di riferimento che distano dal primo picco secondario della medesima distanza che è presente tra il picco principale ed il primo picco secondario, ed il valore del primo picco secondario, la seconda soglia essendo funzione del rapporto tra la differenza tra i due valori della funzione di correlazione di riferimento che distano dal secondo picco secondario della medesima distanza che è presente tra il picco principale ed il secondo picco secondario, ed il valore del secondo picco secondario; e - modificare (210) gli sfasamenti temporali tra la sequenza ricevuta e, rispettivamente, la sequenza locale e la prima e la seconda replica della sequenza locale (A1(n),A2(n)), in funzione della disposizione reciproca di detti picco principale e primo e secondo picco secondario, e della disposizione di detta grandezza rispetto all’intervallo ([TH_U1,TH_U2]) compreso tra la prima e la seconda soglia.
9. Metodo per stimare un errore di allineamento (τ) di un ricevitore elettronico (50) per un sistema globale di navigazione satellitare, detto metodo comprendendo le fasi di: - ricevere, lungo un cammino diretto, un segnale di navigazione (si(t)) modulato con una sequenza di tipo pseudocasuale, e ricevere, lungo cammini riflessi, un numero di repliche del segnale di navigazione; - generare un segnale di ingresso (si(n)) di tipo numerico, in funzione del segnale di navigazione e delle repliche del segnale di navigazione; - generare una sequenza locale (cr0(n)); - allineare temporalmente la sequenza locale alla sequenza ricevuta lungo il cammino diretto; - generare una prima ed una seconda replica della sequenza locale (A1(n),A2(n)); e - generare, in funzione del segnale di ingresso, un primo ed un secondo segnale di correlazione (y1(w),y2(w);ym1(w),ym2(w)), il primo segnale di correlazione essendo indicativo della correlazione presente tra la combinazione delle sequenze ricevute e la prima replica della sequenza locale, il secondo segnale di correlazione essendo indicativo della correlazione presente tra la combinazione delle sequenze ricevute e la seconda replica della sequenza locale; caratterizzato dal fatto che detta fase di generare un primo ed un secondo segnale di correlazione è eseguita ad anello aperto, e detta fase di generare una prima ed una seconda replica della sequenza locale è eseguita, in una prima modalità operativa, in modo che dette prima e seconda replica della sequenza locale siano entrambe in anticipo rispetto alla sequenza locale; detto metodo comprendendo inoltre la fase di determinare una prima stima di un errore di allineamento (τ) tra la sequenza ricevuta lungo il cammino diretto e la sequenza locale, in funzione del primo e del secondo segnale di correlazione e degli sfasamenti presenti tra la sequenza locale e la prima e la seconda replica della sequenza locale.
10. Metodo secondo la rivendicazione 9, in cui, in detta prima modalità operativa, la prima replica della sequenza locale (A1(n)) è in anticipo rispetto alla sequenza locale (cr0(n)) di una prima quantità (sA1), la seconda replica della sequenza locale (A2(n)) essendo in anticipo rispetto alla sequenza locale di una seconda quantità (sA2); ed in cui detta fase di determinare una prima stima di errore di allineamento comprende determinare un tempo indicativo delle posizioni di un primo e un secondo punto ((x1<1>(w),y1<1>(w)),(x2<1>(w),y2<1>(w))) di una funzione di correlazione di riferimento, nei quali detta funzione di correlazione di riferimento assume valori rispettivamente pari ai valori del primo e del secondo segnale di correlazione (y1<1>(w),y2<1>(w);ym1(w),ym2(w)), rispetto ad almeno un punto di riferimento ((x1<0>(w),y1<0>(w));(x2<0>(w),y2<0>(w))) di detta funzione di correlazione di riferimento, il quale dista dal picco principale di detta funzione di correlazione di riferimento di una distanza proporzionale alla prima, oppure alla seconda quantità, detta funzione di correlazione di riferimento essendo indicativa della funzione di correlazione in assenza di cammini multipli della sequenza ricevuta lungo il cammino diretto.
11. Metodo secondo la rivendicazione 10, comprendente inoltre le fasi di: - memorizzare una curva di calibrazione (τcal(θj)) indicativa di una parte dell’errore di allineamento causata da uno stadio di ingresso (4) del ricevitore elettronico (50); e - calcolare una seconda stima (τacc) dell’errore di allineamento tra la sequenza ricevuta e la sequenza locale (cr0(n)), sulla base della prima stima dell’errore di allineamento (τ) e della curva di calibrazione.
12. Metodo secondo la rivendicazione da 10 o 11, comprendente inoltre la fase di generare in anello chiuso un terzo segnale di correlazione (ymP<sp>(w)) indicativo della correlazione presente tra la combinazione delle sequenze ricevute e la sequenza locale (cr0(n)); ed in cui detta fase di generare una prima ed una seconda replica della sequenza locale è eseguita, in una seconda modalità operativa, in modo che una tra la prima e la seconda replica della sequenza locale (A1(n),A2(n)) sia in anticipo rispetto alla sequenza locale (cr0(n)) di una terza quantità, l’altra essendo ritardata rispetto alla sequenza locale di una quarta quantità, la terza quantità essendo funzione della distanza temporale tra il picco principale della funzione di correlazione di riferimento e un primo picco secondario di detta funzione di correlazione di riferimento, la quarta quantità essendo funzione della distanza temporale tra detto picco principale ed un secondo picco secondario di detta funzione di correlazione di riferimento; detto metodo comprendendo inoltre le fasi di: - determinare una prima soglia (TH_U1), proporzionale al rapporto tra la differenza tra i due valori della funzione di correlazione di riferimento che distano dal primo picco secondario della medesima distanza che è presente tra il picco principale ed il primo picco secondario, ed il valore del primo picco secondario; - determinare una seconda soglia (TH_U2), proporzionale al rapporto tra la differenza tra i due valori della funzione di correlazione di riferimento che distano dal secondo picco secondario della medesima distanza che è presente tra il picco principale ed il secondo picco secondario, ed il valore del secondo picco secondario; - calcolare (206) una grandezza (U) proporzionale al rapporto tra un numeratore pari alla differenza tra il secondo ed il primo segnale di correlazione ed un denominatore pari a uno tra il primo, il secondo ed il terzo segnale di correlazione, oppure a una funzione algebrica di due o più tra il primo, il secondo ed il terzo segnale di correlazione; - confrontare (208) detta grandezza con dette prima e seconda soglia (TH_U1,TH_U2); e - modificare (210) gli sfasamenti temporali tra la sequenza ricevuta e, rispettivamente, la sequenza locale e la prima e la seconda replica della sequenza locale (A1(n),A2(n)), in funzione della disposizione reciproca di detti picco principale e primo e secondo picco secondario, e della disposizione di detta grandezza rispetto all’intervallo ([TH_U1,TH_U2]) compreso tra la prima e la seconda soglia.
13. Metodo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 9-12, comprendente inoltre la fase di estrarre una componente in fase (I(n)) e una componente in quadratura (Q(n)) del segnale di ingresso (si(n)); ed in cui detta fase di generare un primo ed un secondo segnale di correlazione (y1(w),y2(w);ym1(w),ym2(w)) comprende: - generare una parte in fase ed una parte in quadratura (sd_A1_I(w),sd_A1_Q(w)) del primo segnale di correlazione, le quali sono indicative della correlazione tra la prima replica della sequenza locale (A1(n)) e, rispettivamente, la componente in fase del segnale di ingresso e la componente in quadratura del segnale di ingresso; e - generare una parte in fase ed una parte in quadratura (sd_A2_I(w),sd_A2_Q(w)) del secondo segnale di correlazione, le quali sono indicative della correlazione tra la seconda replica della sequenza locale (A2(n)) e, rispettivamente, la componente in fase del segnale di ingresso e la componente in quadratura del segnale di ingresso; detto metodo comprendendo inoltre le fasi di: - generare una parte in fase filtrata ed una parte in quadratura filtrata (sM_A1_I(w),sM_A1_Q(w)) del primo segnale di correlazione, mediante filtraggio, rispettivamente, della parte in fase e della parte in quadratura del primo segnale di correlazione; - generare una parte in fase filtrata ed una parte in quadratura filtrata (sM_A2_I(w),sM_A2_Q(w)) del secondo segnale di correlazione, mediante filtraggio, rispettivamente, della parte in fase e della parte in quadratura del secondo segnale di correlazione; - calcolare un modulo filtrato del primo segnale di correlazione (ym1), proporzionale alla somma dei quadrati della parte in fase filtrata e della parte in quadratura filtrata del primo segnale di correlazione; - calcolare un modulo filtrato del secondo segnale di correlazione (ym2), proporzionale alla somma dei quadrati della parte in fase filtrata e della parte in quadratura filtrata del secondo segnale di correlazione; e - determinare detta prima stima di un errore di allineamento (τ) sulla base dei moduli filtrati del primo e del secondo segnale di correlazione.