CN101601184B - 电源电压形成装置及极化调制发送装置 - Google Patents

电源电压形成装置及极化调制发送装置 Download PDF

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Abstract

公开了电源电压形成装置(100)，能够校正高频功率放大器的偏移电压而不使高频功率放大器的失真特性劣化。电源电压形成装置(100)包括：电平调整单元(103)，基于用于控制高频功率放大器(200)的输出电平的输出电平控制值，对模拟变换后的输入数据的电平进行调整；模拟加法器(104)，对模拟变换后的偏移数据与所述电平调整后的信号进行模拟加法运算；数字加法器(101)，对模拟变换前的所述输入数据与偏移数据进行数字加法运算；以及选择单元(106)，基于输出电平控制值，选择是由模拟加法器(104)进行加法运算，还是由数字加法器(101)进行加法运算。

Description

电源电压形成装置及极化调制发送装置
技术领域
本发明涉及根据输入数据形成提供给高频功率放大器的电源电压的电源电压形成装置，以及具有这样的电源电压形成装置的极化调制发送装置。 
背景技术
在发送装置的设计中，一般在效率与线性(linearity)之间存在折衷选择关系。但是，最近提出了，像极化(polar)调制发送技术那样，能够兼顾高效率和线性的技术。 
在图1表示极化调制发送装置的结构例。极化调制发送装置10具有：振幅/相位数据形成单元11、相位调制器12、高频功率放大器(所谓的功率放大器)14、以及形成高频功率放大器14的电源电压VCC的电源电压形成装置13。 
振幅/相位数据形成单元11从输入的发送信号形成基带振幅信号S1和基带相位信号S2。这里，基带振幅信号S1是，在以I表示发送信号的同相分量，以Q表示发送信号的正交分量时，以√(I2+Q2)表示的信号。基带相位信号S2是，发送信号的相位分量(例如，调制码元和I轴所成的角度)。 
相位调制器12通过基于基带相位信号S2对载波频率信号进行调制来形成高频相位调制信号S3，并将其输出到高频功率放大器14的信号输入端子。 
电源电压形成单元13基于基带振幅信号S1，形成提供给高频功率放大器14的电源端子的电源电压VCC。 
由此，高频功率放大器14对将电源电压值VCC与高频相位调制信号S3相乘而得到的信号进行相当于高频功率放大器14的增益的放大，并输出作为其结果的发送输出信号。发送输出信号由天线(未图示)发送。 
在采用这样的极化调制发送技术时，可以将输入到高频功率放大器14的高频相位调制信号S3作为不含振幅方向的变动分量的恒定包络线信号，因此可以利用高效率的非线性放大器作为高频功率放大器14。 
此外，在这样的极化调制发送装置10中，需要基于基带振幅信号S1而形成的电源电压值VCC与高频功率放大器14的输出电压(一般而言，将图中 的发送输出信号变换为施加于50Ω的电压而求取的电压)为比例关系。 
这里，作为用于高频功率放大器14的元件，使用HBT(Hetero-junctionBipolar Transistor：异质结双极晶体管)系设备的情况较多，与FET(Field effecttransistor：场效应晶体管)系设备相比，该HBT系设备能够获得较高增益，而且容易实现小型化。可是，HBT系设备中，在电源电压值与输出电压之间存在称为“偏移(offset)电压”的特有的参数。 
图2表示在使用HBT系设备构成了高频功率放大器14的情况下的、电源电压值VCC与输出电压之间的关系。图中的实线表示在使用HBT系设备的情况下的、电源电压值VCC与输出电压之间的关系，虽然电源电压值VCC与输出电压直线性地变化，但是该直线未通过原点，可知两者未处于比例关系。偏移电压是输出上升时的电源电压值，在图2中，对电源电压值VCC与输出电压之间的关系进行直线近似，将该直线与x轴的交点定义为偏移电压。 
以往提出了，在极化调制发送装置10中，为了控制高频功率放大器14的输出功率(即，发送输出信号的功率)，在通过由电源电压形成装置13对基带振幅信号S1的电平进行调整的同时，将图2所示的偏移电压与电平调整后的基带振幅信号相加来进行校正，以使电源电压值VCC与输出电压之间处于比例关系(例如，参见专利文献1)。通过这样处理，能够回避因偏移而造成的失真的发生。 
使用图3简单地说明该结构。图3的电源电压形成装置13将基带振幅信号S1输入到电平调整单元21。电平调整单元21例如基于来自发送功率控制单元(未图示)的缩放(scaling)系数对基带振幅信号S1的电平进行调整，并将电平调整后的基带振幅信号传送到偏移加法单元23。偏移加法单元23通过将电平调整后的基带振幅信号与由偏移电压生成单元22生成的偏移电压相加，来形成高频功率放大器14的电源电压VCC，并将其提供给高频功率放大器14的电源端子。 
[专利文献1]美国专利第6,998,919号说明书 
发明内容
发明需要解决的问题 
然而，由于图3所示的在控制了基带振幅信号S1的电平之后再与偏移电压相加的方法一般为模拟信号处理，所以从对基带振幅信号S1进行处理的路径来看，偏移电压生成单元22成为负荷。其结果，特别是在电平调整后的信号电平较大时，即高输出时，存在如下问题，即，在从高频功率放大器14输出的发送输出信号中容易发生失真。 
本发明的目的为，提供电源电压形成装置以及极化调制发送装置，能够校正高频功率放大器的偏移电压而不使高频功率放大器的失真特性劣化。 
解决问题的方案 
本发明的电源电压形成装置为，基于输入数据形成提供给高频功率放大器的电源电压，该电源电压形成装置包括：数字偏移加法单元，在第二加法运算选择模式中，对所述输入数据与偏移数据进行数字加法运算；第一数字模拟变换器，对所述数字偏移加法单元的输出信号进行数字模拟变换；电平调整单元，基于用于控制所述高频功率放大器的输出电平的输出电平控制值，对模拟变换后的所述数字偏移加法单元的输出信号的电平进行调整；第二数字模拟变换器，对所述偏移数据进行数字模拟变换；模拟偏移加法单元，在第一加法运算选择模式中，对模拟变换后的所述偏移数据与所述电平调整单元的输出进行模拟加法运算；以及选择单元，基于所述输出电平控制值，选择由所述模拟偏移加法单元进行加法运算的所述第一加法运算选择模式或选择由所述数字偏移加法单元进行加法运算的所述第二加法运算选择模式，在所述第一加法运算选择模式中，将所述模拟偏移加法单元的输出作为所述电源电压提供给所述高频功率放大器，在所述第二加法运算选择模式中，则将所述电平调整单元的输出作为所述电源电压提供给所述高频功率放大器。 
发明的效果 
根据本发明，由于基于输出电平控制值，切换是对偏移值进行数字加法运算还是进行模拟加法运算，所以在高输出时，能够从对偏移进行模拟加法运算的模式切换到进行数字加法运算的模式。其结果，能够校正高频功率放大器的偏移电压而不使高频功率放大器的失真特性劣化。 
附图说明
图1是表示传统的极化调制发送装置的结构的方框图。 
图2是表示使用了HBT系设备的情况下的、电源电压值VCC与输出电压之间的关系的特性图。 
图3是表示传统的电源电压形成装置的结构例的方框图。 
图4是表示本发明实施方式1的电源电压形成装置的结构的方框图。 
图5是表示实施方式2的电源电压形成装置的结构的方框图。 
图6是用于说明实施方式2的电源电压形成装置的加法运算动作的切换的图。 
图7是表示实施方式3的电源电压形成装置的结构的方框图。 
图8是用于说明实施方式3的电源电压形成装置的加法运算动作的切换的图。 
图9是表示实施方式4的电源电压形成装置的结构的方框图。 
图10是用于说明实施方式4的电源电压形成装置的加法运算动作的切换的图。 
图11是表示采用了本发明的电源电压形成装置的极化调制发送装置的结构的方框图。 
具体实施方式
以下参照附图详细地说明本发明的实施方式。 
(实施方式1) 
图4表示本发明实施方式的电源电压形成装置的基本结构。电源电压形成装置100为用于形成提供给高频功率放大器200的电源端子的电源电压VCC的装置。另外，高频功率放大器200是由HBT系设备构成的。 
电源电压形成装置100将输入数据输入到数字加法器101。在将电源电压形成装置100用于极化调制发送装置中的情况下，该输入数据相当于基带振幅信号。 
数字加法器101将输入数据与偏移数据相加。偏移数据是相当于图2所示的偏移电压的数据，预先存储在未图示的存储器等中。数字加法器101的输出经过数字模拟变换器(D/A)102，传送到电平调整单元103。 
电平调整单元103根据用于控制高频功率放大器200的输出电平的输出电平控制值，对数字模拟变换器102的输出信号电平进行调整。这里，输出电平控制值是由未图示的发送功率控制单元形成的信号。由电平调整单元103调整了电平的信号，被传送到模拟加法器104。 
模拟加法器104，除了输入来自电平调整单元103的信号之外，还输入经过数字模拟变换器(D/A)105的偏移数据。由此，模拟加法器104对从电平调整单元103输出的模拟信号与模拟变换后的偏移电压进行模拟加法运算。 
除了上述的结构以外，电源电压形成装置100还具有选择单元106，用于选择是通过数字加法器101对偏移数据进行加法运算，还是通过模拟加法器104对偏移电压进行加法运算。选择单元106根据输出电平控制值进行上述选择。 
具体而言，在输出电平控制值为规定值以上的情况下(即，高输出时)，选择单元106通过对开关107进行ON控制而由数字加法器101对偏移数据进行加法运算，并通过对开关108进行OFF控制而不进行模拟加法器104中的加法运算。这里所谓的输出电平控制值为规定值以上的情况是指，高频功率放大器200的输出电平较大，如果通过模拟加法器104对偏移电压进行模拟加法运算，则在发送输出信号中容易发生失真的情况。 
与此相对，在输出电平控制值小于规定值的情况下(即，低输出时)，选择单元106通过对开关107进行OFF控制而不进行数字加法器101中的加法运算，并通过对开关108进行ON控制而由模拟加法器104对偏移电压进行加法运算。这里所谓的输出电平控制值小于规定值的情况是指，高频功率放大器200的输出电平较小，即使通过模拟加法器104对偏移电压进行模拟加法运算，也对发送输出信号造成的影响较少的情况。 
这样，在高输出时(电平调整单元103的输出电平较高的情况，也就是说，高频功率放大器200的输出电平较高的情况)，对偏移数据进行数字加法运算，而除此之外进行模拟加法运算，从而能够校正高频功率放大器200的偏移而不使高频功率放大器200的失真特性劣化。 
这里，在高输出时，如果从电平调整单元103到高频功率放大器200的信号路径来看，偏移电压生成电路(在图4的情况下，数字模拟变换器105)成为负荷，所以在提供给高频功率放大器200的电源电压VCC中发生失真，其结果，高频功率放大器200的输出信号的失真特性也会劣化。 
然而，本实施方式的电源电压形成装置100中，由于在高输出时通过开关108将模拟加法器104与数字模拟变换器105之间的路径遮断，所以不会发生失真。另外，通过由数字加法器101进行的数字加法运算校正偏移，所以也不会发生因偏移造成的失真。 
另一方面，在低输出时，如果在数字模拟变换器102进行变换之前由数字加法器101对偏移数据进行数字加法运算，则需要对考虑到电平调整单元103的衰减量的偏移数据进行数字加法运算。例如，在由电平调整单元103 使信号电平衰减20dB的情况下，需要由数字加法器101对相当于其10倍的电压的偏移数据进行加法运算，这是不现实的。 
然而，本实施方式的电源电压形成装置100中，由于在低输出时不进行数字加法器101的偏移数据的加法运算，而进行模拟加法器104的偏移电压的加法运算，因此能够校正偏移而无须对大数位的偏移数据进行数字加法运算。 
如上所述，根据本实施方式，由于设置了：第一数字模拟变换器102，对输入数据进行数字模拟变换；电平调整单元103，基于用于控制高频功率放大器200的输出电平的输出电平控制值，对模拟变换后的输入数据的电平进行调整；第二数字模拟变换器105，对偏移数据进行数字模拟变换；模拟加法器104，对模拟变换后的偏移数据与所述电平调整后的信号进行模拟加法运算；数字加法器101，对模拟变换前的所述输入数据与偏移数据进行数字加法运算；以及选择单元106，基于输出电平控制值，选择是由模拟加法器104进行加法运算，还是由数字加法器101进行加法运算，所以，在形成对应于输入数据和输出电平控制值的电源电压的情况下，能够形成电源电压VCC，该电源电压VCC为，能够避免起因于模拟加法运算的失真的发生，并能够校正高频功率放大器200的偏移的电源电压。 
而且，在实际上为因模拟加法运算造成的失真较小的低输出时(输出电平控制值较小时)，由于不对偏移数据进行数字加法运算而进行模拟加法运算，所以无须对大数位的偏移数据进行数字加法运算，能够简化数字加法器101的结构。 
(实施方式2) 
图5表示实施方式2的电源电压形成装置的结构。本实施方式的电源电压形成装置300基本上进行与电源电压形成装置100同样的动作，但是在结构上进行了一些改造。 
数字加法器301将输入数据输入，并从选择单元306选择性地输入偏移缩放单元307的输出数据或者全部为“0”的数据，对输入数据与偏移缩放后的数据或者全部为“0”的数据进行加法运算。数字加法器301的输出经过数字模拟变换器(D/A)302，传送到可变衰减器(ATT)303。 
可变衰减器303相当于图4的电平调整单元103，根据缩放系数对数字模拟变换器302的输出信号进行衰减。另外，缩放系数相当于图4的输出电平控制值，例如是由发送功率控制单元形成的信号。由可变衰减器303调整了电平的信号被传送到模拟加法器304。
模拟加法器304除了输入来自可变衰减器303的信号之外，还从选择单元308选择性地输入由数字模拟变换器(D/A)305进行了模拟变换的偏移电压或者0[V]的电压值。由此，模拟加法器304对来自可变衰减器303的信号与偏移电压或者0[V]进行模拟加法运算。 
这里，偏移缩放单元307输入偏移数据和缩放系数，基于缩放系数，使偏移数据成为电平调整单元(在本实施方式的情况下，可变衰减器303)的电平调整量的倒数倍。换言之，偏移缩放单元307输出将偏移数据除以可变衰减器303的衰减量所得的值，作为偏移缩放后的数字数据。由此，在由可变衰减器303将数字加法运算后的偏移电压衰减时，可将该衰减后的偏移电压值作为相当于偏移数据的、所期望的偏移电压。 
在缩放系数为规定值以上的情况下(即，高输出时)，选择单元306选择偏移缩放单元307的输出，提供给数字加法器301。另外，在缩放系数为规定值以上的情况下，选择单元308选择接地电压(GND)，提供给模拟加法器304。由此，在高输出时，实际上由数字加法器301对偏移电压进行数字加法运算，不进行模拟加法器304的模拟加法运算。其结果，在高输出时，能通过数字加法运算校正偏移电压，而不会产生因模拟加法运算而发生的失真。 
另一方面，在缩放系数小于规定值的情况下(即，低输出时)，选择单元306将全部为“0”的数字数据提供给数字加法器301。另外，在缩放系数小于规定值的情况下，选择单元308选择从数字模拟变换器305输出的偏移电压，提供给模拟加法器304。由此，在低输出时，实际上由模拟加法器304对偏移电压进行模拟加法运算，不进行数字加法器301的数字加法运算。其结果，能通过模拟加法运算校正偏移电压，而无须对大数位的偏移数据进行数字加法运算。 
使用图6，具体地说明上面所述的数字加法运算与模拟加法运算之间的切换。图6是输入数据为极化调制中的基带振幅信号(图中的振幅信号)的情况的例子。另外，图6例示了，振幅信号的最大动态范围为1[Vpp]，偏移电压的最大调整范围为0.2[V]，数字模拟变换器302的最大动态范围为0～1.4[V]的情况。另外，图6中，假设振幅信号范围为排除了偏移电压的范围。另外，图6中，全部都换算为模拟值而表示。 
图6示出了，在对振幅信号(输入数据)与0.2[V]的偏移电压进行数字加法运算的情况下，根据可变衰减器的缩放量，缩放前后的各个信号的动态范围如何变化。 
与偏移数据进行数字加法运算时的界限为，数字加法运算后的总信号范围不超过数字模拟变换器302的最大动态范围。在该例子的情况下，在缩放量(ATT303的设定值)为-6[dB]程度为止时，数字加法运算后的总信号范围不超过数字模拟变换器302的最大动态范围1.4[V]。于是，在缩放量为-6[dB]以上时进行数字加法运算，而在缩放量小于该值时进行模拟加法运算。 
总之，根据本实施方式，通过与实施方式1同样的结构，能够得到与实施方式1同样的效果。 
进而，在对缩放系数(相当于实施方式1的输出电平控制值)进行阈值判定，根据判定结果切换是对偏移数据进行数字加法运算还是对偏移电压进行模拟加法运算的情况下，通过进行考虑了数字模拟变换器302的动态范围的阈值设定，能够抑制数字模拟变换器302中的信号的劣化。 
再者，通过设置偏移缩放单元307，根据缩放系数对偏移数据进行缩放，以使其相当于可变衰减器303的电平调整量的倒数倍的数据，能够将通过可变衰减器303后的偏移电压值作为相当于偏移数据的、所期望的偏移电压。 
(实施方式3) 
在对与图5对应的部分附上相同的标号而表示的图7中，表示出实施方式3的电源电压形成装置的结构。 
电源电压形成装置400除了将缩放系数，还将偏移数据输入到选择单元401、402。选择单元401、402基于缩放系数和偏移数据的两者，切换是对偏移数据进行数字加法运算还是对偏移电压进行模拟加法运算。 
具体而言，在为第一偏移数据的情况下，将第一缩放系数设定为切换阈值，在为与第一偏移数据不同的第二偏移数据的情况下，将与第一缩放系数不同的第二缩放系数设定为切换阈值。 
也就是说，在实施方式2中，使用图6叙述了将与最大的偏移数据(0.2[V])对应的缩放量(-6[dB])作为切换阈值的例子，在本实施方式中，根据偏移数据还变更作为阈值而使用的缩放量。 
由此，与单纯地根据偏移数据的最大值切换数字加法运算与模拟加法运算的情况相比，能够根据偏移的大小，合理地扩大进行数字加法运算的区域。 
图8示出了，在偏移数据的值(图中的“通过ATT后的偏移电压”)为0.1[V]的情况下的、数字加法运算与模拟加法运算之间的切换的情形。图8基本上示出了在与图6同样的条件下的动作。 
如图8所示，在偏移电压(偏移数据所示的值)为0.1[V]的情况下，缩放量(ATT的设定值)为-12[dB]程度为止时，数字加法运算后的总信号范围不会超过数字模拟变换器302的最大动态范围1.4[V]。于是，本实施方式的电源电压形成装置400，在缩放量为-12[dB]以上时进行数字加法运算，而在缩放量小于该值时进行模拟加法运算。 
另外，在所设定的偏移电压为0.2[V]的情况下，如图6所示，电源电压形成装置400在缩放量为-6[dB]以上时进行数字加法运算，而在缩放量小于该值时进行模拟加法运算。 
如上所述，根据本实施方式，对缩放量进行阈值判定，基于判定结果切换是由模拟加法器304对偏移电压进行加法运算还是由数字加法器301对偏移数据进行加法运算，同时根据偏移数据变更所述阈值，从而除了实施方式1和实施方式2的效果之外，还能够最大限度地扩大数字加法运算的区域。 
(实施方式4) 
在对与图5对应的部分附上相同的标号而表示的图9中，表示实施方式4的电源电压形成装置的结构。 
在使用图5说明的实施方式2的电源电压形成装置300中，选择单元306、308具有第一加法运算选择模式和第二加法运算选择模式，基于缩放系数(即，输出电平控制值)选择第一加法运算选择模式或第二加法运算选择模式的任一个，该第一加法运算选择模式是选择由模拟加法器304进行加法运算的模式，该第二加法运算选择模式是选择由数字加法器301进行加法运算的模式。 
本实施方式的电源电压形成装置600中，选择单元601、602除了上述第一加法运算选择模式和第二加法运算选择模式之外，还具有第三加法运算选择模式，基于缩放系数(即，输出电平控制值)选择第一加法运算选择模式到第三加法运算选择模式中的任一个加法运算选择模式，该第三加法运算选择模式是选择由模拟加法器304和数字加法器301双方进行加法运算的模式。 
另外，本实施方式的电源电压形成装置600具有偏移数据变换单元603。偏移数据变换单元603基于缩放系数，将偏移数据变换为，输入到数字模拟变换器(D/A)305的模拟加法运算用偏移数据，以及输入到偏移缩放单元307 的数字加法运算用偏移数据。 
在缩放系数为第一规定值以上的情况下(即，高输出时)，选择单元601选择偏移缩放单元307的输出，提供给数字加法器301。另外，在缩放系数为第一规定值以上的情况下，选择单元602选择接地电压(GND)，提供给模拟加法器304。由此，在高输出时，实际上由数字加法器301对偏移电压进行数字加法运算，不进行模拟加法器304的模拟加法运算。其结果，在高输出时，能通过数字加法运算校正偏移电压，而不会产生因模拟加法运算造成的失真。 
另外，在缩放系数小于第一规定值且为第二规定值以上的情况下(即，中输出时)，选择单元601选择偏移缩放单元307的输出，提供给数字加法器301。另外，在缩放系数小于第一规定值且为第二规定值以上的情况下，选择单元602选择从数字模拟变换器305输出的偏移电压，提供给模拟加法器304。由此，在中输出时，由数字加法器301和模拟加法器304双方进行加法运算。也就是说，实际上由数字加法器301对偏移电压进行数字加法运算，还由模拟加法器304进行模拟加法运算。 
再者，在缩放系数小于第二规定值的情况下(即，低输出时)，选择单元601将全部为“0”的数字数据提供给数字加法器301。另外，在缩放系数小于第二规定值的情况下，选择单元602选择从数字模拟变换器305输出的偏移电压，提供给模拟加法器304。由此，在低输出时，实际上由模拟加法器304对偏移电压进行模拟加法运算，不进行数字加法器301的数字加法运算。其结果，能通过模拟加法运算校正偏移电压，而无须对大数位的偏移数据进行数字加法运算。 
在缩放系数为第一规定值以上的情况下(即，高输出时)，偏移数据变换单元603将偏移数据原封不动地提供给偏移缩放单元307。同样地，在缩放系数小于第二规定值的情况下(即，低输出时)，偏移数据变换单元603将偏移数据原封不动地输出到数字模拟变换器(D/A)305。 
与此相对，在缩放系数小于第一规定值且为第二规定值以上的情况下(即，中输出时)，偏移数据变换单元603将偏移数据变换为模拟加法运算用偏移数据而输出到数字模拟变换器(D/A)305，同时将偏移数据变换为数字加法运算用偏移数据而输出并提供给偏移缩放单元307。 
使用图10，具体地说明上述的数字加法运算与模拟加法运算之间的切 换。图10是输入数据为极化调制中的基带振幅信号(图中的振幅信号)的情况的例子。另外，图10例示了，振幅信号的最大动态范围为1[Vpp]，偏移电压的最大调整范围为0.2[V]，数字模拟变换器302的最大动态范围为0～1.4[V]的情况。另外，图10中，假设振幅信号范围为排除了偏移电压的范围。另外，图10中，全部都换算为模拟值来表示。 
图10中示出了，在缩放量(ATT303的设定值)大于-6[dB]的范围内，对振幅信号(输入数据)与0.2[V]的偏移电压进行数字加法运算的情况。另外，图10中示出了，在缩放量(ATT303的设定值)为从-6[dB]到-12[dB]为止的范围内，对0.1[V]的偏移电压进行数字加法运算，且对0.1[V]的偏移电压进行模拟加法运算的情况。另外，图10中示出了，在缩放量(ATT303的设定值)小于-12[dB]的范围内，对0.2[V]的偏移电压进行模拟加法运算的情况。进而，图10中示出了，在仅进行数字加法运算的情况、进行数字加法运算和模拟加法运算双方的情况、以及仅进行模拟加法运算的情况的各个情况下，根据ATT303的缩放量，缩放前后的各个信号的动态范围如何变化。 
与偏移数据进行数字加法运算时的界限为，数字加法运算后的总信号范围不超过数字模拟变换器302的最大动态范围。在图10的例子的情况下，在缩放量(ATT303的设定值)的整个区域，数字加法运算后的总信号范围不超过数字模拟变换器302的最大动态范围1.4[V]。 
再者，相对于在实施方式2中以-6[dB]的缩放量为界限，进行模拟加法运算的偏移电压从0[V]变化到0.2[V]，本实施方式中，进行模拟加法运算的偏移电压从0[V]变化到0.1[V]，可知与实施方式2相比，偏移电压的变化减少一半。 
电压变化越急剧，直到收敛为止的响应时间越长是显而易见的，本实施方式能够降低这样的瞬态响应的影响。 
另外，为了简化说明，本实施方式中将缩放量的阈值设为-6[dB]和-12[dB]两处，但是，通过细微地改变偏移电压的数字加法运算部分和模拟加法运算部分的分配，能够更增加阈值的数量。也就是说，图10中示出了，将数字加法运算用偏移数据和模拟加法运算用偏移数据都设为0.1[V]的情况，但是并不需要将数字加法运算用偏移数据的值和模拟加法运算用偏移数据的值设为相同的值，也可以改变分配。关健的是，只要是数字加法运算用偏移数据和模拟加法运算用偏移数据的合计与输入到偏移数据变换单元603的偏移数据 相等即可。 
如上所述，根据本实施方式，除了第一加法运算选择模式和第二加法运算选择模式之外，还设置第三加法运算选择模式，从而能够缓和在切换模式时因进行模拟加法运算的电压的变化而发生的瞬态响应的影响，该第一加法运算选择模式是选择由模拟加法器304进行加法运算的模式，该第二加法运算选择模式是选择由数字加法器301进行加法运算的模式，该第三加法运算选择模式是选择由模拟加法器304和数字加法器301双方进行加法运算的模式。 
另外，不言而喻通过利用将实施方式3的内容与本实施方式结合的结构，能够最大限度地扩大数字加法运算的区域。 
(其他的实施方式) 
图11表示安装了上述的实施方式1～4的电源电压形成装置100(300、400、600)的极化调制发送装置的结构。极化调制发送装置500具有振幅/相位数据形成单元501、相位调制器502、发送功率控制单元503、高频功率放大器(所谓的功率放大器)200、以及实施方式1～4中说明过的电源电压形成装置100(300、400、600)。 
振幅/相位数据形成单元501从输入的发送信号形成基带振幅信号和基带相位信号。相位调制器502通过基于基带相位信号对载波频率信号进行调制来形成高频相位调制信号，并将其输出到高频功率放大器200的信号输入端子。 
电源电压形成装置100(300、400、600)基于基带振幅信号，形成提供给高频功率放大器200的电源端子的电源电压VCC。这里，基带振幅信号相当于输入到图4、图5、图7以及图9中的数字加法器101(301)的输入数据。另外，电源电压形成装置100(300、400、600)输入相当于图4的输出电平控制值、图5、图7以及图9的缩放系数的、来自发送功率控制单元503的发送功率控制信号。 
安装了实施方式1～4的电源电压形成装置100(300、400、600)的极化调制发送装置500中，能够校正高频功率放大器200的偏移而不使高频功率放大器200的失真特性劣化，从而能够获得高质量的发送输出信号。 
另外，本发明并不限于上述的实施方式，在不脱离其本质的范围内，可以进行改变而实施。 
2007年1月31日提交的特愿第2007-022000的日本专利申请中所包含的说明书、附图以及说明书摘要的公开内容，都引用在本申请中。 
产业上的可利用性 
即使在使用HBT系设备构成高频功率放大器的情况下，本发明也能够校正偏移而不使失真特性劣化，能够广泛适用于例如便携电话机等使用高频功率放大器的各种无线设备。 

Claims (7)

1.电源电压形成装置，基于输入数据形成提供给高频功率放大器的电源电压，该电源电压形成装置包括：
数字偏移加法单元，在第二加法运算选择模式中，对所述输入数据与偏移数据进行数字加法运算；
第一数字模拟变换器，对所述数字偏移加法单元的输出信号进行数字模拟变换；
电平调整单元，基于用于控制所述高频功率放大器的输出电平的输出电平控制值，对模拟变换后的所述数字偏移加法单元的输出信号的电平进行调整；
第二数字模拟变换器，对所述偏移数据进行数字模拟变换；
模拟偏移加法单元，在第一加法运算选择模式中，对模拟变换后的所述偏移数据与所述电平调整单元的输出进行模拟加法运算；以及
选择单元，基于所述输出电平控制值，选择由所述模拟偏移加法单元进行加法运算的所述第一加法运算选择模式或选择由所述数字偏移加法单元进行加法运算的所述第二加法运算选择模式，
在所述第一加法运算选择模式中，将所述模拟偏移加法单元的输出作为所述电源电压提供给所述高频功率放大器，在所述第二加法运算选择模式中，则将所述电平调整单元的输出作为所述电源电压提供给所述高频功率放大器。
2.权利要求1所述的电源电压形成装置，
所述选择单元还具有第三加法运算选择模式，该第三加法运算选择模式是选择由所述模拟偏移加法单元和所述数字偏移加法单元双方进行加法运算的模式，
基于所述输出电平控制值，选择所述第一加法运算选择模式到所述第三加法运算选择模式中的任一个加法运算选择模式。
3.权利要求2所述的电源电压形成装置，
还包括偏移数据变换单元，基于所述输出电平控制值，将所述偏移数据变换为数字加法运算用偏移数据和模拟加法运算用偏移数据。
4.权利要求1所述的电源电压形成装置，
还包括偏移缩放单元，基于所述输出电平控制值，使输入到所述数字偏移加法单元的所述偏移数据为所述电平调整单元的电平调整量的倒数倍。
5.权利要求1所述的电源电压形成装置，
所述选择单元对所述输出电平控制值进行阈值判定，基于判定结果选择所述第一加法运算选择模式或所述第二加法运算选择模式的任一个，并根据偏移数据变更所述阈值。
6.权利要求2所述的电源电压形成装置，
所述选择单元对所述输出电平控制值进行阈值判定，基于判定结果，选择所述第一加法运算选择模式到所述第三加法运算选择模式中的任一个加法运算选择模式，并根据偏移数据变更所述阈值。
7.极化调制发送装置，包括：
权利要求1所述的电源电压形成装置，输入基带振幅信号作为所述输入数据；以及
高频功率放大器，其具有电源端子和信号输入端子，
由所述电源电压形成装置形成的电源电压被输入到所述电源端子，而高频相位调制信号被输入到所述信号输入端子。
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