CN101826889A - 一种二进制偏移载波信号跟踪环路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种二进制偏移载波信号跟踪环路，包括相关器模块、鉴相器单元和滤波器单元；相关器模块对输入的中频BOC信号进行解调和解扩处理，并且获得本地信号与中频BOC信号的多路相关值I_IP、I_IE、I_IL、I_QP、I_QE、I_QL和Q_IP；鉴相器单元检测载波相位的跟踪误差

、副载波相位的跟踪误差Δθ，并且测量扩频码的跟踪误差τ；滤波器单元对鉴相结果进行降噪和平滑处理，并将输出的跟踪误差转化成相应的频率控制字，对应反馈到相关器模块，跟踪输入的中频BOC信号，闭合跟踪环路。本发明实现副载波和扩频码的分离跟踪，消除BOC信号的跟踪模糊性；降低对捕获精度的要求，提高弱信号跟踪性能，增大了环路的动态范围；利用副载波的周期性，提高BOC信号的跟踪稳定性。

Description

一种二进制偏移载波信号跟踪环路

技术领域

本发明属于GNSS信号处理技术领域，具体涉及一种二进制偏移载波信号跟踪环路。

背景技术

新一代的GPS系统、Galileo系统和中国BD2系统的卫星导航信号将普遍采用二进制偏移载波(BOC)调制技术。与传统的BPSK调制方式相比，BOC调制方式具有提高导航频段利用率、抑制信号多径误差、减少信号相干损耗、提高伪距测量精度、增强信号抗干扰性能等优点。但是，由于BOC信号自相关函数的多峰特性，使得跟踪环路可能错误地锁定在边锋上，即出现所谓的“假锁”现象(跟踪模糊性)。为消除BOC信号跟踪的模糊性，已提出了一些新的跟踪算法，如：边带处理法、峰跳法和双重估计技术(DET：Dual Estimate Technique)等。

BOC调制是通过将扩频码与方波副载波相乘得到的，在频域表现为对扩频码频谱的正负方向搬移，中心频率搬移量为副载波频率。边带处理法以扩频码作为本地信号，对BOC信号的上(下)边带分量进行跟踪。该算法对BOC信号的稳定跟踪是以展宽相关峰为代价的，所以码跟踪精度将大幅下降。

峰跳法通过比较主峰和边锋峰值，避免环路锁定在边锋上。该算法除了采用典型的超前滞后环路外，还需要增加远超前和远滞后相关器对边锋进行跟踪。峰跳法增加了两个名为“远超前”(VE)和“远滞后”(VL)的本地复现码，这两个码和即时码的间距为±1个子码片。该算法需要二个计数器分别对“远超前”(VE)和“远滞后”(VL)与“即时”(P)相关值的比较结果进行计数。峰跳法在实际应用中受到几个方面的限制：

(1)峰跳法是借助于各相关峰的幅度差异来实现调整的，但是对于副载波速率较高并且滤波器限带时，各相关峰顶部趋于圆滑，进而各相关峰的差值缩小，这将影响判决门限的选取和该算法的工作性能。

(2)峰跳法“远超前”(VE)和“远滞后”(VL)与即时码的间隔假定为一个子码片。但是，实际中随着边锋远离主峰，相关峰的间距略有增加。

(3)峰跳法的抗多径性能较差。

显然，峰跳法适用于自相关函数边峰较少的BOC信号，而且对信噪比和接收机带宽比较敏感。

DET算法将BOC信号的多峰自相关函数映射为无模糊的二维函数。该技术可保证跟踪环路锁定在BOC信号相关函数的主峰上。但是，DET算法没有充分利用副载波的周期性，因此对于弱信号的跟踪稳定性较差。

发明内容

本发明的目的是为了解决上述问题，根据BOC信号的结构特点，通过增加副载波跟踪环，实现副载波和扩频码的分离跟踪，提出一种二进制偏移载波信号跟踪环路。

本发明的一种二进制偏移载波信号跟踪环路，包括相关器模块、鉴相器单元和滤波器单元；

相关器模块包括载波跟踪环、副载波跟踪环、扩频码跟踪环、积分清零单元；

载波跟踪环、副载波跟踪环、扩频码跟踪环中分别设置有载波数控振荡器、副载波数控振荡器和扩频码数控振荡器；

中频BOC信号输入至载波跟踪环，载波跟踪环对输入的中频BOC信号进行载波跟踪处理，载波数控振荡器生成本地中频载波，频率为f_IF的正弦和余弦信号，对输入的中频BOC信号进行正交解调，得到基带BOC信号；

将解调后得到的基带BOC信号输入至副载波跟踪环，副载波数控振荡器产生与BOC信号副载波同频的频率为f_sc的正弦和余弦信号，副载波跟踪环通过锁相环实现对BOC信号副载波的相位跟踪，完成副载波剥离；

副载波剥离后的信号输入至扩频码跟踪环，扩频码跟踪环对中频BOC信号的扩频码分量进行跟踪处理，扩频码数控振荡器生成本地扩频码的即时、超前和滞后三路分量，三路本地扩频码分别与输入信号进行相关运算，实现BOC信号的解扩处理；

扩频码跟踪环的输出信号输入至积分清零单元，积分清零单元对本地信号与中频BOC信号进行相关累积，得到多路相关值I_IP、I_IE、I_IL、I_QP、I_QE、I_QL和Q_IP；所述的本地信号为载波数控振荡器产生的频率为f_IF的正弦和余弦信号、副载波数控振荡器产生的频率为f_sc的正弦和余弦信号、扩频码数控振荡器产生的扩频码的即时、超前和滞后三路分量；

鉴相器单元包括载波跟踪环鉴相器、副载波跟踪环鉴相器和扩频码跟踪环鉴相器；载波跟踪环鉴相器检测载波相位的跟踪误差

副载波跟踪环鉴相器检测副载波相位的跟踪误差Δθ，扩频码跟踪环鉴相器测量扩频码的跟踪误差τ；积分清零单元得到多路相关值I_IP、I_IE、I_IL、I_QP、I_QE、I_QL和Q_IP输入至鉴相器单元中的载波跟踪环鉴相器、副载波跟踪环鉴相器和扩频码跟踪环鉴相器；

滤波器单元包括载波跟踪环环路滤波器、副载波跟踪环环路滤波器和扩频码跟踪环环路滤波器，载波跟踪环鉴相器、副载波跟踪环鉴相器和扩频码跟踪环鉴相器的鉴相结果分别输出到载波跟踪环环路滤波器、副载波跟踪环环路滤波器和扩频码跟踪环环路滤波器中，滤波器单元对鉴相结果进行降噪和平滑处理，载波跟踪环环路滤波器、副载波跟踪环环路滤波器和扩频码跟踪环环路滤波器输出的跟踪误差转化成相应的频率控制字，对应反馈到载波数控振荡器、副载波数控振荡器和扩频码数控振荡器，控制载波数控振荡器、副载波数控振荡器和扩频码数控振荡器调整载波、副载波和扩频码的相位，跟踪输入的中频BOC信号，完成闭合跟踪环路。

本发明的优点在于：

(1)本发明实现了副载波和扩频码的分离跟踪，消除了BOC信号的跟踪模糊性；

(2)本发明降低了对捕获精度的要求，提高了弱信号跟踪性能，增大了环路的动态范围；

(3)本发明充分利用了副载波周期性的特点，提高了高频副载波BOC信号的跟踪稳定性。

附图说明

图1是本发明一种二进制偏移载波信号跟踪环路的结构示意图；

图2是载波跟踪环数控振荡器的示意图；

图3是实施例中三阶环路滤波器示意图；

图4是实施例中二阶环路滤波器示意图；

图5是实施例中积分清零单元部分的输出结果图示意图。

图中：

1-相关器模块                2-鉴相器单元                 3-滤波器单元

101-载波跟踪环              102-副载波跟踪环             103-扩频码跟踪环

104-积分清零单元            105-载波数控振荡器           106-副载波数控振荡器

107-扩频码数控振荡器        108-第一乘法器               109-第二乘法器

110-第三乘法器

201-载波跟踪环鉴相器        202-副载波跟踪环鉴相器       203-扩频码跟踪环鉴相器

301-载波跟踪环环路滤波器    302-副载波跟踪环环路滤波器   303-扩频码跟踪环环路滤

                                                         波器

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。

本发明是一种二进制偏移载波信号跟踪环路，如图1所示，包括相关器模块1、鉴相器单元2和滤波器单元3。

相关器模块1包括载波跟踪环101、副载波跟踪环102、扩频码跟踪环103、积分清零单元104；载波跟踪环简称PLL、副载波跟踪环简称SPLL、扩频码跟踪环简称DLL。

载波跟踪环101、副载波跟踪环102、扩频码跟踪环103中分别设置有载波数控振荡器105、副载波数控振荡器106、扩频码数控振荡器107。载波跟踪环101、副载波跟踪环102、扩频码跟踪环103中还分别设置有第一乘法器108、第二乘法器109和第三乘法器110。数控振荡器简称NCO。第一乘法器108、第二乘法器109和第三乘法器110用于完成载波跟踪环101、副载波跟踪环102、扩频码跟踪环103中的乘法运算。

中频BOC信号输入至载波跟踪环101，载波跟踪环101对输入的中频BOC信号进行载波跟踪处理，载波数控振荡器105生成本地中频载波，频率为f_IF的正弦和余弦信号，对输入的中频BOC信号进行正交解调，得到基带BOC信号。

将解调后得到的基带BOC信号输入至副载波跟踪环102，副载波跟踪环102对BOC信号的副载波分量进行跟踪处理。因为BOC信号副载波为同频正弦信号的符号函数，所以副载波数控振荡器106产生与BOC信号副载波同频的频率为f_sc的正弦和余弦信号，利用正弦信号实现对BOC信号副载波的相位跟踪，完成副载波剥离，针对副载波周期性的特点，本发明的副载波跟踪通过锁相环实现。

将副载波剥离后的信号输入至扩频码跟踪环103，扩频码跟踪环103对中频BOC信号的扩频码分量进行跟踪处理，扩频码数控振荡器107生成本地扩频码的即时(P)、超前(E)和滞后(L)三路分量，这三路本地扩频码分别与输入信号进行相关运算，实现BOC信号的解扩处理。

中频BOC信号经过载波跟踪环101、副载波跟踪环102、扩频码跟踪环103的处理，完成了对中频BOC信号的解调和解扩处理。

扩频码跟踪环103的输出信号输入至积分清零单元104，积分清零单元104进行相关累积，获得本地信号与中频BOC信号的多路相关值I_IP、I_IE、I_IL、I_QP、I_QE、I_QL和Q_IP。

所述的本地信号包括载波数控振荡器105产生的频率为f_IF的正弦和余弦信号、副载波数控振荡器106产生的频率为f_sc的正弦和余弦信号、扩频码数控振荡器107产生的扩频码的即时(P)、超前(E)和滞后(L)三路分量。

针对副载波周期性的结构特点(副载波是同频正弦信号的符号函数)，以正余弦信号作为本地参考信号，利用锁相环实现副载波的相位跟踪。副载波跟踪过程中不会出现假锁，而只可能有180度的相位模糊。考虑到副载波的周期性，其180度的相位模糊不会影响跟踪环的正常锁定和跟踪精度。对于具有高频副载波的BOC信号(如BOC(15，2.5))，新环路的跟踪稳定性更高。

本发明降低了BOC信号的跟踪难度，提高了环路的动态性能和弱信号的跟踪稳定性。当采用传统环路跟踪BOC信号时，要求捕获精度在信号自相关函数主峰宽度范围内。而采用新环路时，只要适当调整DLL的超前减滞后间隔，捕获精度只需在一个伪码宽度之内即可。因此，采用新环路可大大降低对捕获精度的要求。由于可以采用较大的码鉴相器间隔，也使得DLL能够处理更大动态范围和更低信噪比的信号。

设本发明的输入中频BOC信号为r(t)：

  (1)

其中，c(t-τ)是BOC信号扩频码分量，sc(t-τ)代表副载波分量，s(t-τ)＝c(t-τ)sc(t-τ)是基带BOC信号；ω_IF＝2πf_IF是中频载波角频率，

是输入中频BOC信号的初始相位；

设载波数控振荡器105生成的本地中频载波分别为

和

其中

是本地中频载频的初始相位。副载波数控振荡器106输出为

和

其中ω_sc＝2πf_sc，

是初始相位；扩频码数控振荡器107生成本地扩频码的即时(P)，超前(E)和滞后(L)分量分别为c(t)，c(t+D/2)和c(t-D/2)。其中，D是扩频码跟踪环103的超前减滞后间隔(Early-Late Spacing)，且满足D＜T_c，T_c是扩频码的码片宽度。积分清零器104输出多路相关值分别为：

同理

其中，T是积分时间；

是载波的相位误差；

是副载波的相位误差；

是扩频码的自相关函数，τ是扩频码延迟，以上的运算忽略信号幅度的影响。

鉴相器单元2包括载波跟踪环鉴相器201、副载波跟踪环鉴相器202和扩频码跟踪环鉴相器203。载波跟踪环鉴相器201检测载波相位的跟踪误差

副载波跟踪环鉴相器202检测副载波相位的跟踪误差Δθ，扩频码跟踪环鉴相器203测量扩频码的跟踪误差τ。

由于本发明采用锁相环来跟踪副载波信号，因此载波跟踪环鉴相器201和副载波跟踪环鉴相器202可选用同类型的鉴相器，例如选取的鉴相器算法如下：

$d_{\mathrm{SPLL}}=a\tan \frac{I_{\mathrm{QP}}}{I_{\mathrm{IP}}}=\mathrm{\Δ\θ}---\left(10\right)$

其中，d_PLL、d_SPLL分别代表载波跟踪环鉴相器201和副载波跟踪环鉴相器202输出的相位误差，这里选用二象限ATAN鉴相器，该鉴相器在低信噪比时具有良好的工作性能，并且鉴相器输出与信号幅度无关。二象限ATAN鉴相器对180度相位不敏感，这就避免了输入中频BOC信号比特跳变对PLL和SPLL的影响。

扩频码跟踪环鉴相器203有多种类型可以选择，例如超前减滞后功率(NELP)鉴相器和点积(DP)鉴相器，算法分别如下：

$d_{\mathrm{DLL}}=\frac{1}{2}\frac{({\left|I_{\mathrm{IE}}\right|}^2+{\left|I_{\mathrm{QE}}\right|}^2)-({\left|I_{\mathrm{IL}}\right|}^2+{\left|I_{\mathrm{QL}}\right|}^2)}{2({\left|I_{\mathrm{IE}}\right|}^2+{\left|I_{\mathrm{QE}}\right|}^2)+({\left|I_{\mathrm{IL}}\right|}^2+{\left|I_{\mathrm{QL}}\right|}^2)}---\left(11\right)$

$=\frac{1}{2}({\left|R_c(\mathrm{\τ}+D/2)\right|}^2-{\left|R_c(\mathrm{\τ}-D/2)\right|}^2)\left(\mathrm{NELP}\right)$

$d_{\mathrm{DLL}}=\frac{1}{4}((I_{\mathrm{IE}}-I_{\mathrm{IL}})/I_{\mathrm{IP}}+(I_{\mathrm{QE}}-I_{\mathrm{QL}})/I_{\mathrm{QP}})$ (12)

$=\frac{1}{2}(R_c(\mathrm{\τ}+D/2)-R_c(\mathrm{\τ}-D/2))/R_c\left(\mathrm{\τ}\right)\left(\mathrm{DP}\right)$

其中，d_DLL是扩频码跟踪环鉴相器203输出的扩频码跟踪误差。在式(11)和式(12)中忽略了

的影响。

滤波器单元3包括载波跟踪环环路滤波器301、副载波跟踪环环路滤波器302和扩频码跟踪环环路滤波器303。载波跟踪环鉴相器201、副载波跟踪环鉴相器202和扩频码跟踪环鉴相器203的鉴相结果分别输出到载波跟踪环环路滤波器301、副载波跟踪环环路滤波器302和扩频码跟踪环环路滤波器303中，滤波器单元3对鉴相结果进行降噪和平滑处理。载波跟踪环环路滤波器301、副载波跟踪环环路滤波器302和扩频码跟踪环环路滤波器303输出的跟踪误差转化成相应的频率控制字，对应反馈到载波数控振荡器105、副载波数控振荡器106和扩频码数控振荡器107，控制载波数控振荡器105、副载波数控振荡器106和扩频码数控振荡器107调整载波、副载波和扩频码的相位，跟踪输入的中频BOC信号，闭合跟踪环。

实施例：

以实施BOC(15，2.5)的跟踪环路为例进行说明，扩频码周期为2ms，副载波频率f_sc＝15＊1.023MHz，扩频码速率f_c＝2.5＊1.023MHz，中频载波频率f_IF＝46.52MHz。

本实施例在以FPGA+DSP为核心的硬件平台上实现，FPGA选用Xilinx公司的VIRTEX-4系列中的VC4VSX55，DSP是TI公司的浮点型TMS320C6713。相关器模块1在FPGA内实现，鉴相器单元2和滤波器模块3在DSP中实现。

载波数控振荡器105、副载波数控振荡器106、扩频码数控振荡器107产生本地的与中频载波、副载波同频的正余弦信号和扩频码序列。在每次数控振荡器溢出时，完成了一个复现载波周期或复现码周期。载波数控振荡器105及其正弦和余弦映射函数的方框图如图2所示，载波数控振荡器105通过累加器实现，累加器位宽为32bit，正弦和余弦映射表位宽为10bit。正弦和余弦映射表采用FPGA自带的IP核(正弦信号查找表)实现。频率字的计算公式为：M＝(f₀/f_s)*2³²，其中f₀是输出频率，f_s是寄存器更新时钟，本实施例中f_s＝120MHz，f₀＝f_IF。副载波数控振荡器106中f₀＝f_sc，其余相同。在扩频码数控振荡器107中变化的就不仅仅是输出频率了，对应于载波数控振荡器105、副载波数控振荡器106的正弦和余弦映射表，扩频码数控振荡器107中应设置为本地扩频码的即时(P)，超前(E)和滞后(L)映射表。

载波跟踪环101对输入中频BOC信号进行载波跟踪处理，载波数控振荡器105生成频率为46.52MHz的正弦和余弦信号，并对输入信号进行正交解调，即采用科斯塔斯环路对中频信号进行相位跟踪。副载波跟踪环102对BOC信号的副载波进行跟踪处理，工作原理与载波跟踪环101相同，副载波数控振荡器106生成频率为15＊1.023MHz的正弦和余弦信号，对BOC信号的副载波分量进行相位跟踪。扩频码跟踪环103对BOC信号的扩频码分量进行跟踪处理，扩频码数控振荡器107生成本地扩频码的即时(P)，超前(E)和滞后(L)分量。由于是BOC(15，2.5)，且信号周期为2ms，那么扩频码的长度为5115码片。实际上，只需在FPGA中利用“单端口ROM”IP核存储一个周期的扩频码序列即可。

如图1所示，在载波跟踪环101、副载波跟踪环102、扩频码跟踪环103、积分清零单元104中需要进行乘法运算，可以分别通过第一乘法器108、第二乘法器109、第三乘法器110完成，本实施例中乘法运算采用FPGA自带的“乘法运算”IP核实现。积分清零单元104对前面的计算结果进行积分累加。为获得良好的输出信噪比(SNR)，积分清零周期一般不小于扩频码的重复周期。考虑到本例BOC(15，2.5)的周期为2ms，这里的积分清零周期也选为2ms。

积分清零单元104的输出结果通过外部存储器接口(EMIF)送入DSP进行后续处理。相应的鉴相器单元2和滤波器模块3均在DSP中实现。利用积分清零单元104的输出结果，根据式(9)、式(10)和式(11)或式(12)，计算各环路的鉴相误差。各环路的鉴相结果要通过相应的环路滤波器进行降噪和平滑处理。如图3所示，本实例的载波跟踪环101、副载波跟踪环102选用3阶环路滤波器，滤波器带宽为10Hz。其中，P₁、P₂和P₃为滤波器增益系数，T是积分时间，Z^-1为延迟单元，∑为累加器。如图4所示，扩频码跟踪环103选用2阶环路滤波器，滤波器带宽为1Hz。其中，C₁和C₂为滤波器增益系数。

环路滤波器输出的跟踪误差要转化成相应的频率控制字，反馈控制载波数控振荡器105、副载波数控振荡器106、扩频码数控振荡器107。载波数控振荡器105、副载波数控振荡器106、扩频码数控振荡器107调整载波、副载波和扩频码的相位，跟踪输入信号，闭合跟踪环。图5给出BOC(15，2.5)给出跟踪过程中的部分积分清零单元104输出结果的收敛过程。其中的输入的中频BOC信号为全“1”信号，扩频码跟踪环103的超前减滞后间隔为一个扩频码片宽度。

Claims (3)

1.一种二进制偏移载波信号跟踪环路，其特征在于，包括相关器模块、鉴相器单元和滤波器单元；

相关器模块包括载波跟踪环、副载波跟踪环、扩频码跟踪环、积分清零单元；

载波跟踪环、副载波跟踪环、扩频码跟踪环中分别设置有载波数控振荡器、副载波数控振荡器和扩频码数控振荡器；

中频BOC信号输入至载波跟踪环，载波跟踪环对输入的中频BOC信号进行载波跟踪处理，载波数控振荡器生成本地中频载波，频率为f_IF的正弦和余弦信号，对输入的中频BOC信号进行正交解调，得到基带BOC信号；

将解调后得到的基带BOC信号输入至副载波跟踪环，副载波数控振荡器产生与BOC信号副载波同频的频率为f_sc的正弦和余弦信号，副载波跟踪环通过锁相环实现对BOC信号副载波的相位跟踪，完成副载波剥离；

副载波剥离后的信号输入至扩频码跟踪环，扩频码跟踪环对中频BOC信号的扩频码分量进行跟踪处理，扩频码数控振荡器生成本地扩频码的即时、超前和滞后三路分量，三路本地扩频码分别与输入信号进行相关运算，实现BOC信号的解扩处理；

扩频码跟踪环的输出信号输入至积分清零单元，积分清零单元对本地信号与中频BOC信号进行相关累积，得到多路相关值I_IP、I_IE、I_IL、I_QP、I_QE、I_QL和Q_IP；所述的本地信号为载波数控振荡器产生的频率为f_IF的正弦和余弦信号、副载波数控振荡器产生的频率为f_sc的正弦和余弦信号、扩频码数控振荡器产生的扩频码的即时、超前和滞后三路分量；

设本发明的输入中频BOC信号为r(t)：

其中，c(t-τ)是BOC信号扩频码分量，sc(t-τ)代表副载波分量，s(t-τ)＝c(t-τ)sc(t-τ)是基带BOC信号；ω_IF＝2πf_IF是中频载波角频率，

是输入中频BOC信号的初始相位；

设载波数控振荡器生成的本地中频载波分别为

和

其中

是本地中频载频的初始相位；副载波数控振荡器输出为

和其中ω_sc＝2πf_sc，

是初始相位；扩频码数控振荡器生成本地扩频码的即时，超前和滞后分量分别为c(t)，c(t+D/2)和c(t-D/2)，其中，D是扩频码跟踪环的超前减滞后间隔，且满足D＜T_c，T_c是扩频码的码片宽度；积分清零器输出多路相关值分别为：

同理

其中，T是积分时间；

是载波的相位误差；

是副载波的相位误差；

是扩频码的自相关函数，τ是扩频码延迟；

鉴相器单元包括载波跟踪环鉴相器、副载波跟踪环鉴相器和扩频码跟踪环鉴相器；载波跟踪环鉴相器检测载波相位的跟踪误差

，副载波跟踪环鉴相器检测副载波相位的跟踪误差Δθ，扩频码跟踪环鉴相器测量扩频码的跟踪误差τ；积分清零单元得到多路相关值I_IP、I_IE、I_IL、I_QP、I_QE、I_QL和Q_IP输入至鉴相器单元中的载波跟踪环鉴相器、副载波跟踪环鉴相器和扩频码跟踪环鉴相器；

滤波器单元包括载波跟踪环环路滤波器、副载波跟踪环环路滤波器和扩频码跟踪环环路滤波器，载波跟踪环鉴相器、副载波跟踪环鉴相器和扩频码跟踪环鉴相器的鉴相结果分别输出到载波跟踪环环路滤波器、副载波跟踪环环路滤波器和扩频码跟踪环环路滤波器中，滤波器单元对鉴相结果进行降噪和平滑处理，载波跟踪环环路滤波器、副载波跟踪环环路滤波器和扩频码跟踪环环路滤波器输出的跟踪误差转化成相应的频率控制字，对应反馈到载波数控振荡器、副载波数控振荡器和扩频码数控振荡器，控制载波数控振荡器、副载波数控振荡器和扩频码数控振荡器调整载波、副载波和扩频码的相位，跟踪输入的中频BOC信号，完成闭合跟踪环路。

2.根据权利要求1所述的一种二进制偏移载波信号跟踪环路，其特征在于，载波跟踪环鉴相器和副载波跟踪环鉴相器选用同类型的鉴相器，其鉴相器算法如下：

$d_{\mathrm{SPLL}}=a\tan \frac{I_{\mathrm{QP}}}{I_{\mathrm{IP}}}=\mathrm{\Δ\θ}---\left(10\right)$

其中，d_PLL、d_SPLL分别代表载波跟踪环鉴相器和副载波跟踪环鉴相器输出的相位误差。

3.根据权利要求1所述的一种二进制偏移载波信号跟踪环路，其特征在于，扩频码跟踪环鉴相器选择超前减滞后功率鉴相器或点积鉴相器，算法分别如下：

$d_{\mathrm{DLL}}=\frac{1}{2}\frac{({\left|I_{\mathrm{IE}}\right|}^2+{\left|I_{\mathrm{QE}}\right|}^2)-({\left|I_{\mathrm{IL}}\right|}^2+{\left|I_{\mathrm{QL}}\right|}^2)}{({\left|I_{\mathrm{IE}}\right|}^2+{\left|I_{\mathrm{QE}}\right|}^2)+({\left|I_{\mathrm{IL}}\right|}^2+{\left|I_{\mathrm{QL}}\right|}^2)}---\left(11\right)$

$=\frac{1}{2}({\left|R_c(\mathrm{\τ}+D/2)\right|}^2-{\left|R_c(\mathrm{\τ}-D/2)\right|}^2)\left(\mathrm{NELP}\right)$

$d_{\mathrm{DLL}}=\frac{1}{4}((I_{\mathrm{IE}}-I_{\mathrm{IL}})/I_{\mathrm{IP}}+(I_{\mathrm{QE}}-I_{\mathrm{QL}})/I_{\mathrm{QP}})---\left(12\right)$

$=\frac{1}{2}(R_c(\mathrm{\τ}+D/2)-R_c(\mathrm{\τ}-D/2))/R_c\left(\mathrm{\τ}\right)\left(\mathrm{DP}\right)$

其中，d_DLL是扩频码跟踪环鉴相器输出的扩频码跟踪误差。

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