CN101599934A - 通信系统接收端中用于信号解码的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种优化的在通信系统的接收设备中用于信号解码的方法。其中，先对软判决得到的调制符号相关信息进行第一近似处理，以生成经近似处理的调制符号相关信息；再对所述经近似处理的调制符号相关信息进行第一解码处理，以生成解码后的信号序列。引入本发明可以在不影响系统性能的前提下，使得系统对存储器的占用降低，并减小系统运算量。

Description

通信系统接收端中用于信号解码的方法和装置

技术领域

本发明涉及通信系统，尤其涉及通信系统的接收端中用于信号解码的方法和装置。

背景技术

在系统设计过程中，芯片速度、面积、成本和耗电量等都是衡量系统性能的重要的指标。本领域技术人员理解，存储器件的容量也对上述参数有着举足轻重的影响。

对于通信系统的接收设备同样如此，例如，作为信号解码的一个重要环节，解交织的目的在于通过重新排列恢复数据交织前的顺序，其处理过程大量占用存储空间。因此，业界认识到，如果能够降低对解交织对存储器占用的需求，同时在信道信息存储方面进行优化，则接收机的系统性能将得到可观改善，生产成本也将大幅降低。

具体的，以中国数字电视地面传输标准(DTMB)为例的无线通信系统的发送端和接收端可以如图1(a)和图1(b)所示。以下以图1(a)和图1(b)所示的情形为例简要说明无线通信系统的发送和接收原理。

在如图1(a)所示的信号发送端，信源比特流首先经过纠错编码，加入校验信息，以使接收端可以通过所加入的校验信息实现纠错。

接着，通过正交幅度调制(QAM)星座映射将编码器输出的比特流，分组映射到星座图的复平面，得到QAM符号。每个QAM符号由其的I路和Q路分量幅度信息表示。现有的正交幅度调制根据电平的幅度和相位，分为16/32/64/128/256QAM等。如图2所示，以具有64个样点的64QAM星座图为例，其中，每6位二进制数对应64个样点中的一个。换而言之，64-QAM中规定了64种载波和相位的组合。在正交轴和同相轴上的电平幅度不再是2个而是6个，因为2⁶＝64，所以，能传输的数码率也是原来的6倍。

星座映射得到的QAM符号的I路和Q路分量幅度信息，被送入交织器进行交织。作为一种时间/频率扩展技术，交织可以减小信道错误的相关度，将突发错误离散为随机错误，从而为译码提供更好的条件，提高系统纠错性能。常用的交织方法包括矩阵交织和卷积交织。矩阵交织是将编码后的码字序列按行填入矩阵，矩阵填满后再按列发送。相应的，接收端的解交织器将接收到的信号按列填入矩阵，填满后再按行读出并送入解码器进行解码。这样，信道中的连续突发错误被解交织器以矩阵行数个比特为周期分隔后送入解码器，将该错误比特控制在信道编码的纠错能力范围内，以达到消除突发错误的目的。相对矩阵交织，卷积交织可以连续工作，无须将编码后的码字序列分组，且比矩阵序列更加经济高效。卷积交织器的原理可以如图3所示。编码后的码字序列在切换开关的左右下一次进入B个支路，周而复始。每个支路的延迟存储器的大小依次以M的倍数增加。

交织后的数据按照一定的规则构成数据帧，该数据帧经过离散傅立叶变换(DFT)，优选为快速傅立叶变换(FFT)被调制成OFDM信号帧，进行传输。

在如图1(b)所示的信号接收端，首先对接收到的OFDM信号帧进行解调，该解调步骤包括载波同步、定时同步、信道估计和信道均衡等。解调器输出解调后的OFDM信号帧，该OFDM信号帧中包括解调后的未解交织的QAM符号的I路和Q路分量幅度相关信息，解调后的OFMD信号帧中还包括子信道估计值等解码过程中所需要的参量。

接着，基于所述解调后的QAM符号的I路和Q路分量幅度相关信息进行解码。在现有技术中，该解码过程主要采用以下两种方式实现：

实施方式一：根据硬判决数据进行解交织。具体地，对解调器输出的每个QAM信号进行星座解映射，得到硬判决数据，然后进行解交织和低密度奇偶校验码(LDPC)解码。这种方法的实现复杂度较低，且所需的交织器容量也较小。以64QAM为例，每个QAM符号的硬判决输出6bit数据。假设，解交织器所需的存储器容量为

其中，k为硬判决输出数据的比特位个数，B为交织宽度(支路)，M·B为交织深度，则此种实施方式对存储器的占用为

但是，多载波系统中各子信道的频响不同，而此种实施方式并未对信道信息加以利用，其精确度相对较低。

实施方式二：根据软判决数据进行解交织。在信道解码中，软判决是指对解调器输出的模拟信号进行多比特量化以逼近解调器输出的原始模拟信号，再根据该多比特量化后的软判决输出信号进行解码。将OFDM解调器输出的软判决数据输入解交织器，即每个QAM符号的I路和Q路幅度信息。再根据解交织后的I路和Q路的分量幅度以及子载波信道估计的结果H_k，进行LDPC解码。目前，I路和Q路分量幅度的精度分别在10bit以上，子载波信道估计的结果H_k为复数，精度在10-12bit左右。假设，各分量幅度的精度为10bit，子载波信道估计的结果H_k的精度为12bit，且采用与现有技术1相同的解交织器，则所需存储器容量为 $\frac{(2\×10+12)\×B^2\×M}{2}=\frac{32\×B^2\×M}{2}.$ 不难看出，此种实施方式的精度较高，但相较实施方式一对存储器容量的要求有大幅提高。

不难看出，减少系统解码对存储器占用的核心在于对解交织环节的优化。而在现有技术中，无论实施方式一还是实施方式二都难以同时满足高解码精度和占用较少存储空间的要求。

发明内容

为解决现有技术中的上述问题，本发明提出在上述实现方式二的基础上进行改进，通过对接收设备的解调输出信息进行适当的近似处理，可以在保持接收设备的解码精度的同时，显著地降低接收设备对存储空间的要求。尤其是，本发明通过将经过近似计算的解调输出信息结合相应的由经过近似计算的信道状态信息确定的信号可靠度信息来进行解码，可以保持较高的系统解码精度。

根据本发明的一个方面，提供了一种在通信系统的接收设备中用于信号解码的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：a)对调制符号相关信息进行第一近似处理，以生成经近似处理的调制符号相关信息；b)对所述经近似处理的调制符号相关信息进行第一解码处理，以生成解码后的信号序列。

根据本发明的另一个方面，还提供了一种在通信系统的接收设备中用于信号解码的解码装置，其特征在于，该解码装置包括：第一近似装置，用于对调制符号相关信息进行第一近似处理，以生成经近似处理的调制符号相关信息；第一解码装置，用于对所述经近似处理的调制符号相关信息进行第一解码处理，以生成解码后的信号序列。

根据本发明提供的方法和装置，近似后的调制符号相关信息的保存相对原有调制符号相关信息占用了较少的存储空间。进一步的，在后续解码处理中，随着运算量的降低，近似后的调制符号相关信息所需要的存储空间也大大减少，从而节省了系统的成本。

附图说明

通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1a示出了现有技术中无线通信系统的发送端的编码原理图；

图1b示出了现有技术中无线通信系统的接收端的解码原理图；

图2为具有64个样点的64QAM方形星座的示意图；

图3为卷积交织器的交织模式示意图；

图4为根据本发明一个具体实施方式的在无线通信系统的接收设备中用于信号解码的方法流程图；

图5为根据本发明一个具体实施方式的的卷积交织和解卷积交织的模式示意图；

图6为根据本发明一个具体实施方式的在多载波系统的接收设备中用于信号解码的方法流程图；

图7为本发明一个优选例和现有技术的浮点算法的解码方式的性能相比较的信号仿真图；

图8为根据本发明一个具体实施方式的在无线通信系统的接收设备中用于信号解码的解码装置框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的方法部分作进一步详细描述。

图4为根据本发明一个具体实施方式的在无线通信系统的接收设备中用于信号解码的方法流程图。以下参照图2和图3对本发明所提供的信号解码方法进行描述。本发明所提供的方法可以适用于任何无线通信系统的接收设备中，包括但不限于数字电视地面传输系统、数字广播全程覆盖系统、数字集群调度系统等等，以下就以数字地面传输系统为例做进一步说明。本领域技术人员理解，本发明中的解码方法并不依赖于系统的信道传输方式，因此，对于有线通信系统同样适用。

在步骤S10中，对调制符号相关信息进行第一近似处理，以生成经近似处理的调制符号相关信息。优选的，该调制符号相关信息可以是由接收设备解调后输出的符号的表征信息，例如I路幅度信息，Q路幅度信息和信道状态信息。

在接收端，模拟前端接收到的模拟信号经过滤波和采样后变成复数信号，即通过解复用被分成I路和Q路分量幅度的信息。对于OFDM系统为例的多载波通信系统，接收机信道估计部分为解码部分的软判决信道解码器提供了每个子载波的子载信道估计值。本领域技术人员可以理解，现有技术中，接收设备的解调端可以得到较高输出精度的调制符号相关信息，但是在满足系统性能要求，或者信道噪声引起的误差导致调制符号相关信息输出精度有效数字位数多于该调制符号相关信息实际有效数字位数的情况下，就无需将输出的调制符号相关信息的全部数字作为下一模块处理的输入信息。在此情形下，在步骤S10中，对输出信息进行例如四舍五入近似、截断近似、进一近似等第一近似处理，以节省所述输出信息对系统资源，例如，存储空间的占用。所述调制符号相关信息可以是上文中提及的调制符号的I路和Q路分量的幅度相关信息、子载波信道估计值、软判决可靠度、信号的可靠度等等信息。在完成步骤S10后，生成经近似处理的调制符号相关信息。

在后续步骤中，对所述经近似处理的调制符号相关信息进行第一解码处理，以生成解码后的信号序列。所述第一解码处理，根据不同的经近似处理的调制符号相关信息对应不同的现有技术中解码处理的步骤，其具体实施方式与现有技术的解码处理相同，此处不再一一赘述。基于以上分析可以理解，本发明的核心要点在于，引入对调制符号相关信息的近似处理，以减少运算量和对系统存储器的占用，而非对解码步骤的算法进行改变。

具体而言，所述第一解码处理也可以包括以下步骤：

在步骤S11中，对所述经近似处理的调制符号信息进行解交织，以生成解交织的调制符号相关信息。对应发送端的交织方法，所述解交织方法可以是解矩阵交织、解卷积交织等等。以卷积交织为例，其具体实现方法可以是移位寄存器法、RAM分区循环移位法、RAM整块循环移位法或美国ATSC系统中所采用的卷积实现方法等等。

在步骤S12中，对所述经解交织处理的调制符号相关信息进行第二解码处理，以生成解码后的信号序列。所述第二解码处理，可以进一步包括对经解交织的调制符号相关信息进行解映射，以生成经解映射的比特流；以及对所述经解映射的比特流进行信道解码，以生成解码后的信号序列。

需要说明的是，步骤S11和S12的先后顺序并不构成对本发明的限定。如上，不同的调制符号相关信息以及发送端的编码顺序对应不同的第一解码处理。例如，假设发送端在LDPC+BCH编码后，先对编码后得到的符号进行交织，再对交织后的符号进行QAM星座映射。则，接收端在对OFDM调制后得到的I路和Q路幅度信息进行近似处理后作为经近似处理的调制符号相关信息，该经近似处理的调制符号相关信息对应的第一解码处理为先对经近似处理的调制符号相关信息通过QAM星座图进行解映射，接着对经解映射后的比特流进行解交织处理，然后根据经解交织的比特流进行LDPC+BCH解码，以生成解码后的信号序列。又例如，假设接收端在LDPC+BCH解码前对调制符号的信道状态信息进行了近似处理，则所述第一解码处理可以是根据经近似的信道状态信息以及其它相关信息进行LDPC+BCH解码。

通过对不同情形下进行测试与仿真，发现本发明相对于未作近似处理的传统解码方法可基本保持系统的解码精度，以下参照图7给出了对其中一个具体实施例的仿真结果，本领域技术人员应能理解本发明对于其他情形也可实现相同或相似的技术效果。

以下再对本实施方式的一个优选例作进一步描述。本优选例的调制方法为64QAM正交幅度调制。即，所述调制符号为正交幅度调制符号，即QAM符号，在此，调制符号相关信息包含所述调制符号，即QAM符号，的I路分量的幅度相关信息和Q路分量的幅度相关信息，所述解映射为如图2所示的64QAM星座解映射。

在步骤S10中，对OFDM解调得到的QAM符号的I路分量幅度和Q路分量幅度信息进行近似处理，以生成经近似的QAM符号的I路分量幅度和成经近似的QAM符号的Q路分量幅度。

本领域技术人员可以理解，对于正交幅度调制，每个QAM符号的信息可以由I路分量的幅度和Q路分量的幅度表示。在本例中，OFDM解调器的输出采用软判决输出，输出的I路分量幅度为I_(t)，Q路分量幅度为Q_(t)。假设，I_(t)和Q_(t)的精度分别以K_I和K_Q个比特位表示。通常，在现有技术中I_(t)和Q_(t)的精度分别在10个比特位以上，且比特位数相同，即K_I＝K_Q＞10，这里以此为例来对本发明进行说明，本领域技术人员应能理解本发明还可适用于其他精度大小的情形。

对I路分量幅度I_(t)和Q路分量幅度Q_(t)分别进行第一近似处理。该第一近似处理可以是四舍五入近似法、截断近似法或进一近似法。I_(t)和Q_(t)经过四舍五入近似处理后，分别生成经近似处理的I路分量的幅度信息I_app(t)和经近似处理的Q路分量的幅度信息Q_app(t)，I_app(t)和Q_app(t)的精度分别以M_I和M_Q个比特位表示。可以理解，近似处理的目的在于使I路分量的幅度信息和Q路分量的幅度信息各自占用的比特位数少于近似处理前所占用的比特位数，即M_I＜K_I或/且M_Q＜K_Q，以使达到节省存储空间的技术效果。此外，为保证解码精度，近似处理后的幅度信息精度应大于或等于星座映射后的符号精度。具体的，如果星座图中的每个矢量点所代表的正交调制符号的I路和Q路分量幅度分别为N_I和N_Q个比特位。以64QAM的方形星座图为例，如图2所示，每个QAM符号(即正交调制符号)对应六个比特位的信息，其中，I路分量的幅度信息和Q路幅度的分量信息分别以4个比特位表示。例如，正交调制符号“101011”所对应的I路分量的幅度数值为-3，以三个比特位的二进制数011以及需要一个比特位存储的负号表示；其所对应的Q路分量的幅度数值为5，同样以三个比特位的二进制数101以及需要一个比特位存储的正号表示，因此，N_I＝N_Q＝4。可以理解，每个QAM符号至少需要N_I个比特位表示I路分量幅度，N_Q个比特位表示Q路分量幅度，即，如果经近似后的分量幅度信息所占用的比特位数小于上述比特数将无法确定对应的QAM符号。因此，可以理解，经近似后的I路分量的幅度信息和Q路分量的幅度信息各自占用的比特位数M_I和M_Q需要分别满足M_I≥N_I，且M_Q≥N_Q。

基于上述分析，可以理解，假使经近似后的QAM符号的I路分量幅度相关信息的精度为M_I个比特位，则M_I应该满足：

N_I≤M_I＜K_I

其中，理想星座图QAM符号I路分量幅度的精度为N_I个比特位；K_I软判决输出的QAM符号I路分量幅度的精度为K_I个比特位。

如果将M_I表示为M_I＝N_I+P_I，在满足N_I≤M_I＜K_I的情况下则P_I可以为0至7中的任一个整数。

同理，经近似后的QAM符号的Q路分量幅度相关信息的精度为M_Q个比特位，则M_Q应该满足：

N_Q≤M_Q＜K_Q

其中，理想星座图QAM符号Q路分量幅度的精度以N_Q个比特位表示；K_Q软判决输出的QAM符号Q路分量幅度的精度以K_Q个比特位表示。

如果将M_Q表示为M_Q＝N_Q+P_Q，在满足N_Q≤M_Q＜K_Q的情况下则P_Q可以为0至7中的任一个整数。

进一步优选的，对于64QAM正交幅度调制方形星座图进行解映射的情形，可以选用以下参数，P_I＝P_Q＝2，M_I＝M_Q＝6，即该星座图中的所有QAM符号的I路分量幅度信息和Q路幅度相关信息，在经过近似处理后，各自只占用6个比特位。

经近似处理后的QAM符号的I路分量幅度信息和Q路分量幅度信息在步骤S11用于解交织处理。

在步骤S11中，以符号为单位对QAM符号相关信息进行解交织。其中，每个QAM符号信息包括步骤S10中生成的经近似处理后的该QAM符号的I路分量幅度信息和Q路分量幅度信息，以及其它后续解码处理，例如解码所需的信道状态信息等。图5所示为卷积交织和解卷积交织的模式示意图。本领域技术人员可以理解，在交织端，即编码端中，星座映射后的QAM符号信息以QAM符号为单位在切换开关的作用下一次进入图5中交织端的B个支路，周而复始。每个支路的延迟缓存器数以M的倍数增加，M为交织深度。在解交织端，即解码端，中采用同步的切换开关从该B个支路中轮流取出QAM符号信息。变量B为交织宽度，其单位可为支路，代表交织后相邻的QAM符号在交织前的最小距离。可以理解，变量M为交织深度，也即延迟缓存器的大小，是交织前相邻的符号在交织后的最小距离。将图5左侧的交织器上下倒置，则得到右侧的解卷积交织器。同样采用同步切换开关从该B个支路中轮流读取QAM符号信息，则得到解卷积交织后的QAM符号信息。采用此种方式的卷积交织/解卷积交织的最大时延为M×(B-1)×B。卷积交织和解卷积交织为本领域技术人员所熟知的成熟技术，此处不再赘述。本领域技术人员理解，通过步骤S11的解卷积交织得到的QAM符号顺序与编码端QAM星座映射之后交织器交织前的顺序相同。但是，针对每个QAM符号而言，其相关信息，也即该QAM符号的I路分量幅度信息M_I和Q路分量幅度信息M_Q等，之间的相对顺序不被解卷积交织步骤S11调整。

在此后的步骤S12中，根据解交织后的QAM符号的相关信息进行第二解码处理。其中包括以下步骤：1)根据解交织后的QAM符号顺序，以QAM符号为单位，通过每个QAM符号的经近似处理的I路分量幅度信息M_I和Q路分量幅度信息M_Q进行星座解映射，以生成经解映射的比特流；2)对经解映射的比特流进行解码，以生成完成解码的比特流。上述步骤的实现方法为本领域的成熟技术手段，此处不再赘述。

以上针对根据本发明的无线通信系统尤其是接收设备中的解码方法进行了详述。该实施方式可以适用于单载波系统和多载波系统。以下，参照图6对根据本发明的在多载波系统的接收设备中的信号解码方法进行详细描述。

图6为根据本发明一个具体实施方式的在多载波系统的接收设备中用于信号解码的方法流程图。

本实施例中的多载波系统满足以下条件：调制方式为64QAM正交幅度调制，发送端LDPC编码器的输入比特长度为4512，编码效率为0.6，适用于DTMB标准(中国数字电视地面传输标准GB20600-2006)。本领域技术人员理解，本实施例的技术方案同样适用于DVB-T COFDM、ISDB-T、BST-OFDM等其它多载波系统，16QAM、128QAM以及64QAM的3008/6016比特输入等等其它调制方式，因此以上条件并不构成对本发明保护范围的限定。

在发送端，原始信源的比特流经过LDPC编码加入校验信息。LDPC编码器对输入的4512比特进行按块编码，其输出的长度为7488比特。接着，对LDPC编码器输出的比特流分组，根据图2进行64QAM星座映射。映射后的每个QAM符号由6比特表示，再对映射后的符号流以符号为单位进行交织。DTMB标准提供了两种卷积交织模式：1)交织宽度B为52，交织深度M为240；2)交织宽度B为52，交织深度M为720。本发明的技术方案适用于任何一种卷积交织模式，此处不做限定。交织完毕后，符号流以3744个符号为一块，加入36个TPS(传输参数信令)符号，共同构成一帧数据。这一帧数据经过调制后，做为一个具有3780个子载波的OFDM信号帧发送。具体调制方案可参见DTMB标准，此处不再详述。

在系统接收端，对接收到的信号帧进行解调，该解调步骤可以包括载波同步、定时同步、信道估计、信道均衡等。解调器的输出采用OFDM帧的形式，每一个输出帧包括3780个QAM符号。在移除去36个TPS信号后，实际有效数据为3744个QAM符号。每个QAM符号的信息包括OFDM解调得到的QAM符号的I路分量幅度信息和Q路分量幅度信息，以及该QAM符号的对应的子载波信道估计的结果H_k。OFDM解调输出的子载波信道估计的结果H_k为一个复数，在现有技术中，子载波信道估计结果H_k的精度一般为10-12个比特位。

在步骤S10中，对OFDM解调得到的QAM符号的相关信息进行近似处理。

首先，对QAM符号的I路分量幅度和Q路分量幅度信息进行近似处理，以生成经近似的QAM符号的I路分量幅度和成经近似的QAM符号的Q路分量幅度。该近似处理可以是四舍五入进似法、截断进似法或进一近似法。经近似处理的I路分量的幅度信息I_app(t)和经近似处理的Q路分量的幅度信息Q_app(t)，I_app(t)和Q_app(t)的精度分别为M_I和M_Q，且满足：

N_I≤M_I＜K_I

其中，理想星座图中QAM符号I路分量幅度的精度以N_I表示；软判决输出的QAM符号I路分量幅度的的精度以K_I表示。

如果将M_I表示为M_I＝N_I+P_I，在满足N_I≤M_I＜K_I的情况下则P_I可以为0至7中的任一个整数。

同理，经近似后的QAM符号的Q路分量幅度相关信息所占用的比特位M_Q应该满足：

N_Q≤M_Q＜K_Q

其中，理想星座图中QAM符号Q路分量幅度的精度以N_Q表示；软判决输出的QAM符号Q路分量幅度的的精度以K_Q表示。

如果将M_Q表示为M_Q＝N_Q+P_Q，在满足N_Q≤M_Q＜K_Q的情况下则P_Q可以为0至7中的任一个整数。

接着，对OFDM解调输出的子载波信道估计值H_k进行处理。取H_k的模的平方|H_k|²，再对该模的平方|H_k|²进行归一化，将归一化的结果作为信道状态信息，最终对该信道状态信息做近似处理，得到经近似的信道状态信息|H_k|² _app。该近似处理可以是四舍五入进似法、截断进似法或进一近似法。K个比特位表示经近似的信道状态信息|H_k|² _app的精度。

本领域技术人员可以理解，经近似后的QAM符号的I路分量幅度、Q路分量幅度和经近似的信道状态信息|H_k|² _app在步骤S11中被输入解交织器一同进行解交织。因此，对QAM符号的I路分量幅度和Q路分量幅度，以及信道状态信息|H_k|² _app的近似处理在时间顺序上没有先后限定。

考虑到步骤S11中的解交织以符号为单位进行，如果每个QAM符号解交织所需的相关信息可以相对集中的进行存储，就可以减少处理器的读取次数，降低系统复杂度。

优选的，可以使Z＝M_I+M_Q+K小于或等于接收设备的处理器一次可以读取的比特位数。其中，M_I个比特位表示经近似的所述调制符号的I路分量的幅度相关信息的精度，M_Q个比特位表示经近似的所述调制符号的Q路分量的幅度相关信息的精度，K个比特位表示经近似的信道状态信息|H_k|² _app的精度。举例来说，假使系统所使用SDRAM字宽为16bit，处理器每次可以读取两个字的信息。则应使满足Z＝M_I+M_Q+K＜16。

优选的，可以使满足M_I+M_Q+K＝8*n，其中，n为整数。其中，M_I个比特位表示经近似的所述调制符号的I路分量的幅度相关信息的精度，M_Q个比特位表示经近似的所述调制符号的Q路分量的幅度相关信息的精度，K个比特位表示经近似的信道状态信息|H_k|² _app的精度。对于SRAM而言，在一个时钟周期可被读取8bit。相应的，对于16QAM的调制方式，可以将上述相关信息存储在一个SRAM的byte中。而对于DDR等存储器而言，在一个时钟周期可被读取2个字(word)，即32bit。同理，对于128QAM的调制方式，可以将上述相关信息存储在可被一次读取的32bit中。

更优选的，可以使满足M_I+M_Q+K＝16，且M_I＝6，M_Q＝6，K＝4。其中，n为整数。其中M_I个比特位表示经近似的所述调制符号的I路分量的幅度相关信息的精度，M_Q个比特位表示经近似的所述调制符号的Q路分量的幅度相关信息的精度，K个比特位表示经近似的信道状态信息|H_k|² _app的精度。。对于64QAM调制使用SDRAM存储的系统而言，此种实现方式可以得到较优效果。所述16bit的信息可以保存在SDRAM的一个字中。

在步骤S11中，以符号为单位对QAM符号的相关信息进行解交织。该QAM符号的相关信息包括QAM符号的经近似的I路分量和Q路分量的幅度信息，以及经近似的信道状态信息。本实施例中的步骤S11与上文实施例中的步骤S11相同，此处不再赘述。

在此后的步骤S120中，根据解交织后的QAM符号的分量幅度信息进行星座解映射。具体而言，根据解交织后的QAM符号顺序，以QAM符号为单位，通过每个QAM符号的经近似处理的I路分量幅度信息M_I和Q路分量幅度信息M_Q进行星座解映射，以生成经解映射的比特流。解映射过程为本领域技术人员熟知的技术手段，此处不再赘述。

在步骤S121中，根据经近似的信道状态信息|H_k|² _app计算QAM符号的可靠度r。由于LDPC解码过程依赖于信号的可靠度r，因此需要在LDPC解码前对确定该值。信号的可靠度r与信道状态信息|H_k|² _app和比特置信度(m)直接相关，可以通过|H_k|² _app和m相乘得到。本发明中，根据子载波信道估计值确定信道状态信息|H_k|² _app，具体方法已经在上文中详细描述，此处不再赘述。m根据不同的QAM调制方法预先确定。即信号可靠度的表达式为：

r＝CSI·m＝|H_k|²·m

其中，|H_k|²为经近似的信道状态信息，m为比特置信度。

在步骤S122中，根据经解映射的比特流和信号可靠度进行LDPC解码。本领域技术人员理解步骤S120生成的经解映射的比特流和步骤S121生成的信号可靠度同时被作为LDPC解码的输入，因此S120和S121之间不构成前后顺序的限定。

以上对本发明的解码方法进行了介绍，本领域技术人员理解，本发明的技术方案相对原有解码方法的改动较小，且引入本发明后可以保证系统性能的前提下，节省存储空间，提高运算速度。

图7为本发明优选例和现有技术的浮点算法的解码方式的性能相比较的信号仿真图。图中横轴为信噪比SNR，纵轴为比特错误概率SNR，星号点所连接的曲线模拟本发明一个优选例的系统性能。该优选例对应64QAM的星座解映射，使用6个比特表示经近似的QAM符号的I路分量幅度信息和Q路分量幅度信息，4个比特表示近似的QAM符号的信道状态信息，即M_I＝6，M_Q＝6，K＝4。三角形点所连接的曲线模拟传统浮点算法的系统性能。仿真结果清楚的表明，采用此组近似处理结果所得到的系统性能，与传统的直接采用OFDM调制输出进行解交织解映射和解码的系统性能基本相同。在信噪比相同的情况下，本发明优选例的比特错误概率相对传统浮点算法的比特错误概率的偏差小于2％，满足系统设计要求。假设，B为交织宽度，M·B为交织深度，则本优选例中，接收端的解交织器所占用的存储器容量为

而采用传统的浮点算法的解交织器所需的存储容量为大约

不难看出，采用本发明的技术方案可以在不影响系统性能的情况下，节省存储空间，降低系统设计成本。

以下结合图8所示的装置框图对本发明所提供的在无线通信系统的接收设备中用于信号解码的解码装置进行说明。图8所示的解码装置1包括第一近似装置10和第一解码装置11。以下结合图2和图3对本发明所提供的解码装置1进行描述。本发明所提供的解码装置1可以适用于任何无线通信系统的接收设备中，包括但不限于数字电视地面传输系统、数字广播全程覆盖系统、数字集群调度系统等等。本领域技术人员理解，本发明中的解码方法并不依赖于系统的信道传输方式，因此，对于有线通信系统同样适用。以下就以数字地面传输系统为例做进一步说明。

首先，第一近似装置10对调制符号相关信息进行第一近似处理，以生成经近似处理的调制符号相关信息。优选的，该调制符号相关信息可以是由接收设备解调后输出的符号的表征信息，例如I路幅度信息，Q路幅度信息和子信道状态信息。

在接收端，模拟前端接收到的模拟信号经过滤波和采样后变成复数信号，即通过解复用被分成I路和Q路分量幅度的信息。对于OFDM系统为例的多载波通信系统，接收机信道估计部分为解码部分的软判决信道解码器提供了每个子载波的子载信道估计值。本领域技术人员可以理解，现有技术中，接收设备的解调端可以得到较高输出精度的调制符号相关信息，但是在满足系统性能要求，或者信道噪声引起的误差导致调制符号相关信息输出精度有效数字位数多于该调制符号相关信息实际有效数字位数的情况下，就无需将输出的调制符号相关信息的全部数字作为下一模块处理的输入信息。在此情形下，第一近似装置10对输出信息进行例如四舍五入近似、截断近似、进一近似等等第一近似处理，以节省所述输出信息对系统资源，例如，存储空间的占用。所述调制符号相关信息可以是上文中提及的调制符号的I路和Q路分量的幅度相关信息、子载波信道状态信息、软判决可靠度、比特置信度等等信息。第一近似装置10生成经近似处理的调制符号相关信息，并将其传递给第一解码装置11。

接着，第一解码装置11对所述经近似处理的调制符号相关信息进行第一解码处理，以生成解码后的信号序列。所述第一解码处理，根据不同的经近似处理的调制符号相关信息对应不同的现有技术中解码处理的步骤，其具体实施方式与现有技术的解码处理相同，此处不再一一赘述。基于以上分析可以理解，本发明的核心要点在于，引入对调制符号相关信息的近似处理，以减少运算量和对系统的占用，而非对解码步骤的算法进行改变，但可在系统的信号误差性能未太多降低的前提下极大减少了系统存储空间大小以及运算量，具体参见下文中对技术效果的描述。

具体而言，所述第一解码装置11可以包括解交织装置110和第二解码装置111。

所述经近似处理的调制符号相关信息被提供给解交织装置110，以生成解交织的调制符号相关信息。对应发送端的交织方法，所述解交织方法可以是解矩阵交织、解卷积交织等等。以卷积交织为例，其具体实现方法可以是移位寄存器法、RAM分区循环移位法、RAM整块循环移位法或美国ATSC系统中所采用的卷积实现方法等等。解交织装置110生成的解交织的调制符号相关信息被传递给第二解码装置111。

第二解码装置111对所述经解交织处理的调制符号相关信息进行第二解码处理，以生成解码后的信号序列。所述第二解码处理，可以进一步包括对经解交织的调制符号相关信息进行解映射，生成经解映射的比特流；对所述经解映射的比特流进行信道解码，生成解码后的信号序列。

需要说明的是，以上操作的先后顺序并不构成对本发明的限定。如上，不同的调制符号相关信息以及发送端的编码顺序对应不同的第一解码处理。例如，假设发送端在LDPC+BCH编码后，先对编码后得到的符号进行交织，再对交织后的符号进行QAM星座映射。则，接收端在对OFDM调制后得到的I路和Q路幅度相关信息进行近似处理后作为经近似处理的调制符号相关信息，该经近似处理的调制符号相关信息对应的第一解码处理为先对经近似处理的调制符号相关信息通过QAM星座图进行解映射，接着对经解映射后的比特流进行解交织处理，然后根据经解交织的比特流进行LDPC+BCH解码，以生成解码后的信号序列。又例如，假设接收端在LDPC+BCH解码前对调制符号的信道状态信息进行了近似处理，则所述第一解码处理可以是根据经近似的信道状态信息以及其他相关信息进行LDPC+BCH解码。

通过对不同情形下进行测试与仿真，发现本发明相对于未作近似处理的传统解码方法可基本保持系统的解码精度，以下参照图7给出了对其中一个具体实施例的仿真结果，本领域技术人员应能理解本发明对于其他情形也可实现相同或相似的技术效果。

以下再对本实施方式的一个优选例作进一步描述。本优选例的调制方法为64QAM正交幅度调制。即，所述调制符号为正交幅度调制符号，即QAM符号，在此，调制符号相关信息包含所述调制符号，即QAM符号，的I路分量的幅度相关信息和Q路分量的幅度相关信息，所述解映射为如图2所示的64QAM星座解映射。

首先，第一近似装置10对OFDM解调得到的QAM符号的I路分量幅度和Q路分量幅度信息进行近似处理，以生成经近似的QAM符号的I路分量幅度和成经近似的QAM符号的Q路分量幅度。

本领域技术人员可以理解，对于正交幅度调制，每个QAM符号的信息可以由I路分量的幅度和Q路分量的幅度表示。在本例中，OFDM解调器的输出采用软判决输出，输出的I路分量幅度为I_(t)，Q路分量幅度为Q_(t)。假设，I_(t)和Q_(t)的精度分别以K_I和K_Q个比特位表示。通常，在现有技术中I_(t)和Q_(t)的精度分别在10个比特位以上，且比特位数相同，即K_I＝K_Q＞10，这里以此为例来对本发明进行说明，本领域技术人员应能理解本发明还可适用于其他精度大小的情形。。

第一近似装置10对I路分量幅度I_(t)和Q路分量幅度Q_(t)分别进行第一近似处理。该第一近似处理可以是四舍五入进似法、截断进似法或进一近似法。I_(t)和Q_(t)经过四舍五入处理后，分别生成经近似处理的I路分量的幅度信息I_app(t)和经近似处理的Q路分量的幅度信息Q_app(t)，I_app(t)和Q_app(t)分别以M_I和M_Q个比特位表示。可以理解，近似处理的目的在于使I路分量的幅度信息和Q路分量的幅度信息各自占用的比特位数少于近似处理前所占用的比特位数，即M_I＜K_I或/且M_Q＜K_Q，以使达到节省存储空间的技术效果。此外，为保证解码精度，近似处理后的幅度信息精度应大于或等于星座映射后的符号精度。具体的，如果星座图中的每个矢量点所代表的所述正交调制符号的I路和Q路分量幅度分别为N_I和N_Q个比特位。以64QAM的方形星座图为例，如图2所示，每个QAM符号(即正交调制符号)对应六个比特位的信息，其中，I路分量的幅度信息和Q路幅度的分量信息分别以4个比特位表示。例如，正交调制符号“101011”所对应的I路分量的幅度数值为-3，以三个比特位的二进制数011以及需要一个比特位存储的负号表示；其所对应的Q路分量的幅度数值为5，同样以三个比特位的二进制数101以及需要一个比特位存储的正号表示，因此，N_I＝N_Q＝4。可以理解，每个QAM符号至少需要N_I个比特位表示I路分量幅度，N_Q个比特位表示Q路分量幅度，即，如果经近似后的分量幅度信息所占用的比特位数小于上述比特数将无法确定对应的QAM符号。因此，可以理解，经近似后的I路分量的幅度信息和Q路分量的幅度信息各自占用的比特位数M_I和M_Q需要分别满足M_I≥N_I，且M_Q≥N_Q。

基于上述分析，可以理解，假使经近似后的QAM符号的I路分量幅度相关信息的精度为M_I个比特位，则M_I应该满足：

N_I≤M_I＜K_I

其中，理想星座图QAM符号I路分量幅度的精度为N_I个比特位；K_I软判决输出的QAM符号I路分量幅度的精度为K_I个比特位。

如果将M_I表示为M_I＝N_I+P_I，在满足N_I≤M_I＜K_I的情况下则P_I可以为0至7中的任一个整数。

同理，经近似后的QAM符号的Q路分量幅度相关信息的精度为M_Q个比特位，则M_Q应该满足：

N_Q≤M_Q＜K_Q

其中，理想星座图QAM符号Q路分量幅度的精度以N_Q个比特位表示；K_Q软判决输出的QAM符号Q路分量幅度的精度以K_Q个比特位表示。

如果将M_Q表示为M_Q＝N_Q+P_Q，在满足N_Q≤M_Q＜K_Q的情况下则P_Q可以为0至7中的任一个整数。

进一步优选的，对于64QAM正交幅度调制方形星座图进行解映射的情形，可以选用以下参数，P_I＝P_Q＝2，M_I＝M_Q＝6，即该星座图中的所有QAM符号的I路分量幅度信息和Q路幅度相关信息，在经过近似处理后，各自只占用6个比特位。

第一近似装置10生成经近似处理后的QAM符号的I路分量幅度信息和Q路分量幅度信息将其传送给第一解码装置11中的解交织装置110。

解交织装置110以符号为单位对QAM符号相关信息进行解交织。其中，每个QAM符号信息包括经近似处理后的该QAM符号的I路分量幅度信息和Q路分量幅度信息，以及其它后续解码处理，例如解码所需的信道状态信息等。图5所示为卷积交织和解卷积交织的模式示意图。本领域技术人员可以理解，在交织端，即编码端中，星座映射后的QAM符号信息以QAM符号为单位在切换开关的作用下一次进入图5中交织端的B个支路，周而复始。每个支路的延迟缓存器数以M的倍数增加，M为交织深度。在解交织端，即解码端中，采用同步的切换开关从该B个支路中轮流取出QAM符号信息。变量B为交织宽度，其单位可为支路，代表交织后相邻的QAM符号在交织前的最小距离。可以理解，变量M为交织深度，也即延迟缓存器的大小，是交织前相邻的符号在交织后的最小距离。将图5左侧的交织器上下倒置，则得到右侧的解卷积交织器。同样采用同步切换开关从该B个支路中轮流读取QAM符号信息，则得到解卷积交织后的QAM符号信息。采用此种方式的卷积交织/解卷积交织的最大时延为M×(B-1)×B。卷积交织和解卷积交织为本领域技术人员所熟知的成熟技术，此处不再赘述。本领域技术人员理解，解卷积交织后得到的QAM符号顺序与编码端QAM星座映射之后交织器交织前的顺序相同。但是，针对每个QAM符号而言，其相关信息，也即该QAM符号的I路分量幅度信息M_I和Q路分量幅度信息M_Q等，之间的相对顺序不被解交织装置110调整。

第二解码装置111根据解交织后的QAM符号的相关信息进行第二解码处理。其中包括以下操作：1)根据解交织后的QAM符号顺序，以QAM符号为单位，通过每个QAM符号的经近似处理的I路分量幅度信息M_I和Q路分量幅度信息M_Q进行星座解映射，以生成经解映射的比特流；2)对经解映射的比特流进行解码，以生成完成解码的比特流。上述操作的实现方法为本领域的成熟技术手段，此处不再赘述。

以上针对根据本发明的无线通信系统尤其是接收设备中的解码方法进行了详述。该实施方式可以适用于单载波系统和多载波系统。以下，基于同样的发明构思，参照图8对根据本发明的在多载波系统的接收设备中的信号解码解码装置1进行详细描述。第一近似装置还进一步包括信道状态信息确定装置100和信道状态信息近似装置101。第二解码装置111还进一步包括解映射装置1110、可靠度确定装置1111和信道解码装置1112。

本实施例中的多载波系统满足以下条件：调制方式为64QAM正交幅度调制，发送端LDPC编码器的输入比特长度为4512，编码效率为0.6，适用于DTMB标准(中国数字电视地面传输标准GB20600-2006)。本领域技术人员理解，本实施例的技术方案同样适用于DVB-T COFDM、ISDB-T、BST-OFDM等其它多载波系统，16QAM、128QAM以及64QAM的3008/6016比特输入等等其它调制方式，因此以上条件并不构成对本发明保护范围的限定。

在发送端，原始信源的比特流经过LDPC编码加入校验信息。LDPC编码器对输入的4512比特进行按块编码，其输出的长度为7488比特。接着，对LDPC编码器输出的比特流分组，根据图2进行64QAM星座映射。映射后的每个QAM符号由6比特表示，再对映射后的符号流以符号为单位进行交织。DTMB标准提供了两种卷积交织模式：1)交织宽度B为52，交织深度M为240；2)交织宽度B为52，交织深度M为720。本发明的技术方案适用于任何一种卷积交织模式，此处不做限定。交织完毕后，符号流以3744个符号为一块，加入36个TPS(传输参数信令)符号，共同构成一帧数据。这一帧数据经过调制后，做为一个具有3780个子载波的OFDM信号帧发送。具体调制方案可参见DTMB标准，此处不再详述。

在系统接收端，对接收到的信号帧进行解调，该解调步骤可以包括载波同步、定时同步、信道估计、信道均衡等。解调器的输出采用OFDM帧的形式，每一个输出帧包括3780个QAM符号。在移除去36个TPS信号后，实际有效数据为3744个QAM符号。每个QAM符号的信息包括OFDM解调得到的QAM符号的I路分量幅度信息和Q路分量幅度信息，以及该QAM符号的对应的子载波信道估计的结果H_k。OFDM解调输出的子载波信道估计的结果H_k为一个复数，在现有技术中，子载波信道估计结果H_k的精度一般为10-12个比特位。第一近似装置10对OFDM解调得到的QAM符号的相关信息进行近似处理。

首先，第一近似装置10对QAM符号的I路分量幅度和Q路分量幅度信息进行近似处理，以生成经近似的QAM符号的I路分量幅度和成经近似的QAM符号的Q路分量幅度。该近似处理可以是四舍五入法、截断法或进一法。经近似处理的I路分量的幅度信息I_app(t)和经近似处理的Q路分量的幅度信息Q_app(t)，I_app(t)和Q_app(t)的精度分别为M_I和M_Q，且满足：

N_I≤M_I＜K_I

其中，理想星座图中QAM符号I路分量幅度的精度以N_I表示；软判决输出的QAM符号I路分量幅度的的精度以K_I表示。

如果将M_I表示为M_I＝N_I+P_I，在满足N_I≤M_I＜K_I的情况下则P_I可以为0至7中的任一个整数。

同理，经近似后的QAM符号的Q路分量幅度相关信息所占用的比特位M_Q应该满足：

N_Q≤M_Q＜K_Q

其中，理想星座图中QAM符号Q路分量幅度的精度以N_Q表示；软判决输出的QAM符号Q路分量幅度的的精度以K_Q表示。

如果将M_Q表示为M_Q＝N_Q+P_Q，在满足N_Q≤M_Q＜K_Q的情况下则P_Q可以为0至7中的任一个整数。

接着，第一近似装置10对OFDM解调输出的子载波信道估计值H_k进行处理。信道状态信息确定装置100通过取H_k的模的平方|H_k|²，再对该模的平方|H_k|²进行归一化，得到归一化后的结果作为信道状态信息。信道状态信息近似装置101对该信道状态信息做近似处理，得到经近似的信道状态信息|H_k|² _app。该近似处理可以是四舍五入法、截断法或进一法。K个比特位表示经近似的信道状态信息|H_k|² _app的精度。

本领域技术人员可以理解，经近似后的QAM符号的I路分量幅度、Q路分量幅度和经近似的信道状态信息|H_k|² _app将被输入解交织装置110一同进行解交织处理。因此，对QAM符号的I路分量幅度和Q路分量幅度，以及信道状态信息|H_k|² _app的近似处理在时间顺序上没有先后限定。

考虑到解交织装置110以符号为单位进行，如果每个QAM符号解交织所需的相关信息可以相对集中的进行存储，就可以减少处理器的读取次数，降低系统复杂度。

优选的，可以使Z＝M_I+M_Q+K小于或等于接收设备的处理器一次可以读取的比特位数。其中，M_I个比特位表示经近似的所述调制符号的I路分量的幅度相关信息的精度，M_Q个比特位表示经近似的所述调制符号的Q路分量的幅度相关信息的精度，K个比特位表示经近似的信道状态信息|H_k|² _app的精度。举例来说，假使系统所使用SDRAM字宽为16bit，处理器每次可以读取两个字的信息。则应使满足Z＝M_I+M_Q+K＜16。

优选的，可以使满足M_I+M_Q+K＝8*n，其中，n为整数。其中，M_I个比特位表示经近似的所述调制符号的I路分量的幅度相关信息的精度，M_Q个比特位表示经近似的所述调制符号的Q路分量的幅度相关信息的精度，K个比特位表示经近似的信道状态信息|H_k|² _app的精度。对于SRAM而言，在一个时钟周期可被读取8bit。相应的，对于16QAM的调制方式，可以将上述相关信息存储在一个SRAM的byte中。而对于DDR等存储器而言，在一个时钟周期可被读取2个字(word)，即32bit。同理，对于128QAM的调制方式，可以将上述相关信息存储在可被一次读取的32bit中。

更优选的，可以使满足M_I+M_Q+K＝16，且M_I＝6，M_Q＝6，K＝4。其中，n为整数。其中，M_I个比特位表示经近似的所述调制符号的I路分量的幅度相关信息的精度，M_Q个比特位表示经近似的所述调制符号的Q路分量的幅度相关信息的精度，K个比特位表示经近似的信道状态信息|H_k|² _app的精度。。对于64QAM调制使用SDRAM存储的系统而言，此种实现方式可以得到较优效果。所述16bit的信息可以保存在SDRAM的一个字中。

解交织装置110以符号为单位对QAM符号相关信息进行解交织。该QAM符号的相关信息包括QAM符号的经近似的I路分量和Q路分量的幅度信息，以及经近似的信道状态信息。该操作过程与上一实施例中的解交织操作相同，此处不再赘述。解交织装置110将解交织后的QAM符号信息(QAM符号分量幅度信息，信道估计状态)分别传送给解映射装置1110和可靠度确定装置1112。

解映射装置1110根据解交织后的QAM符号的分量幅度信息进行星座解映射。具体而言，根据解交织后的QAM符号顺序，以QAM符号为单位，通过每个QAM符号的经近似处理的I路分量幅度信息M_I和Q路分量幅度信息M_Q进行星座解映射，以生成经解映射的比特流传送给信道解码装置1112。解映射过程为本领域技术人员熟知的技术手段，此处不再赘述。

可靠度确定装置1111根据经近似的信道状态信息|H_k|² _app计算QAM符号的可靠度r。由于LDPC解码过程依赖于信号的可靠度r，因此需要在LDPC解码前对确定该值。信号的可靠度r与信道状态信息|H_k|² _app和比特置信度(m)直接相关，可以通过|H_k|² _app和m相乘得到。本发明中，根据子载波信道估计值确定信道状态信息|H_k|² _app，具体方法已经在上文中详细描述，此处不再赘述。m根据不同的QAM调制方法预先确定。即信号可靠度的表达式为：

r＝CSI·m＝|H_k|²·m≈|H_k|² _app·m

其中，|H_k|² _app为经近似的信道状态信息，m为比特置信度。

可靠度确定装置1111将生成的QAM符号的可靠度传送给信道解码装置1112。

信道解码装置1112根据经解映射的比特流和信号可靠度进行LDPC解码。本领域技术人员理解解映射装置1110生成的经解映射的比特流和可靠度确定装置1111生成的信号可靠度同时被作为信道解码装置1112的输入，因此经解映射的比特流和信号可靠度的生成之间没有先后顺序的限定。

以上对本发明的解码装置进行了介绍，本领域技术人员理解，本发明的技术方案相对原有解码装置的改动较小，且引入本发明后可以保证系统性能的前提下，节省存储空间，提高运算速度。

图7为本发明优选例和现有技术的浮点算法的解码方式的性能相比较的信号仿真图。图中横轴为信噪比SNR，纵轴为比特错误概率SNR，星号点所连接的曲线模拟本发明一个优选例的系统性能。该优选例对应64QAM的星座解映射，使用6个比特表示经近似的QAM符号的I路分量幅度信息和Q路分量幅度信息，4个比特表示近似的QAM符号的信道状态信息，即M_I＝6，M_Q＝6，K＝4。三角形点所连接的曲线模拟传统浮点算法的系统性能。仿真结果清楚的表明，采用此组近似处理结果所得到的系统性能，与传统的直接采用OFDM调制输出进行解交织解映射和解码的系统性能基本相同。在信噪比相同的情况下，本发明优选例的比特错误概率相对传统浮点算法的比特错误概率的偏差小于2％，满足系统设计要求。假设，B为交织宽度，M·B为交织深度，则本优选例中，接收端的解交织器所占用的存储器容量为

而采用传统的浮点算法的解交织器所需的存储容量为大约

不难看出，采用本发明的技术方案可以在不影响系统性能的情况下，节省存储空间，降低系统设计成本。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在所附权利要求的范围内做出各种变形或修改。

Claims (29)

1.一种在通信系统的接收设备中用于信号解码的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

a.对调制符号的调制符号相关信息进行第一近似处理，以生成经近似处理的调制符号相关信息；

b.对所述经近似处理的调制符号相关信息进行第一解码处理，以生成解码后的信号序列。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤b包括以下步骤：

b1.对所述经近似处理的调制符号相关信息进行解交织，以生成经解交织的调制符号相关信息；

b2.对所述经解交织处理的调制符号相关信息进行第二解码处理，以生成解码后的信号序列。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述步骤b2包括以下步骤：

b21.对经解交织的调制符号相关信息进行解映射，以生成经解映射的比特流；

b22.对所述经解映射的比特流进行信道解码，以生成解码后的信号序列。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述解交织包括解卷积交织。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述调制符号包括正交幅度调制符号，所述调制符号相关信息包括所述调制符号的I路分量的幅度相关信息和Q路分量的幅度相关信息，所述解映射为星座解映射。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述每个所述正交调制符号的I和Q路分量幅度的精度与经解交织的所述调制符号的I路分量的幅度相关信息和Q路分量的幅度相关信息的精度满足以下条件：M_I＝N_I+P_I，M_Q＝N_Q+P_Q，其中，N_I个比特位表示所述正交调制符号的I路分量幅度的精度，N_Q个比特位表示所述正交调制符号的Q路分量幅度的精度，M_I个比特位表示经解交织的所述调制符号的I路分量的幅度相关信息的精度，M_Q个比特位表示经解交织的所述调制符号的Q路分量的幅度相关信息的精度，M_I，N_I，M_Q，N_Q为整数，P_I和P_Q分别为0至7的整数中任一个整数。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述星座图包括64-QAM星座图，所述P_I＝P_Q＝2，M_I＝M_Q＝6。

8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述通信系统为采用多载波调制的通信系统，所述步骤b22之前还包括以下步骤：

A.根据每个调制符号对应的子载波信道估计值来确定该调制符号的信道状态信息；

B.对所述信道状态信息进行第二近似处理，以生成经近似的信道状态信息；

所述步骤b22之前还包括：

-根据所述经近似的信道状态信息确定信号的可靠度；

所述步骤b22还包括以下步骤：

-根据所述经解映射的比特流和所述信号的可靠度进行所述信道解码。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述步骤A包括：

-对所述子载波信道估计值的模的平方进行归一化，以生成所述信道状态信息。

10.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述经近似的信道状态信息的精度满足条件：M_I+M_Q+K小于或等于所述接收设备的处理器一次读取的比特位数，其中，K个比特位表示所述经近似的信道状态信息的精度。

11.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述经近似的信道状态信息的精度满足条件：M_I+M_Q+K＝8*n，n为整数，K个比特位表示所述经近似的信道状态信息的精度。

12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述n＝2。

13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，同一调制符号的所述经近似的调制符号相关信息和所述经近似的信道状态信息保存在存储器的同一个字。

14.根据权利要求1至13中任一项所述的方法，其特征在于，所述第一近似处理和第二近似处理包括四舍五入近似处理或截断近似处理或进一近似处理。

15.一种在通信系统的接收设备中用于信号解码的解码装置，其特征在于，包括：

第一近似装置，用于对软判决得到的调制符号相关信息进行第一近似处理，以生成经近似处理的调制符号相关信息；

第一解码装置，用于对所述经近似处理的调制符号相关信息进行第一解码处理，以生成解码后的信号序列。

16.根据权利要求15所述的解码装置，其特征在于，所述第一解码装置包括：

解交织装置，用于对所述经近似处理的调制符号相关信息进行解交织，以生成经解交织的调制符号相关信息；

第二解码装置，用于对所述经解交织处理的调制符号相关信息进行第二解码处理，以生成解码后的信号序列。

17.根据权利要16所述的解码装置，其特征在于，所述第二解码装置包括：

解映射装置，用于对经解交织的调制符号相关信息进行解映射，以生成经解映射的比特流；

信道解码装置，用于对所述经解映射的比特流进行信道解码，以生成完成解码的比特流。

18.根据权利要求17所述的解码装置，其特征在于，所述解交织包括解卷积交织。

19.根据权利要18所述的解码装置，其特征在于，所述调制符号包括正交幅度调制符号，所述调制符号相关信息包括所述调制符号的I路分量的幅度相关信息和Q路分量的幅度相关信息，所述解映射为星座解映射。

20.根据权利要求19所述的解码装置，其特征在于，所述每个所述正交调制符号的I和Q路分量幅度的精度与经解交织的所述调制符号的I路分量的幅度相关信息和Q路分量的幅度相关信息的精度满足以下条件：M_I＝N_I+P_I，M_Q＝N_Q+P_Q，其中，N_I个比特位表示所述正交调制符号的I路分量幅度的精度，N_Q个比特位表示所述正交调制符号的Q路分量幅度的精度，M_I个比特位表示经解交织的所述调制符号的I路分量的幅度相关信息的精度，M_Q个比特位表示经解交织的所述调制符号的Q路分量的幅度相关信息的精度，M_I，N_I，M_Q，N_Q为整数，P_I和P_Q分别为0至7的整数中任一个整数。

21.根据权利要求20所述的解码装置，其特征在于，所述星座图包括64-QAM星座图，所述P_I＝P_Q＝2，M_I＝M_Q＝6。

22.根据权利要求20所述的解码装置，其特征在于，所述通信系统为采用多载波调制的通信系统，所述解码装置还包括：

可靠度确定装置，用于根据所述经近似的信道状态信息确定信号的可靠度；

所述第一近似装置还包括：

信道状态信息确定装置，用于根据每个调制符号对应的子载波信道估计值来确定该调制符号的信道状态信息；

信道状态信息近似装置，用于对所述信道状态信息进行第二近似处理，以生成经近似的信道状态信息；

所述信道解码装置还用于根据所述经解映射的比特流和所述可靠度进行所述信道解码。

23.根据权利要求22所述的解码装置，其特征在于，所述信道状态信息确定装置用于对所述子载波信道估计值的模的平方进行归一化，以生成所述信道状态信息。

24.根据权利要求22所述的解码装置，其特征在于，所述经近似的信道状态信息的精度满足条件：M_I+M_Q+K小于或等于所述接收设备的处理器一次读取的比特位数，其中，K个比特位表示所述经近似的信道状态信息的精度。

25.根据权利要求22所述的解码装置，其特征在于，所述经近似的信道状态信息的精度满足条件：M_I+M_Q+K＝8*n，n为整数，K个比特位表示所述经近似的信道状态信息的精度。

26.根据权利要求25所述的解码装置，其特征在于，所述n＝2。

27.根据权利要求26所述的解码装置，其特征在于，同一调制符号的所述经近似的调制符号相关信息和所述经近似的信道状态信息保存在存储器的同一个字。

28.根据权利要求25至27中任一项所述的解码装置，其特征在于，所述第一近似处理和第二近似处理包括四舍五入近似处理或截断近似处理或进一近似处理。

29.一种在通信系统的接收设备，其特征在于，包括权利要求15-28中任一项所述的用于信号解码的解码装置。

Images