CN101601243A - Ofdm信道估计 - Google Patents

Abstract

一种用于接收包括使用多个副载波传送的含数据码元和导频码元的正交频分复用(OFDM)码元集的OFDM数字视频广播(DVB)信号的接收机，此OFDM DVB信号是经由传输信道向接收机传送的，该接收机包括：输入模块，配置成经由传输信道接收OFDM DVB信号；以及耦合至输入模块的信道估计模块，配置成通过对这些OFDM码元集执行傅立叶变换以产生频域中的经变换码元集并通过使用此OFDM DVB信号中的导频码元的子集对这些经变换码元集执行最小均方误差(MMSE)均衡来计算传输信道的信道估计。

Description

OFDM信道估计

背景

当今，有许多形式的信息从诸如电视内容供应商之类的信息源向诸如百姓家中的电视之类的接收机发送。从而，如此的信息的示例有数字电视(DTV)信息。传送数字信息通常涉及将数字信息转换成模拟信号并使用该模拟信号调制RF(射频)载波频率的振幅和/或相位，并在诸如空气之类的传播介质上向接收机发送此经调制的信号。

参照图1，通信系统1包括发射机2和接收机4。发射机2和接收机4具有各自的天线6和8，尽管天线6和8在此被示为外置于发射机2和接收机4，但它们可被认为是发射机2和接收机4的部件。发射机2被配置成在传播介质——这里为地面广播系统——上向接收机4发送信息(例如，正如信号14、16、和18那样)。在传播介质上传输信息会引入由噪声(例如，静电)、强度变动(衰落)、相移变动、多普勒展宽、多普勒衰落、多径延迟等引起的信号畸变。多径延迟起因于所传输的信号例如因为从建筑物10反射和/或通过中继站12被中继等而取道发射机与接收机之间不同的路径通过传播介质。传输信号p(t)(例如，信号14、16、和18)不同的路径导致不同的增益和不同的延迟时间，其导致信号p(t)诸时延拷贝在与直接传输的信号16相比不同的时间到达接收机4处(就像回声)。收到的信号r(t)是此直接传输的信号和/或诸副本(若有)的组合。多径畸变导致令其他码元的加权影响被添加到当前码元上的码元间干扰(ISI)、和/或令分开的副载波相互干扰的信道间干扰。信号r(t)中的噪声和/或干扰还可能来自于诸如发射机之类的其他源。这些效应可能导致从发射机2向接收机4的信息的转送和/或对此信息的解读中出错。当系统的比特出错率(BER)超过阈值并且过了系统的差错容限时，系统就失效了。

正交频分复用(OFDM)可被用来在传播介质上传送多路DTV信号。OFDM系统并行地在一个或更多个副载波上使用每个副载波中的一个或更多个时隙来传送诸如电视信号之类的信号。每个副载波位于用来传送DTV信号的频谱的不同部分处。各副载波的间距使得每个副载波的频率与其他副载波中每一个的频率正交(例如，各副载波的频率间距基本等于OFDM码元历时的倒数)。副载波频率的正交性提供了比将非正交频率用作副载波时更高的抗RF干扰和多径畸变性。每个副载波包括例如数据码元、导频码元、和/或作为特殊类型数据码元的传输参数信号(TPS)码元。导频码元是用来帮助接收机估计传输信道的预定已知信号。

一旦接收机4接收到OFDM信号(例如，r(t))，就使用信道估计来消去畸变对所传送的信号(例如，p(t))的影响。例如，由于r(t)是信号14、16、和18的线性组合，因此特定的数学函数(即，传递函数)可描述p(t)到r(t)的关系。一旦传播介质的传递函数已知，就可使用作为该传播介质的传递函数的逆的滤波器来降低由传播介质所引入的畸变的影响。由于传播介质不断在改变(例如，造成多径误差的物体可能移动、天气可能变化、噪声电平可能改变等)，任何给定传播介质的传递函数也是不断改变的。当传播介质正在快速变化时，r(t)就变成“快衰落”传输信道，这会增大估计过程的复杂度。“长信道”出现在传播介质具有长延迟展开之时。例如，若信号18到达接收机4要行进的距离与信号16相比足够长，则信号18中的码元可能在相同码元经由信号16到达接收机4之后才达到，由此造成ISI。

概要

一种用于接收包括使用数个副载波传送的含数据码元和导频码元的正交频分复用(OFDM)码元集的OFDM数字视频广播(DVB)信号的接收机，OFDM DVB信号是经由传输信道向接收机传送的，该接收机包括：输入模块，配置成经由传输信道接收此OFDM DVB信号；以及耦合至输入模块的信道估计模块，配置成通过对OFDM码元集执行傅立叶变换以产生频域中的经变换码元集并通过使用此OFDM DVB信号中的导频码元的子集对经变换码元集执行最小均方误差(MMSE)均衡来计算传输信道的信道估计。

本发明的实现可包括以下特征中的一个或更多个。信道估计模块对每个收到的OFDM码元集执行单次傅立叶变换。上述导频码元子集远少于OFDM码元集中的导频码元的全部。信道估计模块被配置成选择使用频率比用以传送受检视的数据码元的频率低的副载波传送的N个最靠近的导频码元和使用频率比此用以传送受检视的数据码元的频率高的副载波传送的N个最靠近的导频码元作为上述导频码元子集。信道估计模块被配置成选择使用频率比用以传送受检视的数据码元的频率高的副载波传送的N个最靠近的导频码元作为上述导频码元子集。信道估计模块被配置成选择使用频率比用以传送受检视的数据码元的频率低的副载波传送的N个最靠近的导频码元作为上述导频码元子集。信道估计模块计算与用以传送这些OFDM码元集中每一集的每个分别的副载波相对应的信道估计。

而且，本发明的实现还可包括以下特征中的一个或更多个。信道估计模块被配置成并行地计算一个以上数据码元的信道估计。常数N等于2且信道估计模块被配置成根据下式来执行对执行数据码元中的每一个的信道估计：

$\hat{H}\left(m\right)=\underset{p=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{c}_p\hat{H}\left(m_p\right)$

其中c_p是分别的滤波器系数，

是对导频码元的上述子集中分别的导频码元的信道估计，而p是导频码元的上述子集中分别的导频码元的索引值。信道估计模块被配置成根据下式计算滤波器系数：

c(m)＝[c₁(m)  c₂(m)  c₃(m)  c₄(m)]＝

[R((m-m₁)_M)  R((m-m₂)_M)  R((m-m₃)_M)  R((m-m₄)_M)]R^-1

其中

$R=\left[\begin{array}{cccc}R\left(0\right)& R(M-12)& R(M-24)& R(M-36)\\ R\left(12\right)& R\left(0\right)& R(M-12)& R(M-24)\\ R\left(24\right)& R\left(12\right)& R\left(0\right)& R(M-12)\\ R\left(36\right)& R\left(24\right)& R\left(12\right)& R\left(0\right)\end{array}\right]+{\mathrm{\σ}}^{2}I,$

且

$R\left(m\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_l^2{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{ml}}{M}},0\≤m\≤M-1$

其中M是此OFDM DVB信号中呈现的副载波的总数，l是代表多径OFDM DVB信号的每条分别的路径的索引，L是代表信道115的延迟展开的数字，m是代表介于两个选中计算其相关性的信道之间的居间信道的数量的整数值，并且

$E\left\{{\left|h_l\left(k\right)\right|}^2\right\}={\mathrm{\σ}}_l^2$

其中h_l(k)是传输信道的第l条路径在时刻k的信道冲激响应。

而且，本发明的实现还可包括以下特征中的一个或更多个。信道估计模块被配置成在频域中计算与传输信道有关的信道间干扰(ICI)值。信道估计模块被配置成使用此ICI值来执行信道估计。信道估计模块被配置成在从收到OFDM DVB信号减去此ICI值之后再执行MMSE均衡。信道估计模块被配置成通过根据下式估计信道相关性值来计算信道估计：

$\tilde{R}\left(m\right)=\frac{1}{K}\underset{{(k_2-k_1)}_M=m}{\mathrm{\Σ}}{\hat{H}}^{*}\left(k_1\right)\hat{H}\left(k_2\right),$

其中K是满足(k₂-k₁)_M＝m的情形的数目而M是此OFDM DVB信号中呈现的副载波的总数。估计的信道相关性值根据下式求平均：

$\hat{R}\left(m\right)=(1-\mathrm{\β})\hat{R}\left(m\right)+\mathrm{\β}\tilde{R}\left(m\right),$

其中β是预定的已知参数。信道估计模块被配置成使用维特比(Viterbi)解码器。

一般化地，在另一方面，本发明提供了一种用于计算用来传送包括使用数个副载波传送的含数据码元和导频码元的正交频分复用(OFDM)码元集的OFDM数字视频广播(DVB)信号的传输信道的信道估计的方法，该方法包括：在接收机处经由传输信道接收OFDM DVB信号；通过对OFDM码元集执行傅立叶变换以产生频域中的经变换码元集、以及通过使用此OFDM DVB信号中的导频码元的子集对这些经变换码元集执行最小均方误差(MMSE)均衡在频域中计算传输信道的信道估计。

本发明的实现可包括以下特征的一个或更多个。计算信道估计包括通过对每个收到的OFDM码元集执行单次傅立叶变换来计算信道估计。该方法还包括选择使用频率比用以传送受检视的数据码元的频率低的副载波传送的N个最靠近的导频码元和使用频率比此用以传送受检视的数据码元的频率高的副载波传送的N个最靠近的导频码元作为上述导频码元子集。该方法还包括选择使用频率比用以传送受检视的数据码元的频率低的副载波传送的N个最靠近的导频码元作为上述导频码元子集。该方法还包括选择使用频率比用以传送受检视的数据码元的频率高的副载波传送的N个最靠近的导频码元作为上述导频码元子集。计算信道估计包括并行地计算一个以上数据码元的信道估计。

而且，本发明的实现还可包括以下特征的一个或更多个。计算信道估计包括按N等于2并根据下式来计算感兴趣的数据码元的信道估计：

$\hat{H}\left(m\right)=\underset{p=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{c}_p\hat{H}\left(m_p\right)$

其中c_p是分别的滤波器系数，

是对导频码元的上述子集中分别的导频码元的信道估计，而p是导频码元的上述子集中分别的导频码元的索引值。计算信道估计包括根据下式计算滤波器系数：

c(m)＝[c₁(m)  c₂(m)  c₃(m)  c₄(m)]＝

[R((m-m₁)_M)  R((m-m₂)_M)  R((m-m₃)_M)  R((m-m₄)_M)]R^-1

其中

$R=\left[\begin{array}{cccc}R\left(0\right)& R(M-12)& R(M-24)& R(M-36)\\ R\left(12\right)& R\left(0\right)& R(M-12)& R(M-24)\\ R\left(24\right)& R\left(12\right)& R\left(0\right)& R(M-12)\\ R\left(36\right)& R\left(24\right)& R\left(12\right)& R\left(0\right)\end{array}\right]+{\mathrm{\σ}}^{2}I,$

且

$R\left(m\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_l^2{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{ml}}{M}},0\≤m\≤M-1,$

其中M是此OFDM DVB信号中呈现的副载波的总数，l是代表多径OFDM DVB信号的每条分别的路径的索引，L是代表信道115的延迟展开的数字，m是代表介于两个选中计算其相关性的信道之间的居间信道的数量的整数值，并且

$E\left\{{\left|h_l\left(k\right)\right|}^2\right\}={\mathrm{\σ}}_l^2$

其中h_l(k)是传输信道的第l条路径在时刻k的信道冲激响应。

而且，本发明的实现还可包括以下特征中的一个或更多个。计算信道估计包括计算与用以传送此OFDM DVB信号的每个分别的副载波相对应的信道估计。该方法还包括在频域中计算与传输信道有关的信道间干扰(ICI)值。计算信道估计包括使用此ICI值来计算传输信道的信道估计。计算信道估计包括在从OFDM DVB信号减去此ICI值之后再执行MMSE均衡。计算信道估计还包括通过根据下式估计信道相关性值来计算信道估计：

$\tilde{R}\left(m\right)=\frac{1}{K}\underset{{(k_2-k_1)}_M=m}{\mathrm{\Σ}}{\hat{H}}^{*}\left(k_1\right)\hat{H}\left(k_2\right),$

其中K是满足(k₂-k₁)_M＝m的情形的数目而M是此OFDM DVB信号中呈现的副载波的总数。计算信道估计还包括根据下式对估计的信道相关性值求平均：

$\hat{R}\left(m\right)=(1-\mathrm{\β})\hat{R}\left(m\right)+\mathrm{\β}\tilde{R}\left(m\right),$

其中β是预定的已知参数。计算信道估计还包括执行维特比解码。

本发明的各种方面可以提供以下能力之中的一个或更多个。由DTV信道估计模块执行的计算与现有技术相比能够有所减少。DTV信道估计模块的实现成本与现有技术相比能够有所降低。信道估计可通过对经由OFDM DTV信号的每个信道收到的每个码元使用单次傅立叶变换来执行。可在频域中执行一维信道估计。可使用经由OFDM DTV信号提供的导频码元的子集来执行最小均方误差估计。可使用导频码元子集(例如，4个)来计算选中信道的信道估计。使用每第三个码元(在第二最低频率的副载波处开始)与导频码元的联合在8K DVB-T/H系统中能得到与使用所有副载波相近的性能。在细阅以下附图、具体描述、和权利要求书之后，本发明的这些和其他能力随同本发明本身将得到更加全面的理解。

附图简述

图1是传输信道的示意图。

图2是包括发射机和接收机的基带OFDM系统的框图。

图3是由图2中所示的发射机发射的OFDM帧的示图。

图4是图2中所示的接收机的功能要素的框图。

图5是在图2中所示的OFDM传输系统中执行信道估计的过程的流程图。

具体描述

本发明的实施例提供用于通过在频域将使用全体可用导频码元的子集的最小均方误差(MMSE)均衡与信道间干扰(ICI)估计相组合来进行数字视频广播(DVB)传输的传输信道估计和均衡的技术。例如，DTV系统包括发射机和接收机。发射机产生包括导频码元的OFDM信号。发射机向接收机广播此OFDM信号。接收机使用频域MMSE均衡来计算信道估计。MMSE均衡是使用信道相关性信息和OFDM信号中所包含的导频的子集来执行的。这些信道估计被接收机用来估计发射机所发射的信号。接收机输出结果所得的与由发射机向接收机发射的信号基本相似的信号。其他实施例也落在本发明的范围内。

参照图2，OFDM传输系统100包括发射机105和接收机110。系统100包括用以实现以下所描述的功能的恰当硬件、固件、和/或软件(包括计算机可读指令，优选为计算机可执行指令)。发射机105和接收机110可被配置成互通各种类型的信息。这里，仅作为示例而非限定，发射机105是用于DTV信号的发射机而接收机110是诸如数字电视或者机顶盒与数字电视组合之类的DTV接收机。例如，系统100被配置成经由天线(图2中未示出)根据DVB-T/H标准发射和接收地面DTV信号。发射机105和接收机110由传输信道115相链接。传输信道115是诸如大气(在地面广播的情形中)之类的传播介质，虽然其他传播介质也是可能的(例如，在使用恰当的发射器和接收器的情况下可为电缆)。发射机105被配置成接收输入信号120并向接收机110广播OFDM信号125。传输信道115会影响信号125并将其变换成信号130。接收机110被配置成接收信号130并输出优选基本等于信号125的输出信号135。

信号125与130的关系可在时域被定义为：

$y\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(k\right)x(k-l)+n\left(k\right),0\≤k\≤M-1,---\left(1\right)$

其中y(k)是信号130，l是(传输信道115的)代表时域中的信道抽头的信道路径的索引，x(k-l)是信号125，h_l(k)是传输信道115的第l条路径在时刻k的信道冲激响应(CIR)，n(k)(0≤k≤M-1)是时域中实和虚分量两者都具有零均值和方差σ²的独立复数值随机高斯变量(例如，加性高斯白噪声(AWGN))，L是代表信道115的延迟展开的数字，而M是发射机105所使用的副载波的数量。CIRh_l(k)(0≤l≤L-1)可以是对应于不同路径的具有高斯分布的独立复数值随机变量，其可以代表具有频率选择性瑞利(Rayleigh)衰落的信道，其中

$E\left\{{\left|h_l\left(k\right)\right|}^2\right\}={\mathrm{\σ}}_l^2.---\left(2\right)$

传输信道115随时间的变动可以由值f_dT_s来表征，其中f_d是多普勒频率而T_s是OFDM码元集历时。此外，瑞利衰落过程的功率谱(例如，信号的时间展开(或即信号色散)和/或传输信道115的时变行为)可被定义为：

其中时域中的CIR抽头(例如，多径信号中的单条路径的CIR)的相关性可表征为：

$E\left\{h_l\left(k_1\right)h_l^{*}\left(k_2\right)\right\}={\mathrm{\σ}}_l^2{J}_0\left({2\mathrm{\πf}}_d\right|k_1-k_2|T_s/M),---\left(4\right)$

其中J₀(·)是第一类零阶贝塞尔函数：

$J_0\left(x\right)=\underset{k=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{(-1)}^k}{2^{2k}{(k!)}^2}{x}^{2k}.---\left(5\right)$

发射机105包括调制单元140、串-并(S/P)转换器150、处理器155和160、以及并-串(P/S)转换器165。调制单元140被配置成接收包括信息(例如，代表着视频图像的信息)的频域信号120以及使用若干调制方案中的一种(或更多种)调制信号120。例如，调制单元140可使用诸如正交相移键控(QPSK)、或正交调幅(QAM)(例如，16QAM或64QAM)等调制方案将信号120映射至星座，但其他调制方案也是可能的。调制方案可以是对每个副载波不同的(例如，一个副载波可以使用16QAM调制，而另一个使用QPSK调制)，或者所有副载波可使用相同调制方案。调制单元140被配置成输出可包括复数数据变量的已调信号145(例如，X(0)，...，X(M-1)，其中M是副载波的数目(例如，一个OFDM码元中样本的数目)。调制单元140被配置成将已调信号145提供给S/P转换器150。S/P转换器150被配置成将信号145转换成能在并行流上向处理器155提供的并行信息信号152。并行流的数目可取决于所实现的DVB系统的类型(例如，2K、4K、或8K系统)。处理器155被配置成对信号152执行快速傅立叶逆变换(IFFT)以将信号145转换成包括输出码元x(0)，...，x(M-1)的时域信号157。处理器160被配置成向处理器155所产生的每个输出码元的开头添加循环前缀并产生信号162。帧x的循环前缀可复制帧x-1的一部分，并可被用于减小码元间干扰(ISI)的影响。P/S转换器165被配置成将信号162转换成串行传送信号125。发射机105被配置成经由天线(图2中未示出)广播信号125。尽管发射机105已被描述为包括多件处理器和硬件，然而发射机105所提供的功能可被组合在例如具有多个执行各自任务的软件模块的单块芯片中。

再参照图3，信号125包括OFDM帧205，其包括若干OFDM码元集210。这些OFDM码元集210中的每一集包括多个由特异的副载波频率调制的码元215。每个OFDM码元集210包括导频码元220、数据码元225、以及TPS码元227，然而其他配置也是可能的。导频码元220包括在这些OFDM码元集210中的每一集中均由相同副载波频率调制的连续导频码元221、和在不同码元集210中被安设在不同副载波位置上的分散导频码元222。各分散导频码元222之间的间距为12个码元位置以使得码元集中每第12个码元位置由分散导频码元占据。连续导频码元221和分散导频码元222的出现可能重合(例如，导频码元223)。尽管OFDM帧205在图3中被示为包括12个OFDM码元集210，但其他数量的码元集210也是可能的。此外，导频码元220、数据码元225、及TPS码元227的放置可以与图3中所示的排列不同。

接收机110包括S/P转换器170、处理器175、180、185、190、和191、以及解调单元200。接收机110被配置成接收信号130并输出信号135。信号130包括时域信息(例如，码元y(0)，...，y(M-1)，其中M是用于传送信号130的副载波的数目)。S/P转换器170被配置成接收信号130并将其转换成并行信号172。S/P转换器170被配置成使得信号172的并行路径172₁到172_n中的每一条包括使用不同副载波频率传送的码元。信号172中并行流的数目等于每个OFDM码元集210中码元215的数量，然而其他配置也是可能的。S/P转换器170被配置成向处理器175提供信号172。处理器175被配置成接收信号172并移除由处理器160所添加的循环前缀。处理器175被配置成向处理器180提供并行时域信号177。处理器180被配置成执行快速傅立叶变换(FFT)以将时域信号177转换成频域信号182。处理器191被配置成提供码元同步，这样可获得OFDM时域OFDM码元集的起始码元以供在傅立叶变换中使用。

由处理器180所实行的FFT操作可定义为：

$Y\left(m\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(n\right)H_l(m-n)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{nl}}{M}}+N\left(m\right),0\≤m\≤M-1,---\left(6\right)$

其中Y(m)是信号182，X(n)是信号152，N(m)是在频域描述的AWGN，而H_l(m-n)由下式提供：

$H_l(m-n)=\frac{1}{M}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{k(m-n)}{M}}.---\left(7\right)$

式(6)可以用向量形式重写成：

Y＝HX+N，(8)

其中信道矩阵H的第m行第n列中的元素为：

$H_{m,n}=\underset{l=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_l(m-n)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{nl}}{M}}.---\left(9\right)$

处理器185和190各自被配置成接收由处理器180所提供的信号182。处理器185被配置成使用由处理器190提供的信息(例如，如下所描述的最终信道估计)来估计在所选取的调制方法的星座中样本的位置。例如，信号182中并行信息流中的每一个包含调制码元(例如，16QAM、64QAM、和/或QPSK)，且处理器185可使用由处理器190所提供的最终信道估计将这些调制码元映射到对应的星座点。尽管接收机110已被描述为包括多件处理器和其他硬件，但由接收机110提供的功能可被组合在例如具有多个提供各自功能的软件模块的单块芯片中。

对于接收机110经由信号130从发射机105接收到的每个OFDM码元集210，处理器190被配置成：

·预先计算(或从存储器取回)

的IFFT；

·使用初始信道相关性估计、内插、以及在信号182中呈现的导频码元的子集来计算MMSE滤波系数；

·使用计算出的MMSE滤波系数实行MMSE信道估计；

·使用MMSE信道估计的结果和单抽头均衡器(包含在处理器190中)来估计信号125。

·计算传输信道115的频域变动；

·执行ICI消去方案以重新估计发射的信号125；

·使用先前计算出的MMSE系数对信号130的已从中减去估计的ICI的版本实行MMSE均衡；

·使用信号125的最终估计和信号130来获得传输信道115的传递函数的估计；

·在频域中估计并更新信道相关性；

·更新MMSE滤波系数；以及

·将最终信道估计(例如，传递函数)提供给处理器185。

参照图2和3，处理器190被配置成使用先验已知的导频码元作为已知锚点来用于估计传输信道115的特性。接收机110被配置成预期在每个OFDM帧205中的某些频率和/或时间处有导频码元。处理器190被配置成搜索信号130以寻找这些导频码元，其已被传输信道115所影响(例如，根据式(1)中所示的传递函数)。处理器190被配置成使用在每个OFDM码元集210中接收到的分散导频码元222的子集(例如，4个)——优选为围绕并且最靠近要估计的码元215的那些——来计算传输信道115的信道估计。例如，为了对码元245执行信道估计，可使用导频码元246、247、248、和249。对出现在最低和最高频率副载波(例如，分别为码元250和码元255)附近的码元215的信道估计可使用少于4个导频码元来计算。例如，为了计算对码元253的信道估计，可使用导频码元246和247，或者可使用导频码元246、247、248、和249。尽管导频码元子集已被描述为两个和/或四个分散导频码元222，但其他数量也是可能的。使用分散导频码元222的子集，便可在频域应用MMSE均衡以提供可对快速变化的传输信道和/或长传输信道使用的信道估计算法。

再参照图4，处理器190包括模块300和305、总线310、以及存储器315。模块300和305可以是例如在处理器上运行的软件功能，然而其他配置也是可能的(例如，分开的数件硬件)。处理器190被配置成接收对由接收机110所接收到的每一OFDM码元集210中每个码元215的拷贝并将最终信道估计输出至处理器185。存储器315被配置成存储接收自处理器180的码元215的拷贝。尽管所示处理器190包括总线310，但其他拓扑结构也是可能的(例如，点对点连接)。处理器191被配置成基于S/P转换器170的输出计算合需的傅立叶变换窗。例如，处理器191被配置成利用OFDM码元集的循环前缀是对在前OFDM码元集的尾端的重复这一属性。

模块300被配置成使用导频码元222和内插来执行初始信道相关。相关性是对基于第二副载波的传递函数的测量能多好地预测出第一副载波的传递函数的度量。两个副载波之间的相关性值越高指示基于对第二副载波的观测能预测出第一副载波的行为(例如，传递函数)的概率越高。因此，较大的相关性值能够指示副载波频率具有彼此非常相似的传递函数，由此准许两个副载波之间能有较高程度的可预测性。较小的相关性值能够指示信道是独立的，由此降低了两个副载波之间可预测性的程度。模块300被配置成使用假定的相关性根据下式来计算两个副载波之间的初始相关性：

$R\left(m\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_l^2{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{ml}}{M}},0\≤m\≤M-1,---\left(10\right)$

其中M是副载波的总数，L是代表信道115的延迟展开的数字，而l是(传输信道115的)代表时域中的信道抽头的信道路径的索引。式(10)优选在接收机110还未接收到在前OFDM码元集210时(例如，在启动时)使用，然而式(10)也可在已接收到先前OFDM码元集210时使用。

对于每个OFDM码元集210中的每个码元215，模块300被配置成确定这4个最近导频222的位置。为了选择离感兴趣的副载波最近的四个导频，模块300被配置成选择副载波索引比感兴趣的副载波高的两个最靠近的分散导频码元222，和副载波索引比感兴趣的副载波低的两个最靠近的分散导频码元222。例如，为了计算对码元245的信道估计，模块300被配置成选择导频码元246和247(索引比感兴趣的副载波低的两个最靠近的导频码元222)并选择导频码元248和249(索引比感兴趣的副载波高的两个最靠近的导频222)。

对于“边缘”副载波(例如，用于传送介于导频246与导频247之间的码元215的副载波)，模块300被配置成在估计过程中使用少于4个导频。例如，仅有一个导频码元222是使用了比码元253低的频率副载波传送的(例如，导频码元246)。同样，仅有一个导频码元222是使用比码元254高的频率副载波传送的，即导频码元256(假定导频码元256被认为是“分散”导频码元)。模块300用来计算对边缘副载波的信道估计的导频可以是对称的或非对称的。例如，为了计算对码元253的信道估计，可使用导频码元246和247；导频码元246和248；导频码元247和248；或者导频码元248和249。替换地，模块300可被配置成定位出四个(或更多个)将用来估计边缘副载波的导频。例如，模块300可被配置成选择导频码元246、247、248和249来计算对码元253的信道估计。使用比四个少两个的导频码元来估计边缘副载波可减少在估计过程中使用的计算次数。

模块300被配置成为接收机110接收到的每个OFDM码元集210计算至少12集MMSE滤波系数。每个MMSE滤波系数集对应居于导频码元247与248之间的那些码元215中的一个，且有一个系数集对应于导频码元248。此外，每个MMSE滤波系数集对应于各自的码元位置(相对于围绕的分散导频码元222而言)。例如，第一MMSE系数集对应于索引比分散导频码元222的索引高出1的数据码元225(例如，第一MMSE系数集对应于码元260、270、280、...)，第二MMSE系数集对应于索引比分散导频码元222的索引高出2的数据码元225(例如，第二MMSE滤波系数集对应于码元261、271、281、...)，第三MMSE系数集对应于索引比分散导频码元222的索引高出3的数据码元225(例如，第三MMSE系数集对应于码元262、272、282、...)，等等。这些MMSE系数集中的一集(例如，第十二集)对应于分散导频码元222。模块300被配置成根据下式计算这十二个MMSE滤波系数集：

c(m)＝[c₁(m)  c₂(m)  c₃(m)  c₄(m)]＝

[R((m-m₁)_M)  R((m-m₂)_M)  R((m-m₃)_M)  R((m-m₄)_M)]R^-1，(11)

其中(·)_M是模运算且

$R=\left[\begin{array}{cccc}R\left(0\right)& R(M-12)& R(M-24)& R(M-36)\\ R\left(12\right)& R\left(0\right)& R(M-12)& R(M-24)\\ R\left(24\right)& R\left(12\right)& R\left(0\right)& R(M-12)\\ R\left(36\right)& R\left(24\right)& R\left(12\right)& R\left(0\right)\end{array}\right]+{\mathrm{\σ}}^{2}I,---\left(12\right)$

其中R优选在接收机110每次接收到一个OFDM码元集210时计算。然而，对于每个接收到的OFDM码元集210，R也可计算多次。

模块300被配置成计算与邻近用于传送信号125的最高和最低副载波频率的副载波相对应的增补MMSE滤波系数。由模块300所计算的增补MMSE系数的数量取决于导频码元220的模式。图3中所示的OFDM码元集210对分散导频码元222有四种不同配置。例如，分散导频码元222的配置在OFDM帧211与216中，在OFDM帧212与217中，在OFDM帧213与218中，以及在OFDM帧214与219中是全同的。由处理器190计算的增补MMSE系数集的数量可取决于介于最低频率副载波与最低频率分散导频码元222(或在最低频率连续导频码元221与最低频率分散导频码元222重合时是第二最低频率分散导频码元222)之间的数据码元225的数量。例如，若最低频率导频码元222是使用第四最低副载波传送的，则计算四个增补MMSE系数集。若最低频率导频码元222是使用第七最低副载波传送的，则计算七个增补MMSE系数集。同样，由处理器计算的增补MMSE系数集的数量取决于介于最高频率副载波与最高频率分散导频码元222(或在最高频率连续导频码元221与最高频率分散导频码元222重合时是第二最高频率分散导频码元222)之间的数据码元225的数量。式12可根据导频码元220的模式而改变。例如，若是使用两个导频码元220来计算对边缘副载波的信道估计，则式12可被重写成：

$R=\left[\begin{array}{cc}R\left(0\right)& R(-S)\\ R\left(S\right)& R\left(0\right)\end{array}\right]+{\mathrm{\σ}}^{2}I,---\left(12a\right)$

其中S是用于计算信道估计的导频码元220的间距。例如，对于OFDM帧213，式12可被重写成：

$R=\left[\begin{array}{cc}R\left(0\right)& R(-3)\\ R\left(3\right)& R\left(0\right)\end{array}\right]+{\mathrm{\σ}}^{2}I,---\left(12b\right)$

对于OFDM帧214，式12可被重写成：

$R=\left[\begin{array}{cc}R\left(0\right)& R(-6)\\ R\left(6\right)& R\left(0\right)\end{array}\right]+{\mathrm{\σ}}^{2}I,---\left(12c\right)$

对于OFDM帧216，式12可被重写成：

$R=\left[\begin{array}{cc}R\left(0\right)& R(-9)\\ R\left(9\right)& R\left(0\right)\end{array}\right]+{\mathrm{\σ}}^{2}I,---\left(12d\right)$

对于OFDM帧217，式12可被重写成：

$R=\left[\begin{array}{cc}R\left(0\right)& R(-12)\\ R\left(12\right)& R\left(0\right)\end{array}\right]+{\mathrm{\σ}}^{2}I,---\left(12e\right)$

尽管模块300已被描述为计算4、7、10、或13个增补MMSE系数，但也可计算其他数量的系数。

使用以上滤波系数，模块300被配置成根据下式计算对感兴趣的副载波的信道估计：

$\hat{H}\left(m\right)=\underset{p=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{c}_p\hat{H}\left(m_p\right),---\left(13\right)$

其中是用于传送选中的导频码元220子集(如上所描述地选择)的副载波的信道估计：

$\hat{H}\left(m_p\right)=\frac{Y\left(m_p\right)}{X\left(m_p\right)},---\left(13a\right)$

并且c_p(m)是对应的MMSE滤波系数。

模块300被配置成使用以式(13)获得的初始信道估计来估计发射机105所发射的信号(例如，信号125)。模块300被配置成使用所有用于发射信号125的副载波的信道估计来估计发射机105所发射的信号。模块300被配置成根据下式使用单抽头均衡来计算信号125的估计：

$\hat{X}\left(m\right)=\frac{Y\left(m\right)}{\hat{H}\left(m\right)},0\≤m\≤M-1,---\left(14\right)$

其中是发射信号(这里是信号125)的估计版本，Y(m)是信号130的傅立叶变换，并且

是使用式(13)获得的信道估计。

模块300被配置成用实际发射的导频码元220代替接收到的导频码元并用估计的TPS码元替换接收到的TPS码元227。用实际导频码元替换接收到的导频码元220、以及用估计的TPS码元替换接收到的TPS码元227可增加处理器190所计算出的信道估计的准确度。例如，分散导频码元247受到传输信道115的影响(如上所描述)。然而，接收机110先验地知道导频码元247的值。因此，模块300可用导频码元247的实际版本来代替导频码元247的收到版本。模块300还被配置成用估计的TPS码元来替换接收到的TPS码元227以建立增补的已知参照点。为了用估计的TPS码元替换接收到的TPS码元227，模块300被配置成通过根据下式取单个OFDM码元集210中所有TPS码元的平均来估计TPS码元227：

${\hat{X}}_{\mathrm{TPS}}=\left\{\begin{array}{cc}1& \underset{p\&Element;P_{\mathrm{TPS}}}{\mathrm{\&Sigma;}}X\left(m_p\right)\&GreaterEqual;0\\ -1& \underset{p\&Element;P_{\mathrm{TPS}}}{\mathrm{\&Sigma;}}X\left(m_p\right)<0\end{array}\right..---\left(15\right)$

通过使用替代后的导频码元220和经平均的TPS码元227来增加信道相关性计算的准确度就能增加信道估计过程的准确度。因此，模块300被配置成修正使用式(10)计算出的初始信道相关性值。模块300被配置成通过根据下式计算信道估计的另一轮迭代来修正初始信道相关性：

$\hat{H}\left(m\right)=\frac{Y\left(m\right)}{\hat{X}\left(m\right)},0\&le;m\&le;M-1,---\left(16\right)$

其中

现在是信号125的具有替代后的导频码元和替代后的TPS码元的估计版本。模块300被配置成用下式计算信道相关性的估计(由此替换式(10)中所作的假定)：

$\tilde{R}\left(m\right)=\frac{1}{K}\underset{{(k_2-k_1)}_M=m}{\mathrm{\&Sigma;}}{\hat{H}}^{*}\left(k_1\right)\hat{H}\left(k_2\right),---\left(17\right)$

其中K是满足(k₂-k₁)_M＝m的情形的数目。信道相关模块300被配置成将

存储在存储器315中。优选将导频码元220和TPS码元227用来计算信道相关性，因为使用这些码元获得的信道估计比使用数据码元的更可靠。既先验已知导频码元220，处理器190就能计算出更准确的信道相关性。例如，处理器190可通过将实际发射导频码元与此发射导频码元的收到版本作比较来计算出(在每个分别的导频码元220的具体时间和频率上)相当准确的信道估计。使用导频码元220的相当准确的信道估计，处理器190计算出更准确的信道相关性值的可能性就能更高。可使用例如信噪比作为选择准则来选取其他信道(例如，非导频或TPS码元)作为参照点。

信道相关模块300被配置成根据下式获得时域中信道115的估计经平均相关性：

$\hat{R}\left(m\right)=(1-\mathrm{\&beta;})\hat{R}\left(m\right)+\mathrm{\&beta;}\tilde{R}\left(m\right),---\left(18\right)$

其中β是用于替换先前相关性估计的一部分的预定已知参数(例如，1/16、1/8)。增加用于计算平均信道相关性的码元集210的数量便可得到更加平滑和/或更接近实际信道相关性的信道相关性。信道相关模块300被配置成将

存储在存储器305中。

为了执行对快速变化的传输信道的信道估计，接收机110应在信道估计计算中纳入ICI。信道间干扰会在传输信道115在单个OFDM码元集210内不恒定时发生。在MMSE计算中可通过将式(6)重写成下式来计及ICI：

Y(m)＝H(m)X(m)+ICI(m)+N(m)，0≤m≤M-1，(19)

其中

$H\left(m\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\frac{1}{M}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_l\left(k\right)\right)e^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{ml}}{M}},---\left(20\right)$

它是特定OFDM码元内平均CIR的FFT，并且

$\mathrm{ICI}\left(m\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n=0,n\&NotEqual;m}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}X\left(n\right)H_l(m-n)e^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{nl}}{M}},---\left(21\right)$

这是由传输信道115中的时变所引起的干扰。

模块305被配置成通过计及信号130中呈现的ICI来计及快速变化的信道。模块305被配置成估计信号130中呈现的频域ICI并将其从估计的信号(例如，

)中扣除。模块305被配置成假定传输信道115在两个OFDM码元集210之间的时域变动是线性的，然而也可作出其他假定。使用该假定，模块305被配置成根据下式计算当前正接收的OFDM码元集210的信道估计与先前收到的OFDM码元集210的信道估计之间的差：

其中

是当前OFDM码元集210的信道估计，

是先前OFDM码元集210的信道估计(例如，从存储器315取回)，而G是保护区间的长度，是先验已知的。

和

可如本文中所描述地计算。

为了理解信道信道斜率与ICI项之间的关系，将式(6)重新组织成下式是有帮助的：

$Y\left(m\right)=H\left(m\right)X\left(m\right)+\underset{q=-Q,q\&NotEqual;0}{\overset{Q}{\mathrm{\&Sigma;}}}X(m+q)\left(\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{1}{M}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_l\left(k\right)e^{j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{kq}}{M}}{e}^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{(m+q)l}{M}}\right)+\tilde{N}\left(m\right),---\left(23\right)$

其中

包括N(m)和|q|＞Q的余项，其中q是副载波的索引。使用式(23)，模块305被配置成根据下式代表传输信道115的冲激响应：

$h_l\left(k\right)={\stackrel{\&OverBar;}{h}}_l+{\mathrm{\&alpha;}}_l(k-\frac{M-1}{2}),---\left(24\right)$

其中

${\stackrel{\&OverBar;}{h}}_l=\frac{1}{M}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_l\left(k\right),---\left(25\right)$

且α_l是信道变动的斜率。因此，式(22)可被简化为：

其中

$K\left({\left(q\right)}_M\right)=\frac{1}{M}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(k-\frac{M-1}{2})e^{j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{kq}}{M}},---\left(27\right)$

(即，

的IFFT)，其可以是预先计算好的(例如，在接收机110的制造期间被存储在存储器中)，且

(即，

是频域中的信道斜率估计)。模块305被配置成根据下式估计CIR斜率：

${\widehat{\mathrm{\&alpha;}}}_l=\frac{{\hat{h}}_l^C-{\hat{h}}_l^P}{M+G},---\left(29\right)$

其中

是在频域中表达的

模块305被配置成将计算出的信息提供给模块300。

模块300被配置成使用模块305所提供的信息(例如，ICI信息)来估计发射的信号(例如，信号125)。模块300被配置成通过根据下式从收到信号(例如，信号130)减去由模块305提供的ICI信息来估计发射的信号(例如，信号125)：

其中Q是小整数(例如，1或2，然而其他整数也是可能的)。

模块300被配置成计算式(30)的进一步迭代，这可以改善最终信道估计的性能。模块300被配置成根据下式对扣除ICI后的信号执行频域MMSE信道估计：

如果需要，可由模块300和305执行ICI消去的增补迭代和/或增补的MMSE均衡。此外，由模块300使用式(9)计算出的信道相关性可使用式(12)来更新。模块300被配置成使用式(30)和(31)根据下式计算最终信道估计：

$\hat{H}\left(m\right)=\frac{\hat{Y}\left(m\right)}{\hat{X}\left(m\right)}.---\left(32\right)$

模块300被配置成将

存储在存储器315中。对于每个感兴趣的副载波，存储器315可被配置成使用式(32)向处理器185提供最终信道估计。替换地，存储器315可被配置成使得从式(32)获得的最终信道估计被存储在存储器中并由处理器185在需要时取回。使用处理器190提供的信息，处理器185被配置成通过将接收到的各个码元215映射到对应的星座点(例如，QPSK、16QAM、或64QAM星座)来计算信号130的最终估计。

在信道估计过程中可使用维特比解码器来增加计算出的信道估计的准确度并减小副载波间的ICI。例如，模块300被配置成使用维特比算法来分析式23的输出。模块300还被配置成根据例如DVB-T/H标准将经维特比解码的比特编码以获得由星座点所代表的估计的发射信号(例如，信号125)。模块300还被配置成使用通过以维特比算法分析例如硬和/或软判决获得的信道斜率估计来实行ICI消去。在使用维特比解码器时，模块300被配置成使用扣除ICI后的信号来执行MMSE以获得增补信道估计。可以省略掉此使用扣除ICI后的信号的MMSE步骤以降低信道估计过程的复杂度。

在操作中，参照图5，并进一步参照图2-4，使用系统100来执行信道估计的过程400包括所示阶段。然而过程400仅是示例性而非限定性的。过程400例如可通过添加、移除、或重新排列各阶段来更改。

在阶段405，接收机110接收由发射机105经由传输信道115发射的信号125(例如，已被变换成信号130的OFDM DVB-T/H信号)。对于接收机110接收到的每个OFDM码元集210，S/P转换器170将该OFDM码元集210转换成并行信号172。每个流(例如，172₁到172_n)对应于用来经由传输信道115传送信号125的不同副载波。处理器175从S/P转换器170接收信号172。处理器175移除处理器160所添加的循环前缀。处理器175将信号177提供给处理器180。处理器180对信号177执行FFT以将其变换成频域信号182。处理器182将每个OFDM码元集210提供给处理器185和190。

在阶段410，处理器190执行初始信道相关性估计。模块300计算对应接收到的OFDM码元集210的R并将R存储在存储器315中。模块300使用式(11)计算至少12个MMSE滤波器系数集，其中每一MMSE系数集对应于数据码元225相对于周围的导频码元320各自的位置。模块300将MMSE滤波器系数存储在存储器315中。模块300计算与邻近用于传送该信号125的最低和最高频率的副载波相对应的增补MMSE滤波器系数。对于帧205，取决于分散导频码元222在码元集210中的配置，模块300使用式(11)计算4、7、10、或13个增补系数。

在阶段415，模块300确定将用于计算信道估计的导频220子集。对于这些数据码元225和TPS码元227之中的每一个，模块300确定在用以传送受检视的码元215的副载波与用以传送信号125的最低和最高频率副载波之间是否有至少两个分散导频码元222。若在用以传送受检视的码元215的副载波与最高和最低副载波之间有至少两个分散导频码元222，则模块300选取四个导频码元222用在MMSE均衡中。例如，模块300选取副载波频率比受检视的码元215低的分散导频码元222之中最靠近的两个以及副载波频率比受检视的码元215高的分散导频码元222之中最靠近的两个。例如，在计算码元245的信道估计时，模块300选择导频码元246、247、248、和249。若受检视的码元215在用以传送受检视的码元的副载波与用以传送信号125的最低或最高频率副载波之间所具有的分散导频码元222少于两个，则模块300选择两个最靠近的(具有较低或较高频率的副载波的)导频222。例如，当在决定在计算对码元253的信道估计时要使用那个导频222子集时，该模块选择导频码元246和247。模块300使用式(13)对受检视的每个码元215执行MMSE均衡以获得对受检视的每个副载波的初始信道估计。可使用多于或少于两个的导频222来计算边缘信道的估计。

在阶段420，模块300使用式(14)和在阶段415中计算出的初始信道估计来计算信号125的估计。模块300用实际导频码元替换估计的导频码元。模块300还通过使用式(15)对受检视的OFDM码元集210中的所有TPS码元227求平均来改善TPS码元估计的准确度。模块300使用信号125的(具有替代后的导频和TPS码元的)估计和式(16)来计算传输信道115的信道估计。模块300使用式(17)来计算经更新的信道相关性，其被存储在存储器315中。模块300还使用式(18)来计算估计的平均相关性。

在阶段425，模块305估计信号130中呈现的频域ICI并将其从估计的信号(例如，

)中扣除。模块305假定两个OFDM码元集210之间的时变是线性的并计算正在接收的OFDM码元集210的信道估计与先前接收到的OFDM码元集210的信道估计之间的差。模块305使用式(22)计算当前信道估计与在前信道估计之间的差。模块300使用由模块305(例如，或者经由总线310直接地，或者通过存储器315间接地)提供的ICI信息按式(31)用扣除ICI后的估计信号来实行MMSE信道估计。如果需要，可由模块300和305执行ICI消去的增补迭代和/或增补的MMSE均衡。

在阶段430，模块300计算传输信道115的最终信道估计并更新信道相关性。模块300使用式(32)计算传输信道115的最终信道估计。

在阶段435，过程190确定接收机110是否已接收到另一OFDM码元集210。如果是，则过程400返回阶段405。否则，过程400终止。

其他实施例也落在本发明的范围和精神实质内。例如，由于软件的特质，上面描述的功能可使用软件、硬件、固件、硬布线、或这些之中任何哪些的组合来实现。实现功能的各特征还可物理地位于各种位置，包括是分布式的以使得功能的各部分实现在不同的物理位置。例如，尽管图4示出数个模块，且其各自已被描述为执行特定功能，然而由每个模块所提供的功能性可被组合到单个模块中和/或被分成增补模块。接收机110可被配置成使用并行处理来基本同时地处理多个信道估计。尽管存储器305被示为处理器190的部分，然而其他配置也是可能的(例如，存储器305可位于处理器185中，或者可经由网络连接定位在远处)。

参照图5，过程400可被修改成能容适功率分布随时间改变的传输信道。例如，过程400可包括其中相关是基于当前信道估计、且增补MMSE是在应用ICI消去之前实行的阶段。此外，在阶段420期间执行的MMSE可在阶段410期间执行，而信道相关性估计可从阶段430被移至阶段410。

尽管已在DVB-T/H标准——其中用以传送分散导频码元222的副载波的间距为12——的上下文中描述了本发明，但其他配置也是可能的。例如，本发明能被适应性修改成与其中用以传送分散导频码元222的副载波的间距为3的传输标准一起工作。

尽管处理器190已被描述为使用分散导频码元222，但也可使用其他导频码元。例如，处理器190可使用连续导频221，即使连续导频221中选中的一个并不与分散导频码元222相重合。例如，参照图3，码元250可被用于计算对码元251的信道估计。然而，使用并不与分散导频码元222相重合的连续导频码元221会因为例如向式(11)和(12)中添加增补项而增加处理器190所执行的计算的复杂度。

尽管某些值和/或量已被描述为是使用一个或更多个等式来计算的，然而其他配置也是可能的。例如，并不计算具体值，而是可预先计算好该值并从存储器315中取回。

尽管本发明已在数字电视广播的上下文中进行了描述，但本发明也可用在诸如蜂窝通信、卫星通信、卫星无线电广播、地面无线电广播、无线联网(例如，WiFi)等其他移动或无线信道中。

此外，尽管本描述涉及本发明，但本描述也可包括一个以上的发明。

Claims (31)

1.一种用于接收包括使用多个副载波传送的含数据码元和导频码元的正交频分复用(OFDM)码元集的OFDM数字视频广播(DVB)信号的接收机，所述OFDMDVB信号是经由传输信道向所述接收机传送的，所述接收机包括：

输入模块，配置成经由所述传输信道接收所述OFDM DVB信号；以及

耦合至所述输入模块的信道估计模块，配置成通过对所述这些OFDM码元集执行傅立叶变换以产生频域中的经变换码元集并通过使用所述OFDM DVB信号中的所述这些导频码元的子集对所述经变换码元集执行最小均方误差(MMSE)均衡来计算所述传输信道的信道估计。

2.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述信道估计模块对每个收到的OFDM码元集执行单次傅立叶变换。

3.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述导频码元子集远少于所述OFDM码元集中所述这些导频码元的全部。

4.如权利要求3所述的接收机，其特征在于，所述信道估计模块被配置成选择使用频率比用以传送受检视的数据码元的频率低的副载波传送的N个最靠近的导频码元和使用频率比用以传送所述受检视的数据码元的频率高的副载波传送的N个最靠近的导频码元作为所述导频码元子集。

5.如权利要求3所述的接收机，其特征在于，所述信道估计模块被配置成选择使用频率比用以传送受检视的数据码元的频率高的副载波传送的N个最靠近的导频码元作为所述导频码元子集。

6.如权利要求3所述的接收机，其特征在于，所述信道估计模块被配置成选择使用频率比用以传送受检视的数据码元的频率低的副载波传送的N个最靠近的导频码元作为所述导频码元子集。

7.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述信道估计模块计算与用以传送所述这些OFDM码元集中每一集的每个分别的副载波相对应的信道估计。

8.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述信道估计模块被配置成并行地计算一个以上所述数据码元的信道估计。

9.如权利要求4所述的接收机，其特征在于，N等于2并且所述信道估计模块被配置成根据下式对所述这些数据码元中的每一个执行所述信道估计：

$\hat{H}\left(m\right)=\underset{p=1}{\overset{4}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_p\hat{H}\left(m_p\right)$

其中c_p是分别的滤波器系数，

是所述这些导频码元的所述子集中分别的导频码元的信道估计，并且p是所述这些导频码元的所述子集中分别的导频码元的索引值。

10.如权利要求9所述的接收机，其特征在于，所述信道估计模块被配置成根据下式计算滤波器系数：

c(m)＝[c₁(m) c₂(m) c₃(m) c₄(m)]＝

[R((m-m₁)_M) R((m-m₂)_M) R((m-m₃)_M) R((m-m₄)_M)]R^-1

其中

$R=\left[\begin{array}{cccc}R\left(0\right)& R(M-12)& R(M-24)& R(M-36)\\ R\left(12\right)& R\left(0\right)& R(M-12)& R(M-24)\\ R\left(24\right)& R\left(12\right)& R\left(0\right)& R(M-12)\\ R\left(36\right)& R\left(24\right)& R\left(12\right)& R\left(0\right)\end{array}\right]+{\mathrm{\&sigma;}}^{2}I,$

且

$R\left(m\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&sigma;}}_l^2{e}^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{ml}}{M}},$ 0≤m≤M-1，

其中M是所述OFDM DVB信号中呈现的副载波的总数，l是代表多径OFDM DVB信号的每条分别的路径的索引，L是代表所述信道115的延迟展开的数字，m是代表介于两个选中计算其相关性的信道之间的居间信道的数量的整数值，并且

$E\left\{{\left|h_l\left(k\right)\right|}^2\right\}={\mathrm{\&sigma;}}_l^2$

其中h_l(k)是所述传输信道的第l条路径在时刻k的信道冲激响应。

11.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述信道估计模块被配置成在频域中计算与所述传输信道有关的信道间干扰(ICI)值。

12.如权利要求11所述的接收机，其特征在于，所述信道估计模块被配置成使用所述ICI值来执行所述信道估计。

13.如权利要求12所述的接收机，其特征在于，所述信道估计模块被配置成在从所述收到的OFDM DVB信号减去所述ICI值之后再执行MMSE均衡。

14.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述信道估计模块被配置成通过根据下式估计信道相关性值来计算信道估计：

$\tilde{R}\left(m\right)=\frac{1}{K}\underset{{(k_2-k_1)}_M=m}{\mathrm{\&Sigma;}}{\hat{H}}^{*}\left(k_1\right)\hat{H}\left(k_2\right),$

其中K是满足(k₂-k₁)M＝m的情形的数目并且M是所述OFDM DVB信号中呈现的副载波的总数。

15.如权利要求14所述的接收机，其特征在于，所述估计的信道相关性值是根据下式求平均的：

$\hat{R}\left(m\right)=(1-\mathrm{\&beta;})\hat{R}\left(m\right)+\mathrm{\&beta;}\tilde{R}\left(m\right),$

其中β是预定的已知参数。

16.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述信道估计模块被配置成使用维特比解码器。

17.一种用于计算用来传送包括使用多个副载波传送的含数据码元和导频码元的正交频分复用(OFDM)码元集的OFDM数字视频广播(DVB)信号的传输信道的信道估计的方法，所述方法包括：

在接收机处经由传输信道接收所述OFDM DVB信号；

通过以下动作在频域中计算所述传输信道的信道估计

对OFDM码元集执行傅立叶变换以产生频域中的经变换码元集，以及

使用所述OFDM DVB信号中的所述这些导频码元的子集对所述这些经变换码元集执行最小均方误差(MMSE)均衡。

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，计算信道估计包括通过对每个收到的OFDM码元集执行单次傅立叶变换来计算信道估计。

19.如权利要求17所述的方法，其特征在于，还包括选择使用频率比用以传送受检视的数据码元的频率低的副载波传送的N个最靠近的导频码元和使用频率比用以传送所述受检视的数据码元的频率高的副载波传送的N个最靠近的导频码元作为所述导频码元子集。

20.如权利要求18所述的方法，其特征在于，还包括选择使用频率比用以传送受检视的数据码元的频率低的副载波传送的N个最靠近的导频码元作为所述导频码元子集。

21.如权利要求18所述的方法，其特征在于，还包括选择使用频率比用以传送受检视的数据码元的频率高的副载波传送的N个最靠近的导频码元作为所述导频码元子集。

22.如权利要求17所述的方法，其特征在于，计算信道估计包括并行地计算一个以上所述数据码元的信道估计。

23.如权利要求17所述的方法，其特征在于，计算所述信道估计包括按N等于2并根据下式来计算感兴趣的数据码元的信道估计：

$\hat{H}\left(m\right)=\underset{p=1}{\overset{4}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_p\hat{H}\left(m_p\right)$

其中c_p是分别的滤波器系数，

是所述这些导频码元的所述子集中分别的导频码元的信道估计，并且p是所述这些导频码元的所述子集中分别的导频码元的索引值。

24.如权利要求23所述的方法，其特征在于，计算所述信道估计包括根据下式计算滤波器系数：

c(m)＝[c₁(m) c₂(m) c₃(m) c₄(m)]＝

[R((m-m₁)_M) R((m-m₂)_M) R((m-m₃)_M) R((m-m₄)_M)]R^-1

其中

$R=\left[\begin{array}{cccc}R\left(0\right)& R(M-12)& R(M-24)& R(M-36)\\ R\left(12\right)& R\left(0\right)& R(M-12)& R(M-24)\\ R\left(24\right)& R\left(12\right)& R\left(0\right)& R(M-12)\\ R\left(36\right)& R\left(24\right)& R\left(12\right)& R\left(0\right)\end{array}\right]+{\mathrm{\&sigma;}}^{2}I$

且

$R\left(m\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&sigma;}}_l^2{e}^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{ml}}{M}},$ 0≤m≤M-1，

其中M是所述OFDM DVB信号中呈现的副载波的总数，l是代表多径OFDM DVB信号的每条分别的路径的索引，L是代表所述信道115的延迟展开的数字，m是代表介于两个选中计算其相关性的信道之间的居间信道的数量的整数值，并且

$E\left\{{\left|h_l\left(k\right)\right|}^2\right\}={\mathrm{\&sigma;}}_l^2$

其中h_l(k)是所述传输信道的第l条路径在时刻k的信道冲激响应。

25.如权利要求11所述的方法，其特征在于，计算信道估计包括计算与用以传送所述OFDM DVB信号的每个分别的副载波相对应的信道估计。

26.如权利要求11所述的方法，其特征在于，还包括在频域中计算与所述传输信道有关的信道间干扰(ICI)值。

27.如权利要求26所述的方法，其特征在于，计算所述信道估计包括使用所述ICI值来计算所述传输信道的信道估计。

28.如权利要求27所述的方法，其特征在于，计算所述信道估计包括在从所述OFDM DVB信号减去所述ICI值之后再执行MMSE均衡。

29.如权利要求17所述的方法，其特征在于，计算信道估计还包括通过根据下式估计信道相关性值来计算信道估计：

$\tilde{R}\left(m\right)=\frac{1}{K}\underset{{(k_2-k_1)}_M=m}{\mathrm{\&Sigma;}}{\hat{H}}^{*}\left(k_1\right)\hat{H}\left(k_2\right),$

其中K是满足(k₂-k₁)_M＝m的情形的数目并且M是所述OFDM DVB信号中呈现的副载波的总数。

30.如权利要求29所述的方法，其特征在于，计算信道估计还包括根据下式对所述估计的信道相关性值求平均：

$\hat{R}\left(m\right)=(1-\mathrm{\&beta;})\hat{R}\left(m\right)+\mathrm{\&beta;}\tilde{R}\left(m\right),$

其中β是预定的已知参数。

31.如权利要求17所述的方法，其特征在于，计算信道估计还包括执行维特比解码。

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