JP2010506524A - 少なくとも２つのアンテナを有する無線システムにおいてデータのストリームを送信する方法および該方法を実装した送信機 - Google Patents

Abstract

本発明は少なくとも２つのアンテナを有する送信機においてデータのストリームを送信する方法、およびこの方法を実装した送信機に関する。
上記方法は、
−データエレメントのストリームをｋビットの第１の語に分割し、
−多値符号で第１の語を符号化し（１）、第１の語は多値符号のシンボルであり、時空間符号語毎にビット数を分割している符号シンボルのビットの中でサイズ（ｋ）であり、
−シンボル単位インターリーブ器によって符号化されたシンボルをインターリーブし（２）、
−ｌｏｇ_２（Ｍ）ビットのグループ中に得られたインターリーブされたシンボルを分割し、
−Ｍ個の点の信号空間を用いて、複素シンボル上にｌｏｇ_２（Ｍ）ビットのグループをマッピングし（３）、その後、
−時空間符号を用いて複素シンボルを符号化し（４）、時空間符号語を得るステップを含む。
【選択図】図１

Description

本発明は、少なくとも２つのアンテナを有する送信機を備える無線システムにおいてデータのストリームを送信する方法に関する。本発明は、またこの方法を実装した送信機およびこの方法を用いて送信された信号を受信する受信機に関する。

現在および将来の無線通信システムは、送信の高品質を保ちながら、一定の増加するスループットを要求している。とりわけ、これらのシステムは、１つの目的として、高品質データおよびビデオの送信チャネルを含んでいるサービスの達成を有している。スループットの増加、とりわけスペクトル効率は重大であり、一方専用電波スペクトルおよび／またはこれらの無線システムの公認送信電力はそれに応じて増加しない。

この状況の中で、送信機側と受信機側の両方で数個のアンテナを用いるＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）技術は、与えられた全送信電力で大きいチャネル能力の進歩を提供するものとして、期待されている。特に、この理論的チャネル能力は、送信および受信アンテナの最小から線形に増加することが示されている（非特許文献１）。この理論的基礎が出版されてから、多くの努力が、可能な能力を効率的に引き出す送信および受信スキームを設計するために行われた。特に、いわゆる時空間符号化スキームがそのために設計された。時空間符号化スキームは、（送信アンテナの）空間領域と時間領域の両方で送信されるように信号を符号化する。代わりに、この時間領域は、空間・周波数符号化を生ずる多重キャリアシステムのため、周波数領域に置き換えることが可能である。これらのスキームの中でゴールデン符号として言及されるフルレート符号は、他のどの符号をしのぎ、２つの送信アンテナに対応するために最近設計された。

米国特許公開２００５／０１８５５７５Ａ１号公報

E.Telatar, "Capacity of Multi-antenna Gaussian Channels".Internal technical report, June 1995, Bell Laboratorieshttp://mars.bell-labs.com/papers/

２つの送信アンテナで大きなスペクトル効率を得るため、例えば特許文献１で記載されたような技術アプローチの状態は、畳み込み符号、ターボ符号または低密度パリティ検査符号ＬＤＰＣ（low-density parity-check code）のような強力な外部チャネル符号と大きな変調信号空間とを組み合わせることで存在し、および２つの送信アンテナの時空間符号化または空間多重化を用いる。しかしながら、そのようなスキームは、目的とされる高いスペクトル効率を達成するため、高い符号化レートを要求するが、高いスペクトル効率は、これらの性能を減少する。一方、それらは、チャネル復号器の入力に与えるため、時空間検出の出力でソフトビットを生成することを要求する。これらは非常に複雑なまたは準最適な受信器のどちらかを導く。

本発明は、実装することが容易であり高いスペクトル効率でおよび堅牢な送信スキームを提供するため、このゴールデン符号または他の任意の型の堅牢な時空間符号の使用を、適切な外部多値符号、インターリーブ、および変調と組み合わせる。

本発明は、少なくとも２つのアンテナを有する送信機を備えたシステムにおいて、データのストリームを送信する方法であって、該方法は、
−データのストリームをｋビットの第１の語に分割し、
−多値符号で第１の語を符号化し、第１の語は多値符号のシンボルであり、時空間符号語毎にビット数を分割している符号シンボルのビットでサイズ（ｋ）であり、
−シンボル単位インターリーブ器によって符号化されたシンボルをインターリーブし、
−ｌｏｇ_２（Ｍ）個の要素のグループ中に、得られたインターリーブされたシンボルを分割し、
−Ｍ個の点の信号空間を用いて、複素シンボル上にｌｏｇ_２（Ｍ）個の要素のグループをマッピングし、その後、
−時空間符号を用いて複素シンボルを符号化し、時空間符号語を得るステップを含む。

そこで、本発明は、良い領域の多値符号、より詳細には、ＧＦ（２^ｋ）上のリード・ソロモン（ＲＳ）チャネル符号を用い、シンボルインターリーブ器、デジタル変調および時空間符号、より詳細には完全符号、およびさらにより詳細にはゴールデン符号によって、処理されることにより構成され、少なくとも２つの受信アンテナと少なくとも２つの送信アンテナで非常に堅牢な送信を実現する。この特定の組み合わせは、従来の技術を超えた重大な効果を導く。特に、与えられたスペクトル効率で、与えられた残存エラー率のため、従来の解決法より低い要求されたＳＮＲで特性付けられたよりよい堅牢さを提供する。この結果、例えば、与えられたスループットでより大きな送信範囲となる。同様に、与えられた堅牢さのレベルで従来の技術より、よいスペクトル効率を提供する。また、与えられた性能レベルで導入容易さに関する効果も提供する。

本発明の方法は、時空間符号語を空間周波数符号語にインターリーブし、その後多重キャリア変調技術を用いて空間周波数符号語を変調するステップをも含む。時空間符号語を空間周波数符号語にインターリーブすることは、空間周波数符号語のサブキャリアができる限り離れるようにすることである。

これはいくつかの以下の効果をもたらす。
−いくつかの多重キャリアシンボル上の時空間符号の拡大を、同じ多重キャリアシンボルのいくつかのサブキャリア上に空間周波数符号の拡大に置き換えることは、受信側での復号遅延（したがって、バッファサイズ）を減少させる。
−空間周波数符号語のサブキャリアをできるだけ多く分割することは、空間ダイバシティに加えて、周波数ダイバシティを十分に引き出し、その結果、スキームの堅牢さを増加させることを可能とする。
−空間周波数符号語に空間ダイバシティを導入することは、時間ダイバシティ無しで時空間符号語を復号する場合と比較して、受信側で格子ベースの復号器の複雑さを平均的にかなり減少させる。

１６または６４ＱＡＭ変調、２つの近接した点のラベルが１ビットで変更される信号空間を有するグレイ型符号を用いたマッピングを有する。

３２ＱＡＭ変調、２つの近接した点のラベルが、四分円毎の１点を除いて、最小数の１ビットで変更される信号空間を有する疑似グレイ型符号を用いたマッピングを有する。

本発明は、ｋビットのシンボル上にデータのストリームを符号化するため多値符号を用いる第１の符号化回路、ｋビットシンボル単位インターリーブ回路、Ｍ個の可能な値の間の複素シンボル上にｌｏｇ_２（Ｍ）ビットのシンボルをマッピングするためのマッピングおよび変調回路、および時空間符号を用いる第２の符号化回路を備えている上記方法を実装する送信機にも関連する。送信機は、Ｎ多重キャリア変調により行われる時間周波数インターリーブ回路も備えることができ、ここでＮはアンテナの数に対応する。

本発明は前記方法で送信された信号を受信するための少なくとも２つのアンテナおよび時空間復号器を備えた受信機に関する。

本発明の他の効果と特徴は、制限ではない発明を実施するための形態と添付の図面から明らかになる。

本発明の好ましい実施形態による送信機を示すブロックダイアグラムである。 シンボル単位インターリーブ回路の動作を示す概略図である。 本発明による３２ＱＡＭ信号空間の表現である。 時間周波数インターリーブ回路の動作を示す概略図である。

図１は本発明の１つの実施形態によるベースバンド送信機を表す。本実施形態において、データビットは多値符号器としてリード・ソロモン符号器１を用いて最初に符号化される。符号器はｋビットで作成されたシンボルのアルファベットを用い、その中にシンボルサイズのｋが、以下で説明される多重キャリア変調で用いられる時空間符号語毎のビットの数に分割する。多値符号器はシンボルの列から同じｋビットのシンボルアルファベット上に符号語を生成する。これらのシンボルは、ｋビットシンボルインターリーブ回路２によってインターリーブされる。より詳細には、インターリーブ回路は、図２を参照して以下で説明されるように列行インターリーブ回路である。インターリーブされたシンボルの２進ストリームはｌｏｇ_２（Ｍ）個のグループに分割され、ＱＡＭ変調によって変調される。本実施形態の中で変調は３２ＱＡＭ変調である。したがって、ｌｏｇ_２（Ｍ）の各グループは５ビットである。５個の連続したビットの各グループは回路３の中の３２ＱＡＭ変調にしたがってマッピングされ変調される。このタイプの変調は図３を参照して後で説明される。結果として生じる複素シンボルは４つにグループ化され、時空間符号で、より詳細にはゴールデン符号のような完全符号で符号器４の中で符号化される。結果として生じる出力の４個の複素シンボルは本発明の中で同じＯＦＤＭシンボルの２個の良く分離された周波数ビンを通して送信される。ゴールデン符号符号器の出力で時空間符号は、時間周波数インターリーブ回路５を用いて空間周波数符号に変化する。時間周波数インターリーブ回路の結果である２つのシンボルストリームは、各送信アンテナ７Ａと７Ｂに関連した２つのＯＦＤＭ変調器６Ａと６Ｂに送られる。結果として生じる２つの経路上のベースバンド信号はＲＦ信号に置き換えられ、アンテナに送られる。

本発明の１つの好ましい実施形態による多重アンテナ無線送信システムの中でデータのストリームを送信するための方法は、図２から図４を参照して説明される。データのストリームはビットのブロックに分割される。したがって、順方向誤り訂正（ＦＥＣ）符号で最初に符号化される。ＦＥＣ符号は、多値符号であることが好ましい。本実施形態の中でＧＦ（２^ｋ）のリード・ソロモン（ＲＳ）符号であることはより好ましい。ここで、ＧＦはガロア体であり、ｋはビットの中のシンボルサイズである。本発明において、ｋの値は、変調および追加的な符号化の関数の中で決定される。この場合、変調はＱＡＭ変調であり、３２ＱＡＭであることが好ましく、符号化は時空間符号を用いて符号化され、ゴールデン符号のような完全符号が好ましい。５ビットのシンボル（４個の３２ＱＡＭシンボル）と符号語エラーを有している３２ＱＡＭ変調が２０ビットにおよぶ場合、ゴールデン符号の符号語は、２０ビットを符号化するので、ｋは２０を割る数であることが好ましい。実際的なｋの値として典型的には５と１０である。ｋのより高い値は非常に高いＲＳ復号器の複雑さを引き起こす。１６ＱＡＭマッピングの場合、ゴールデン符号は１６ビットにおよぶ。したがって、ｋの適切な値は８である。

符号化されたビットは、列行インターリーブ器でシンボル単位にインターリーブされる。各シンボルはｋ個の連続したビットから作られる。インターリーブ器はＲＳ符号の訂正能力にしたがって設計されている。例えば、もし、ｋ＝５、各ＲＳ符号語がせいぜい（２^ｋ−１）＝３１におよぶ場合、チャネル周波数及び／または時間選択性から来るｋビットシンボルとエラーイベントは、与えられた符号語の大きな部分に影響を与え、そのエラー訂正能力を超える。シンボルインターリーブ器の目的は、理想的にエラー訂正能力以下になるように、できるだけ多くのＲＳ符号語にそのようなエラーを広げることである。これは図２で表現されている。より詳細には、図２の上部は、インターリーブ器（または、インターリーブ器がない場合の同等品）の入力でのＲＳ符号語を表している。この場合、符号語は各々７個のシンボルで作られ、各シンボルは５ビットである。３個の連続するＲＳ符号語は図２で表されている。どんなインターリーブもない場合、時空間符号語上で作成されたエラーは１つのＲＳ符号語に影響を与え、訂正することができない。そこで、データがシンボル列行インターリーブ器に送られる。符号語は列単位に書かれ、行単位に読まれる。図２の下部に示したように、出力時のＲＳ符号語の構造は、ＲＳ符号語がＲＳ符号語１のシンボル、その後にＲＳ符号語２のシンボル、その後にＲＳ符号語３のシンボルと多重化されるようになっている。結果として時空間符号語の同じエラーイベントが３つのＲＳ符号語におよび、修正されることができる。

このように得られたインターリーブされたビットストリームは、ｌｏｇ_２（Ｍ）ビットのグループに分割される。例えば、３２ＱＡＭ変調の場合５ビットのグループに分割される。５つの連続したビットの各グループは、図３に記載されたように３２ＱＡＭ変調に従いマッピングされ変調される。この場合に使用される符号は、２つの近接した点のラベルが１つのビットで変更されるグレイ符号であることはできない。そのようなグレイ符号は２^２ｎＱＡＭ変調で用いることができる。ここでｎは整数であり、たとえは１６ＱＡＭまたは６４ＱＡＭである。図３に示されたように５ビットのグループは複素シンボルの信号空間上にマッピングされる。ここで信号空間は十字３２ＱＡＭ信号空間であり、２つの近接した点のラベルは、四分円上の２つの近接する点（10010,00111; 10000,00101; 11000,01101; 11010,01111)の１つの組である場合を除いて、最小数の１ビットで変更される。信号空間の中で、１／√２０は平均シンボルエネルギーが１であることを保証する正規化因子である。

本実施形態の中で、結果として生じる複素シンボルは４つのグループに分けられ、ゴールデン符号で符号化される。ゴールデン符号は、完全な送信ダイバーシティを提供すると同時に空間多重化に関して同じ符号率を得ることが可能な特別な型の時空間符号である。実際、ゴールデン符号の符号語は４つの変調されたシンボルを運び、これは２個のアンテナで送信され、２個のシンボルの持続期間におよぶ。通常１に近いＲＳ符号率に対して説明した場合、３２ＱＡＭと組み合わせて、全てのスペクトル効率は、１０ｂｉｔｓ／ｓ／Ｈｚ、またはこれより少し低くなる。

ゴールデン符号は複素４×４行列によって定義され、符号化は入力複素４×１シンボルベクトルとゴールデン符号行列との乗算によって進行する。

より正確に、符号化処理は、Nsymb_per_STC（＝４、ここでは）個のシンボルの複素入力ベクトルと以下のゴールデン符号と同型で多くの１と０を有する効果を示す複素行列Ｃとの乗算によって進行する。

ｒはゴールデン数の共役の反対にある。
α＝０．８５０７は符号化処理を通してエネルギーを一定に保つことを保証する正規化因子である。

ｓ１ｒ、ｓ２ｒ、ｓ３ｒ、ｓ４ｒは入力ベクトルの実部を示し、ｓ１ｉ、ｓ２ｉ、ｓ３ｉ、ｓ４ｉは入力ベクトルの虚部を示し、符号化処理の出力は、

によって与えられる。
ｃ１ｒとｃ３ｒは、それぞれ時刻１と２で送信アンテナ１上に送られる符号化された出力の実部である。
ｃ１ｉとｃ３ｉは、それぞれ時刻１と２で送信アンテナ１上に送られる符号化された出力の虚部である。
ｃ２ｒとｃ４ｒは、それぞれ時刻１と２で送信アンテナ２上に送られる符号化された出力の実部である。
ｃ２ｉとｃ４ｉは、それぞれ時刻１と２で送信アンテナ２上に送られる符号化された出力の虚部である。
式２から出力は明らかに以下の関係によって与えられる。
ｃ１ｒ＝α（ｓ１ｒ−ｒ＊ｓ４ｉ）
ｃ１ｉ＝α（ｓ１ｉ＋ｒ＊ｓ４ｒ）
ｃ２ｒ＝α（ｓ２ｒ−ｒ＊ｓ３ｒ）
ｃ２ｉ＝α（ｓ２ｉ−ｒ＊ｓ３ｉ）
ｃ３ｒ＝α（ｒ＊ｓ２ｒ＋ｓ３ｒ）
ｃ３ｉ＝α（ｒ＊ｓ２ｉ＋ｓ３ｉ）
ｃ４ｒ＝α（−ｒ＊ｓ１ｉ＋ｓ４ｒ）
ｃ４ｉ＝α（ｒ＊ｓ１ｒ＋ｓ４ｉ）

本発明のゴールデン符号の選択は、公知となっているその非常によい性能と可用性によって動機付けられる。しかしながら、本発明の他の実施形態では、同じ符号化率と同様の性能を提供する他のタイプの時空間符号が用いられる。これが完全符号として言及される任意の符号の場合である。

結果として生じる出力の４個の複素シンボルは、２個の送信アンテナで送信される。従来技術のように２つの連続した時刻で送信する代わりに、本実施形態の中で同じＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）シンボルの２個の良く分離された周波数ビンで送信される。要するに、時空間符号の時間領域は周波数領域によって置き換えられ、したがって時空間符号は空間周波数符号に変化する。図４に示されたように、これはＯＦＤＭ変調に先行する適切な時間周波数インターリーブによって達成される。他の多重キャリア変調がＯＦＤＭ変調の代わりに用いることができることは当業者にとって明らかである。図４は、ＯＦＤＭ１とＯＦＤＭ２で示される２個の連続するＯＦＤＭシンボルに専用の時空間符号語１からＮｃに対する時間周波数インターリーブを表している。ここで、Ｎｃは専用バンド幅上の多重キャリア変調によって使用されたサブキャリアの数である。最初のＮｃ／２時空間符号語は、最初の時刻ＯＦＤＭ１で空間周波数符号語にインターリーブされ、残りのＮｃ／２時空間符号語は、第２の時刻ＯＦＤＭ２で空間周波数符号語にインターリーブされる。本実施形態でのインターリーブのルールは、時空間符号語１からＮｃ／２と時空間符号語Ｎｃ／２＋１からＮｃとで少し異なっている。しかしながら、本発明の変形として、全てのＮｃ時空間符号語に対して同じルールとすることが可能である。図４に示すように、時空間符号１（２つの時間間隔ＯＦＤＭ１とＯＦＤＭ２でのＴｘ１からＴｘ２）は、サブキャリア１とＮｃ／２＋１（時間間隔ＯＦＤＭ１でのＴｘ１からＴｘ２）上で送信される空間周波数符号語の中にインターリーブされる。要するに、時空間符号語１からＮｃ／２の時刻ＯＦＤＭ１は、サブキャリア１からＮｃ／２の時刻ＯＦＤＭ１で送信され、同時に同じ時空間符号語１からＮｃ／２の時刻ＯＦＤＭ２は、サブキャリアＮｃ／２＋１からＮｃの時刻ＯＦＤＭ１で送信される。実際、インターリーブは空間周波数符号語を運ぶ周波数ビンが互いにできるだけ多くの間隔を持つように行われる。さらに、時空間符号語Ｎｃ／２＋１（２つの時間間隔ＯＦＤＭ１とＯＦＤＭ２でのＴｘ１からＴｘ２）は、サブキャリアＮｃ／２＋１と１（時間間隔ＯＦＤＭ２でのＴｘ１からＴｘ２）上で送信される空間周波数符号語の中にインターリーブされる。要するに、時空間符号語Ｎｃ／２＋１からＮｃの時刻ＯＦＤＭ１は、サブキャリアＮｃ／２＋１からＮｃの時刻ＯＦＤＭ２で送信され、同時に同じ時空間符号語Ｎｃ／２＋１からＮｃの時刻ＯＦＤＭ２は、サブキャリア１からＮｃ／２の時刻ＯＦＤＭ２で送信される。最初のＮｃ／２の時空間符号語と最後のＮｃ／２の時空間符号語のインターリーブルールの違いは、受信側でのチャネル等化ステップの実装の際に効果を表す。

２個の送信アンテナに向かい、時間周波数インターリーブ器の結果である２個のシンボルストリームは、各送信アンテナと関連付けられたＯＦＤＭ変調器に送られる。２個の経路上の結果として生じるベースバンド信号はＲＦに置き換えられ、アンテナに送られる。

そこで、このインターリーブ器は時空間符号の時間領域を周波数領域にする。つまり、時空間符号を空間周波数符号にする。この効果は、多様であり、
−時空間符号で空間と周波数の両方のダイバシティを十分に生かすことを可能にする。
−受信側で時空間符号を表す格子が平坦になる可能性を減少させ、したがって、受信側で格子復号の複雑な実装を減少させる。
−２個の連続するＯＦＤＭシンボルに対称的なインターリーブ操作を実行することによって、受信側で、より効果的な等化スキームを作成する。実際、等化処理がよりよい状態（最大階数）の行列を操作することを可能とし、したがって、他の数値安定性の問題および雑音の増加を避けることを可能とする。
−導入する２個のＯＦＤＭシンボルの格子を除いて、複雑さの観点からコストがかからない。

本発明は、受信側で格子ベースのＭＬ復号器と組み合わせたとき、２個の送信アンテナを用いる技術スキームの１０ｂｉｔｓ／ｓ／Ｈｚを超える性能を持つ。

本発明はデータ率と堅牢さの観点から多用途である。

本発明は、受信機側で軟判定出力を要求しない。特に、時空間復号器の出力で要求しない。これは、実装の複雑さおよび復号遅れの観点から効果を有する。

本発明は、特定のエラー訂正符号、マッピング符号、変調スキーム、時空間符号および多重キャリア変調を用いることを記載してきた。しかしながら、他のタイプの符号または変調が、既に上記で言及したような本発明の範囲から逸脱することなく用いることができる。例えば、もし、６４ＱＡＭ変調（シンボル毎にｌｏｇ_２（６４）＝６ビット）を用いた場合、時空間符号語毎に２４ビットになる。ｋの値は２４を割らなければならず、訂正能力と復号の複雑の間の妥協を満たす多値符号を与える。したがって、ｋの値はＧＦ（２５６）を超えるＲＳ符号を与える８であると選択される。ＱＡＭ変調の代わりにＰＳＫ変調も用いることができる。本発明は、２個の送信アンテナを記載した。しかしながら、ＭＩＭＯシステムで適切な時空間符号を用いることで送信アンテナの数は２と異なることができる。この時空間符号は、空間多重またはフルダイバーシティ時空間ブロック符号、または送信アンテナの数に準拠したとき完全符号である。

変形として、本発明は多重キャリア変調の代わりにシングルキャリア変調を用いることができる。その場合、時間周波数インターリーブ器およびＯＦＤＭ変調器は、シングルキャリア変調器によって置き換えられ、各変調器は送信アンテナと関連付けられている。

１ リード・ソロモン符号器
２ インターリーブ回路
３ マッピングおよび変調回路
４ 符号器
５ 時間周波数インターリーブ回路
６Ａ、６Ｂ ＯＦＤＭ変調器
７Ａ、７Ｂ 送信アンテナ

Claims (15)

1. 少なくとも２つのアンテナを有する送信機を備える通信装置内でデータのストリームを転送するための方法であって、
   −データエレメントのストリームをｋビットの第１の語に分割し、
   −多値符号で前記第１の語を符号化し、前記第１の語は多値符号のシンボルであり、時空間符号語毎にビット数を分割している符号シンボルのビットの中でサイズ（ｋ）であり、
   −シンボル単位インターリーブ器によって符号化されたシンボルをインターリーブし、
   −ｌｏｇ_２（Ｍ）ビットのグループ中に得られたインターリーブされたシンボルを分割し、
   −Ｍ個の点の信号空間を用いて、複素シンボル上にｌｏｇ_２（Ｍ）ビットのグループをマッピングし、その後、
   −時空間符号を用いて前記複素シンボルを符号化し、時空間符号語を得るステップを含むことを特徴とする方法。
2. 前記シンボル単位インターリーブ器は、時空間符号語上のエラーをできるだけ多くの多値符号に広げるものであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 時空間符号語を空間周波数符号語にインターリーブし、多重キャリア変調技術を用いて空間周波数符号語を変調するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
4. 前記時空間符号語を空間周波数符号語にインターリーブすることは、空間周波数符号語のサブキャリアができる限り離れることであることを特徴とする請求項３に記載の方法。
5. 多重キャリア変調の数を割る数に対応する、連続する時空間符号語の集合のインターリーブは、第１の多重キャリアシンボルに送信された空間周波数符号語の集合の中にインターリーブされることを特徴とする請求項４に記載の方法。
6. 連続する時空間符号語の第１の集合のインターリーブは、時空間符号語の第２の集合のインターリーブと異なっており、前記第１の集合の時空間符号語の第１の時間領域は、前記第２の集合の時空間符号語の第１の時間領域から異なったサブキャリア上で送信されることを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 前記多値符号は、ＧＦ（２^ｋ）上のリード・ソロモン（ＲＳ）符号であることを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の方法。
8. 前記マッピングステップは、２つの近接した点のラベルが最小の数のビットで変更される信号空間を用いるＱＡＭ型マッピングであることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の方法。
9. 前記ＱＡＭ変調は１６または６４ＱＡＭ変調であることを特徴とする請求項８に記載の方法。
10. 前記マッピングはグレイ型符号で行われることを特徴とする請求項８または９に記載の方法。
11. 前記マッピングステップは、２つの近接した点のラベルが四分円毎の１点を除いて１ビットで変更される疑似グレイ型符号で行われる３２ＱＡＭ型マッピングであることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の方法。
12. 前記時空間符号は、ゴールデン符号、または空間多重若しくはフルダイバーシティ時空間ブロック符号のような完全符号であることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の方法。
13. データのストリームを符号化するためｋビットのシンボル上に多値符号を用いる第１の符号化回路と、ｋビットシンボル単位インターリーブ回路と、Ｍ個の可能な値の間の複素シンボル上にｌｏｇ_２（Ｍ）ビットのグループをマッピングするためのマッピングおよび変調回路、および時空間符号を用いる第２の符号化回路を備えていることを特徴とする請求項１から１２のいずれか１項に記載の方法を実装するための送信機。
14. Ｎがアンテナの数に対応する、Ｎ多重キャリア変調により行われる時間周波数インターリーブ回路をさらに備えていることを特徴とする請求項１３に記載の送信機。
15. 請求項１から１２のいずれか１項に記載の方法を用いて送信された信号を受信するための少なくとも２つのアンテナおよび時空間復号器を備えていることを特徴とする受信機。

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