CN101578757B - 在电流瞬变期间保持最大平电压的脉冲宽度调制序列 - Google Patents

在电流瞬变期间保持最大平电压的脉冲宽度调制序列 Download PDF

Info

Publication number
CN101578757B
CN101578757B CN2007800464697A CN200780046469A CN101578757B CN 101578757 B CN101578757 B CN 101578757B CN 2007800464697 A CN2007800464697 A CN 2007800464697A CN 200780046469 A CN200780046469 A CN 200780046469A CN 101578757 B CN101578757 B CN 101578757B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
control system
pulse width
width modulation
power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN2007800464697A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101578757A (zh
Inventor
A·R·基扎拉
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
IPOWER控股有限责任公司
Cufer Asset Ltd LLC
Original Assignee
IPOWER控股有限责任公司
IPower Holdings LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by IPOWER控股有限责任公司, IPower Holdings LLC filed Critical IPOWER控股有限责任公司
Publication of CN101578757A publication Critical patent/CN101578757A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101578757B publication Critical patent/CN101578757B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Feedback Control In General (AREA)

Abstract

一种实施脉冲宽度调制的数字电路，控制在人们可建模成二阶或更高阶系统的系统中输送的功率。示范控制设备可实施降压开关模式电源，该电源把精确电压或电流序列提供给各种负载的任一个，如半导体的芯部电压，该电压与其输入/输出环电压相比是独特的。几种算法之一产生特定预定序列的变化宽度脉冲，从而在从系统设备输送到负载的电流在仅由在低功率极值处电感性元件连续传导和在高功率极值处电感器芯的未饱和约束的范围内变化的时候，电压维持最大平特性。特定脉冲宽度调制序列控制设备，使得在一个实施例中电压维持最大平特性，而在控制系统中没有物理实施的前馈或反馈环路，由此降低零件成本或控制半导体生产率成本，同时提高控制系统的抗噪声性和长期可靠性。几种特定算法维持最大平电压，而不顾极端负载变化、以及否则在给定电流瞬变期间加重过大电压波动的控制设备元件参数。

Description

在电流瞬变期间保持最大平电压的脉冲宽度调制序列
技术领域
本发明一般在控制系统的领域中。更明确地说，本发明在控制系统中的脉冲宽度调制使用领域中。本说明书这里以数字受控电源而举例说明本发明，该数字受控电源在有宽范围电流瞬变的情况下实现电压调节。
背景技术
最近，半导体集成电路制造过程的进步已经导致集成电路要求用于各种部分的分离电源，这些分离电源包括用于输入/输出衰减器环路的电压、和用于数字芯部的第二独特电源电压。尽管这种进步带来减小芯部功率消耗的优点，但出现这些添加电压的调节问题。随着系统级芯片技术的出现，这些装置的设计者才开始提出用来调节多电源域级芯片的这种要求。美国专利6,940,189提出了一种数字开环脉冲宽度调制控制系统的实施，作为降低成本和提高整个系统级芯片解决方案的功率效率的最佳装置。上述参考专利没有解决在开关模式电源的阶跃响应中的超调问题，该开关模式电源供电芯部(core)电压域。美国专利申请11/549,586介绍了一种产生近临界阻尼阶跃响应的脉冲宽度调制序列，该近临界缓冲阶跃响应解决了在电压瞬变期间的超调问题，以及建议将同一算法用于电流瞬变。然而，电流瞬变范围和设备元件参数范围的限制存在，超越这些限制，在参考美国专利申请11/549,586内的算法维持得比最大平电压小。
因此，存在有对于新颖脉冲宽度调制算法的需要，该新颖脉冲宽度调制算法适用于宽范围的设备元件值和输出电流的较大变化数值，并因而克服了响应电流瞬变的电压不稳定问题，由此提供供电负载的最大平电压，这些负载典型地要求精确调节，如半导体芯部。
发明内容
本发明指向一种新颖但容易理解的算法，该算法借助于由本技术领域的普通控制工程师普遍使用的工具实施。本发明描绘一种产生特定脉冲宽度调制序列的简单算法，该特定脉冲宽度调制序列在二阶或更高阶线性或非线性系统中维持最大平电压，该二阶或更高阶线性或非线性系统否则响应电流瞬变将呈现显著的电压不稳定性。本发明在集成多个电源电压域的半导体芯片时举例说明算法的使用，该多个电源电压域具有开环或闭环开关模式直流-直流变换器，以得到最佳功率节省、及最小热量耗散和元件成本。
另外，本发明不限于对于示范系统的应用。本发明可以应用于在数学上与脉冲控制相似并且要求响应瞬变负载的固定输出给定值的任何二阶或更高阶系统的控制。在数学相似的脉冲开环控制下的任何电气、机械或机电系统特别可以从本发明受益，借此，没有本发明，开环控制可能导致不能接受的输出不稳定性，因而使这样一种布局是不希望的，并且这样的开环布局的成本利益和实施的容易不可实现。本发明仅设置+/-10％容差的控制设备元件值的使用的设计要求和系统负载的合理准确估计，依据控制系统的负载调节规格和设备参数具有+/-20％的容差。
附图说明
图1表明按照本发明一个实施例的示范结构的示意图。
图2表明描述脉冲序列的一般公式，该脉冲序列在实际系统中在任何方向上在电流瞬变期间导致最大平电压。
图3表明在电流瞬变期间假想系统输出电压的两种时域曲线。
图4表明在本发明一个实施例的控制下工作的示范系统中的可能过渡的时域曲线。
图5表明在本发明一个实施例的控制下工作的示范系统中的可能过渡的时域曲线。
图6表明在本发明一个实施例的控制下工作的示范系统中的可能过渡的时域曲线。
图7表明在本发明一个实施例的控制下工作的示范系统中的可能过渡的时域曲线。
图8表明在本发明一个实施例的控制下工作的示范系统中的可能过渡的时域曲线。
图9表明在本发明一个实施例的控制下工作的示范系统中的可能过渡的时域曲线。
具体实施方式
本发明涉及一种在固有欠阻尼系统中在电流瞬变期间使用脉冲宽度调制技术来维持最大平电压的控制系统和算法。如下描述包含关于本发明的各个实施例和实施方式的具体信息。本领域的技术人员将认识到，人们可以按与在本说明书中明确地描绘的不同的方式实践本发明。如下附图和它们的伴随详细描述用作本发明的仅仅示范性的而不是限制性的实施例。
图1表明本发明示范实际实施例的示意图。块100代表在本发明的示范实施例中用设备元件的物理模型实施的控制设备。在块100内的示范实施例包括典型的降压开关模式电源元件，这些元件构成本领域的技术人员熟知的典型并联谐振LRC电路。在块100中，来自标为Vgdrvr 101的脉冲宽度调制控制器的模型的输出驱动物理晶体管104、105的栅极。称做Vsw 106的节点连接标为L 107的电感器和标为C 109的输出电容器，该电感器和电容器形成能量存储和滤波元件，这些元件把切换的Vin 103变换成标为Vcore 108的直流输出。Vcore108向负载供电，该负载在这个示范实施例中为半导体芯部，该半导体芯部对于其离散预定功率状态的每一种抽取各种电流量的一种，在块100中建模为标有R111的电阻器以及标有ILoad 110的分段线性时域模型负载。示意块100对地102直接地或通过直接联接元件间接地给所有元件加附图标记。参考美国专利申请11/549,586解释了两种情形，用于在这样一种模型100和类似系统中从一种离散预定功率状态到下一个的电压和电流过渡的欠阻尼和临界阻尼响应。此外，本发明扩展脉冲宽度调制序列的规格，以指向在存在从一种离散预定功率状态到下一个的宽数值范围的任一个的电流变化的情况下尽可保持不变的输出电压Vcore 108的特性。
图2重述来自参考美国专利申请11/549,586的公式200，来自栅极驱动器和脉冲宽度调制控制器Vgdrvr 101的输出信号的一般形式。在公式200中，变量xm(t)标识描述从脉冲宽度调制控制器Vgdrvr 101输出的脉冲的时域函数，该脉冲宽度调制控制器Vgdrvr 101对于在参考美国专利申请11/549,586中的电路导致临界阻尼阶跃响应。这里在本发明的本说明书中，图2的公式201扩展公式200，从而借助于公式201，xm(t)现在可以提供在电流瞬变期间最大平输出电压Vcore 108形式的增强响应。参考说明书和本发明的说明书都具有通常定义的大部分变量和系数，除在这个段落和以后段落中提到的之外。
在公式200至206中的下标m是指对于在m指示的系统状态中的每种过渡与唯一输入xm(t)相关联的唯一响应ym(t)，其中p指示离散功率状态。因而，这些公式描述对于从任何离散功率状态p行进到任何下个功率状态p+1的任何任意过渡m维持最大平输出电压Vcore108的手段。
在公式200和201中，VSW106代替Vin 103，因为参考美国专利申请11/549,586引入补偿通过物理切换元件的动态损失的系数，ADE(p)，并因而允许公式200和201保持在公式中给出的数学精度，否则对于整个系统分析包括Vin 103。
离散变量n，在公式200和201中的求和指标，代表计数切换周期TSW的离散时间指标，该切换周期TSW是切换频率的倒数。n的值等于零与在任何时间t0处发生的功率状态过渡的开始相重合，不必假定过渡在t＝0处发生。参考美国专利6,940,189认定，这样一种系统的设计者完全特征化负载，该负载对于在发展下的示范系统是在过程、温度、及输入电流和电压的所有容限中工作的半导体芯部。因而公式201引入离散变量n0，借此脉冲宽度调制控制器Vgdrvr 101可以预测在由用于n0的负值数学定义的功率状态下的预定过渡，并由此提供适当脉冲序列以保证跨过电流瞬变的最大平电压。参考美国专利申请11/549,586引入离散变量n1，该离散变量n1指示其中工作循环初始呈现其最终值以便得到希望电压增益给定值的切换周期TSW的整数。在参考美国专利申请11/549,586中，发明人认定，等于n1乘以在给定值脉冲宽度处的TSW的这个初始持续时间段提供启动近临界阻尼阶跃响应的精确功率量。用于本发明的本说明书现在声明，等于n1乘以在给定值脉冲宽度处的TSW乘以AIerr(m)(补偿影响其它恒定电压的极值电流瞬变的系数)的初始持续时段，如在公式201中应用的那样，现在提供保证最大平电压的精确功率量。本说明书以后将进一步描述AIerr(m)。在公式200和201中的离散变量n2表示指数定标函数的施加与人们把定标施加到工作循环上的时间的时间偏移。因此在公式200和201中的离散变量n1和n2分别实现时间域的粗和细调谐的产生目的，以将系统电流瞬变响应，一旦被调谐，就带到更接近最大平电压。人们可以将值N(在公式200和201中求和的实际上限)视作与当对于在脉冲宽度调制控制器Vgdrvr 101精度内脉冲宽度已经到达希望给定值脉冲宽度时重合的切换周期TSW的数量。例如，指数定标函数：其中e表示等于自然对数的基数的常数，当n+n2＝N时等于99％，在该时间点(n+n2)TSW处，脉冲宽度以不好于1％的精度已经达到用于脉冲宽度调制控制器Vgdrvr 101的希望给定值宽度的99％。
尽管在其最严格数学意义上，u(t)不能满足函数的要求，但工程师已经将u(t)称作单位阶跃强制函数，作为广泛接受的技术，并且本说明书将在下文中以这样一种常规方式使用u(t)。
图2的公式200和201呈现定义为脉冲宽度的周期的TSet(p)，该周期提供用于给定离散功率状态p的希望给定值。对于开环控制系统，TSet(p)等于切换周期TSW乘以理想电压增益AV(p)乘以动态误差补偿系数(在参考美国专利申请11/549,586中所给出的ADE(p)。参考美国专利申请11/549,586把理想电压增益AV(p)定义为等于Vcore 108除以Vin 103，假定没有通过物理切换元件的损失。参考美国专利申请11/549,586也把ADE(p)定义为补偿由来自在所述切换元件中的非理想物理特性的功率损失引起的动态误差的系数，在过渡已经安置到下个离散功率状态的稳态之后等于Vcore 108除以量Vin 103乘以AV(p)。上述系数的两个在给定系统中都作为多个特例存在，一个对于由指标p唯一标示的每个离散功率状态。对于闭环控制系统，TSet(p)等于切换周期TSW乘以理想电压增益AV(p)乘以动态误差补偿系数，ADE(p)乘以ATP(p)。系数ATP(p)包括当供电半导体芯部时对于给定离散功率状态通过逻辑延迟链的实际传播延迟相对于通过逻辑延迟链的期望最坏情形传播延迟的比值加上安全裕量，如在参考美国专利申请11/549,586中描绘的那样。在本发明的本说明书中使用TSet(p)的这两种定义，公式201因而应用于开环和闭环控制系统，如来自参考美国专利申请11/549,586的公式200那样。不过现在，本发明这样做，以便在电流瞬变期间借助于作为公式200的自然扩展的公式201维持最大平电压。
给定TSet(p)的以上定义，人们可容易理解在公式200和201中变量ΔTSet(m)的使用。人们可以最简明地把ΔTSet(m)定义为在由指标m唯一标识的状态过渡期间脉冲宽度周期的变化，该状态过渡是从由指标p唯一标识的一种系统功率状态到由指标p+1唯一标识的下一个系统功率状态，从而所述ΔTSet(m)等于TSet(p+1)减TSet(p)。尽管参考美国专利申请11/549,586要求数值|ΔTSet(m)|提供装置，以基于过渡的对称性减小实施脉冲宽度调制控制器Vgdrvr 101必需的复杂性和资源，但这里的讨论把这个变量主要用作在公式201内的简化符号。
公式200和201的两个剩余变量，t和ω0，本领域的技术人员应该立即识别为单位为秒的时间、和单位为弧度每秒的谐振频率，分别通常已知最直接地等于1加L 107乘以C 109的值的平方根。
本发明与现有技术的实质差别和显著新颖性存在于优选实施例中，其中在公式201中n0和AIerr(m)的使用使系统能够在较大数值的电流瞬变期间维持最大平电压，或者使对于普通电流瞬变呈现较大电压不稳定性的值的控制设备元件比公式200更佳地维持最大平电压。显然把n0设置成等于0和把AIerr(m)设置成等于1把公式201简化成公式200，基于公式200的有效性的以前证据进一步证明有效性。现在本说明书将进一定义AIerr(m)，并且公开把其值近似成在电流瞬变期间实现最大平电压目的的简单装置。
公式206基于对于在公式204中所定义的AVerr(m)实验求出的值估计AIerr(m)的值。参考美国专利申请11/549,586揭示诸如计算机电子表格程序之类的工具的使用，该计算机电子表格程序产生用在对于本领域的技术人员通常称作SPICE的Simulation Program with IntegratedCircuit Emphasis(特别为集成电路仿真的程序)内的模拟代码。SPICE代码产生的观念提到一种响应电流瞬变确认电压平度的快速方法，而参考美国专利申请11/549,586也建议一种数学计算工具，该数学计算工具可以进行诸如卷积之类的运算，该运算同样可完成响应电流瞬变确认电压平度的任务。包括SPICE的使用的手段供给在由这样的零件的销售商物理特征化的库内通常具有设备元件的图形或语法符号的优点，借助于它们用户按分层方式更直接地模拟较高阶系统，而不是关于在有疑问精度的特性模型上的数学工具花费精力。尽管如此，在对于一定用途或许较少产的时候，进行符号卷积的数学计算工具的使用在一定用途中可能拥有优点，或者提供系统建模的唯一手段，并因而完全保持在本发明的范围和精神内。包括SPICE模拟的分析和确认的迭代过程确定：电流的任何变化如何实质地影响输出电压Vcore 108；和因而过渡m在公式201描述的过渡函数内，是否要求等于除一之外的某值的AIerr(m)和等于除0之外的某值的n0的值的应用。借助于SPICE，人们可以迅速地确定AVerr(m)的值，如在公式204中用符号和在图3的假想时域曲线300和310中用图形描绘的那样，并且由此使用公式205估计Lm的值，以便在迭代分析和确认模拟过程中逼近AIerr(m)和简化AVerr(m)。
图3表明假想电流过渡的两条时域曲线300和310，在曲线300中电流瞬变302从较低到较高功率状态，并且电流瞬变312从较高到较低功率状态。在前一假想过渡中，电压301响应这种电流瞬变302下降，并且人们通过确定在尺寸线303和304之间的电压差，可以测量在公式204中由函数max|Vm(t)-VSet(m)|符号表示的下降301的幅值。把在尺寸线303处的电压值从在尺寸线304处的电压值减去然后把该量除以在尺寸线303处的电压值产生用于AVerr(m)的值，如在公式204中表示的那样，在这种情况下小于零。由于AVerr(m)在这个例子中获得负值，并且Lm总是估值为大于零，所以这保证AIerr(m)获得由公式206给出的稍些大于一的值，以便补偿由电流瞬变302引起的下降301。以类似方式，后一曲线310的假想过渡，电压311响应从较高到较低功率状态的电流瞬变312而耸起。同样，人们通过确定在尺寸线313和314之间的电压差，可以测量波峰311的幅值。把在尺寸线314处的电压值从在尺寸线313处的电压值减去然后把该量除以在尺寸线314处的电压值产生用于AVerr(m)的值，如在公式204中表示的那样，在这种情况下大于零。再一次，公式206提供对于AIerr(m)的最好估计。由于AVerr(m)在这个例子中获得正值，并且Lm总是估值为大于零，所以这保证AIerr(m)获得由公式206给出的稍些小于一的值，以便补偿由电流瞬变312引起的波峰311。在这些逼近方法中人们可以考虑几个点，本发明人发现在公式205中Lm估计的变化精度。对于数值小于5％的AVerr(m)的值，在公式204至206中详细说明的方法产生小于1.5％幅值波动的结果，而结果虽然大大地好于应用AIerr(m)前，但给定大于25％的未补偿AVerr(m)，对于AVerr(m)可最好地收敛在正好5％内。人们在高数值电流瞬变或在提供AIerr(m)补偿之前的极端电压不稳定的这些情况下将立即观察到，在公式201中的项TSet(p+1)(AIerr(m))可以获得小于零或大于TSW的值，这直接意味着对于脉冲宽度调制控制器Vgdrvr101的脉冲跳过模式。在模拟分析和确认过程中的进一步迭代允许人们确定：n0是否应该获得小于零的值，或者Lm是否应该获得对于这些极端电压不稳定情形的较小估计。本说明书以后将进一步检查最大平度和在上述过程中涉及的其它标准。
图4至图9提供在模拟期间来自变化物理参数的结果，并因而在实际可实现系统中进一步定义响应电流瞬变的输出电压的“最大平度”。本发明的本说明书下文将使用符号AVerr(m)指在提供AIerr(m)和n0补偿之前的电压不稳定幅值，并且AVerr(m)’指在应用以前描述技术的任一种之后的电压不稳定幅值。图4表明对于本发明的示范实施例来自包括两个功率过渡状态的模拟的时域响应曲线400。如在从图4的曲线400开始至图9的响应曲线900(包括图4和图9)的所有响应曲线中表示的那样，左竖直轴403显示施加的安培的刻度，图例402指示进入在图1的示意图100中的模型负载ILoad 110和R 111中的电流之和。ILoad 110在图4至图9(包括图4和图9)的所有这些曲线400至900中在模拟时间100微秒处以+/-20安培每微秒的速率过渡。对于所有这些曲线400至900(包括曲线400和900)普遍的是，沿右竖直轴406出现对于按与给定值的偏离百分比给出的电压幅值的标准化给定值刻度。在图4至图9(包括图4和图9)中的所有曲线的水平轴401都显示微秒的时间单位。对于在图4的曲线400和图5的曲线500中的这些具体例子，图例405将2.7伏特的物理值附加到标准化给定值上。图4的曲线400描绘为，负载电流404在电压407升高到其给定值的同时首先升高到300毫安，然后在100微秒处进入模拟，电流404升高到一安培。参考美国专利申请11/549,586彻底公开了具体地对于升高到其呈现近临界阻尼阶跃响应的给定值的电压407用来控制第一过渡的技术，并因此本说明书将不再进一步讨论这种过渡。在曲线400中，当电流404从300毫安过渡到在100微秒模拟时间处的一安培时，电压407显示象征电源系统的下降408。曲线400的模拟与在图1的示意图100中建模的设备元件有关，这些设备元件具有L107等于1□H、C 109等于22□F以及Vin 103等于六伏特的值。在从图4至图9(包括图4和图9)的所有模拟中的切换元件，晶体管104和105，包括双互补场效应晶体管包，从Vishay Siliconix Corporation可买到的Si5513DC、以及对于这对晶体管104、105物理特征化的SPICE模型。在公式204、205、206的应用之前，AVerr(m)等于-3.91％，这对于大多数系统或许位于调节极限内，但在应用上述公式时，AVerr(m)’改进到-1.35％。在收敛到AVerr(m)’的这个值时，公式201获得如下系数：n0等于零，n1等于三，n2等于六，及Lm等于2.33。
图5的曲线500表明基于与图4的曲线400的那些相等效的设备参数的模拟的结果。与曲线400相比在曲线500中的唯一差别表现为从较高进行到较低功率状态的电流过渡504，并因而电压507显示波峰508。在这个瞬时，AVerr(m)等于3.99％，这同样对于大多数系统或许位于调节极限内，但在公式204、205、及206的应用时，AVerr(m)，改进到1.34％。在曲线400和曲线500中的电压测量都显示等于在测量误差的极限内。在收敛到AVerr(m)’的这个值时，公式201再次获得如下系数：n0等于零，n1等于三，n2等于六，及Lm等于2.33。
图6的曲线600的模拟与在图1的示意图100中建模的设备元件有关，这些设备元件如以前那样具有L 107等于1□H、和C 109等于22□F的值。不过现在，Vin 103等于3.3伏特，并且负载电流604在电压607升高到其1.8伏特的给定值的同时首先升高到100毫安，然后在100微秒处进入模拟，电流604升高到一安培。下文对于在图6的曲线600至图9的曲线900(包括图6和图9)中的这些具体例子，图例605将1.8伏特的物理值附加到标准化给定值上，该标准化给定值按与在右竖直刻度406上的给定值的百分比偏差而给出。对于这个具体的条件组，AVerr(m)等于-6.82％。因此，这个数值的电压不稳定性要求公式204、205、206的使用，以便响应给定电流604过渡而收敛到最大平电压。在这个实例中，设计者选择比在Lm等于八的公式205中定义的估计值低的估计值，并且获得如下系数：n0等于零，n1等于一，及n2等于八，以收敛在AVerr(m)’等于-1.33％上，如由电压下降608表示的那样。减小用于Lm的估计值的选择源于如下感觉：在通过模拟的分析和确认的迭代过程期间，公式205过大估计Lm，并且对于脉冲宽度调制序列的较不粗糙调节促进向满意输出稳定性的较快收敛。
图7的曲线700表明当给定大都与在曲线600中描绘的模拟准确相同的条件时的结果，不同之处是，电流704首先升高到1安培，然后在感兴趣的瞬变时间期间下落到100毫安。在这种情况下，电压707首先呈现测得AVerr(m)等于8.77％的波峰708，借此这种电压不稳定性再次要求公式204、205、206的使用，以便响应给定电流704过渡而收敛到最大平电压。在这个实例中，设计者再次选择现在等于七的Lm的估计值，并且获得如下系数：n0等于零，n1等于一，及n2等于十五，以收敛在AVerr(m)’等于1.12％上。
图8的曲线800和图9的曲线900把讨论指向在比普通数值有些大的电流过渡期间对于维持最大平电压较不易处理的设备值。按照在参考美国专利6,940,189的栏13和14中给出的设备元件，在图1的示意图100中建模的那些对于产生曲线800和曲线900的模拟，具有L107等于4.7□H、和C 109等于10□F的值。尽管这些值的设备元件把连续传导模式扩展到远低于100毫安的负载电流，但这些值对于与来自采纳不同电容对电感比例的元件的以前两条曲线600、700的电流瞬变604、704相差不大的电流瞬变804、904，往往引起较大幅值的电压不稳定。在图8的曲线800的实例中，电压807显示使AVerr(m)等于-28.28％的下降(未表示)。在这个具体例子中，在公式201中的项TSet(p+1)(AIerr(m))超过TSW，因而通过在时段
Figure GSB00000726211200111
上把连续直流电压驱动成等于Vin 103、或者也把在公式205中的Lm的估计值向下调节而留下跳过脉冲的选择。由于收敛对于Lm的较小值可能不出现，所以设计者选择脉冲跳过方法，该方法设置成：n0等于-2；n1等于一，及n2等于无限大，即对于这个给定电流瞬变没有必定收敛到最大平电压808的指数定标。对于这个具体例子，电压808响应产生AVerr(m)’等于2.45％的值。
对于图9的曲线900的例子，在公式201中的项TSet(p+1)(AIerr(m))小于零，如以前那样，通过在时段
Figure GSB00000726211200112
上驱动连续零伏特而没有留下选择但在这时跳过脉冲。设置成：n0等于-1；n1等于一，及n2等于无限大，即对于这个给定电流瞬变没有必定收敛到最大平电压908的指数定标，对于这个具体例子，与电压907的未补偿波峰等于27.64％的AVerr(m)相比，电压908响应导致AVerr(m)’等于3.24％的值。
尽管图8和图9的例子表明到最大平电压响应的收敛可能性而不顾极端未补偿电压不稳定，但较优选的方法可能包括，如果设计允许，则将设备元件复原成较接近电容对电感比例，较高质量因数，像以前例子的质量因数那样。尽管连续传导模式的范围对于电感器的较小值减小，但对于负载的容差范围和元件容差对于较高质量因数设备放宽，与图8和图9的例子中的设备的较低质量因数相比，如在图4至图7的最初四个例子中那样。如本领域的技术人员可能已经知道的那样，用于设备的较高质量因数促进在特征化负载和设备元件值的较宽容差上响应较大电流瞬变而维持最大平电压。从参考美国专利6,940,189的出现起，用于电感器的钼坡莫合金粉末“分布间隙”芯已经扩大市场，使设计者得到对于这里描述的电流范围保持5％电感容差的电感器。另外，对于这里描述的偏置电压保持在10％内的电容容差的X7R陶瓷材料已经达到成本有效价格。高级材料的这些电感和电容元件都在0至70摄氏度温度范围上操作的同时，保持这些容差。因而，本发明和其补偿设备元件值偏差的能力以及高级材料的元件，满足宽范围的应用。这些设计例子代表在本发明范围内的多种可能构造的几种，并且人们必须将这些构造视作示范性的，而不是限制性的。
根据涉及总线功能的参考美国专利6,940,189，该总线携带从二进制垫输入的偏移值，本发明提供一些可选择实施例，其中这种偏移的假想使用校正低估或高估设备元件的实际值的存储值、电流瞬变、或电压不稳定幅值。一旦被实验确认，本发明可以使用这些偏移值，通过按照用于控制设备的示范实施例的任一个的上述补偿技术的任一种，调节n0、n1、n2、Lm、AVerr(m)、或AIerr(m)，而补偿由任何电流瞬变造成的任何电压不稳定。已知的是，这种偏移调节机理的微小偏差或省略、部分或完全不实施并不构成超越本发明范围的实质脱离。
在结束时，人们可能注意到，尽管本说明书以机械的方式描绘了本发明的应用，但使这些机械的过程自动化的任何实施例不构成与本发明范围和精神的脱离。比如，任何计算机程序、计算机脚本、电子表格、模拟工具、或其它设计自动化、或自动化的试验和测量工具：上述时域调谐；对于变量或系数n0、n1、n2、Lm、AIerr(m)、AVerr(m)、TSW的产生或调节；规定或建模控制设备的硬件描述语言的产生或变化，如但不限于，VHDL、Verilog HDL、或System C等；脉冲跳过的产生；或分析，如给设备元件电容、电感、质量因数、切换损失、负载电流值、电压偏差、或Monte Carlo分析留裕量，清楚地不呈现与本发明范围和精神的实质脱离。
根据本发明的以上描述，本说明书表明在实施本发明的概念时使用的各种技术，而不脱离其范围。此外，尽管本说明书借助于对一定实施例的具体参考描述了本发明，但本领域的技术人员将认识到，人们可进行形式和细节的变化，而不脱离本发明的范围和精神。本说明书将实施例在所有方面都呈现为说明性的，而不是限制性的。所有人员必须理解，本说明书并不把本发明限于以上描述的具体实施例，而是认定本发明的多种重新排列、修改、省略、及替代而不脱离其范围的能力。
因而，已经描述了在电流瞬变期间维持最大平电压的脉冲宽度调制序列。

Claims (14)

1.一种控制系统，包括：
能量存储元件，建模为电感元件和电容元件；
电力切换元件，它在一个或多个已知离散系统功率状态期间提供精确功率量；
脉冲宽度调制控制装置，构造成确定来自所述电力切换元件的脉冲输出的宽度；
其中，所述脉冲宽度调制控制装置的输出在系统功率状态过渡期间改变在预定序列中的输出脉冲的所述宽度；
其中，所述预定脉冲序列在所述功率状态过渡的电流瞬变期间产生供给精确量功率的适当宽度，以促成跨过所述电容元件的最大平电压。
2.根据权利要求1所述的控制系统，其中，初始脉冲宽度基于最大电压偏差与电压给定值的比值被定标，其中，当所述功率状态过渡发生，而在所述功率状态过渡的电流瞬变期间不施加产生供给精确量功率的适当宽度以促成跨过所述电容的最大平电压的所述预定脉冲序列时，在所述控制系统中观察到所述最大电压偏差，及其中，在存储器或逻辑构造中存储的系数确定所述定标。
3.根据权利要求2所述的控制系统，其中，初始脉冲宽度基于在所述系统功率过渡之前和之后输出电流的差值被定标，并且其中，在存储器或逻辑构造中存储的系数确定所述进一步定标。
4.根据权利要求3所述的控制系统，其中，在所述初始脉冲宽度随后的脉冲宽度由时域临界阻尼阶跃响应函数基于所述电感和电容定标。
5.根据权利要求4所述的控制系统，其中，在存储器或逻辑构造中存储的系数确定所述脉冲宽度调制控制装置输出所述初始脉冲宽度的持续时间。
6.根据权利要求5所述的控制系统，其中，在存储器或逻辑构造中存储的系数确定在由时域临界阻尼阶跃响应函数定标的所述随后脉冲宽度调制期间所述时域临界阻尼阶跃响应函数的时间移动。
7.根据权利要求6所述的控制系统，其中，在所述功率状态过渡的电流瞬变期间供给精确量功率以促成跨过所述电容的最大平电压的对于所述初始宽度的脉冲宽度变化，预期所述功率状态过渡。
8.根据权利要求7所述的控制系统，其中，在存储器或逻辑构造中存储的系数确定在所述功率状态过渡之前对于所述初始宽度的脉冲宽度变化发生的时间量。
9.根据权利要求8所述的控制系统，其中，所述脉冲宽度调制控制装置改变任何或所有所述系数，以便补偿与设计估计值的实际负载偏差。
10.根据权利要求8所述的控制系统，其中，所述脉冲宽度调制控制装置改变任何或所有所述系数，以便补偿与所述任何元件值的设计估计值相比所述电容元件的、所述电感元件的、或在所述电力切换元件中的功率损失的任何实际值的偏差。
11.根据权利要求9所述的控制系统，其中，所述脉冲宽度调制控制装置以开环控制构造实施。
12.根据权利要求10所述的控制系统，其中，所述脉冲宽度调制控制装置以开环控制构造实施。
13.根据权利要求9所述的控制系统，其中，所述脉冲宽度调制控制装置以闭环控制构造实施。
14.根据权利要求10所述的控制系统，其中，所述脉冲宽度调制控制装置以闭环控制构造实施。
CN2007800464697A 2006-10-31 2007-10-30 在电流瞬变期间保持最大平电压的脉冲宽度调制序列 Active CN101578757B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/555,128 2006-10-31
US11/555,128 US7719336B2 (en) 2006-10-31 2006-10-31 Pulse width modulation sequence maintaining maximally flat voltage during current transients
PCT/US2007/082956 WO2008060850A2 (en) 2006-10-31 2007-10-30 Pulse width modulation sequence maintaining maximally flat voltage during current transients

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2013100839144A Division CN103259513A (zh) 2006-10-31 2007-10-30 在电流瞬变期间保持最大平坦电压的脉冲宽度调制序列

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101578757A CN101578757A (zh) 2009-11-11
CN101578757B true CN101578757B (zh) 2013-07-31

Family

ID=39364119

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2007800464697A Active CN101578757B (zh) 2006-10-31 2007-10-30 在电流瞬变期间保持最大平电压的脉冲宽度调制序列
CN2013100839144A Pending CN103259513A (zh) 2006-10-31 2007-10-30 在电流瞬变期间保持最大平坦电压的脉冲宽度调制序列

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2013100839144A Pending CN103259513A (zh) 2006-10-31 2007-10-30 在电流瞬变期间保持最大平坦电压的脉冲宽度调制序列

Country Status (6)

Country Link
US (2) US7719336B2 (zh)
EP (1) EP2080261A2 (zh)
JP (1) JP2010508805A (zh)
KR (1) KR101157710B1 (zh)
CN (2) CN101578757B (zh)
WO (1) WO2008060850A2 (zh)

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6940189B2 (en) 2003-07-31 2005-09-06 Andrew Roman Gizara System and method for integrating a digital core with a switch mode power supply
US7889019B2 (en) * 2006-10-13 2011-02-15 Andrew Roman Gizara Pulse width modulation sequence generating a near critical damped step response
US7719336B2 (en) * 2006-10-31 2010-05-18 Andrew Roman Gizara Pulse width modulation sequence maintaining maximally flat voltage during current transients
US8988359B2 (en) * 2007-06-19 2015-03-24 Nokia Corporation Moving buttons
US9252683B2 (en) * 2009-06-18 2016-02-02 Cirasys, Inc. Tracking converters with input output linearization control
US8736243B2 (en) 2009-12-19 2014-05-27 Lanery Mgmt. Limited Liability Company Control multiplexor for a switch mode power supply
US8593117B2 (en) * 2011-02-24 2013-11-26 Maxin Integrated Products, Inc. Delay compensation systems and methods for DC to DC converters
JP5759286B2 (ja) * 2011-06-27 2015-08-05 住友電気工業株式会社 スイッチング回路
US9357482B2 (en) * 2011-07-13 2016-05-31 Alcatel Lucent Method and system for dynamic power control for base stations
CN108150360A (zh) * 2016-12-05 2018-06-12 北京金风科创风电设备有限公司 检测风电机组的等效载荷的方法和设备
JP6986910B2 (ja) * 2017-09-12 2021-12-22 東京エレクトロン株式会社 電圧印加装置および出力電圧波形の形成方法
US10686379B2 (en) * 2018-02-06 2020-06-16 Linear Technology Holding, LLC Load current feedforward schemes for current-mode controlled power converters
DE102019204030A1 (de) * 2019-03-25 2020-10-01 Continental Automotive Gmbh Reglervorrichtung zur Regelung eines Effektivwerts eines elektrischen Laststroms an einer zeitvarianten Last, Fahrzeug und Verfahren

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6057675A (en) * 1998-05-11 2000-05-02 Kabushiki Kaisha Toyoda Jidoshokki Seisakusho DC/DC converter

Family Cites Families (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4118696A (en) * 1976-11-24 1978-10-03 Hughes Aircraft Company Precision voltage to frequency converter for use in A/D converter
US4084103A (en) * 1977-06-07 1978-04-11 Burns Iii William Wesley System-state and operating condition sensitive control method and apparatus for electric power delivery systems
US4425612A (en) 1982-05-12 1984-01-10 International Business Machines Corporation Power supply with load-transient anticipation
US4916635A (en) * 1988-09-12 1990-04-10 Massachusetts Institute Of Technology Shaping command inputs to minimize unwanted dynamics
US5132606A (en) * 1991-01-07 1992-07-21 Edward Herbert Method and apparatus for controlling the input impedance of a power converter
US5570276A (en) * 1993-11-15 1996-10-29 Optimun Power Conversion, Inc. Switching converter with open-loop input voltage regulation on primary side and closed-loop load regulation on secondary side
DE69513491T2 (de) 1994-06-03 2000-05-18 Koninkl Philips Electronics Nv Leistungsversorgung mit verbessertem wirkungsgrad und eine solche leistungsversorgung enthaltender sender
JP3688448B2 (ja) * 1997-10-02 2005-08-31 富士通株式会社 スイッチング電源装置
US6064187A (en) * 1999-02-12 2000-05-16 Analog Devices, Inc. Voltage regulator compensation circuit and method
US6292122B1 (en) * 2000-03-04 2001-09-18 Qualcomm, Incorporated Digital-to-analog interface circuit having adjustable time response
JP4963144B2 (ja) * 2000-06-22 2012-06-27 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体集積回路
US6249111B1 (en) * 2000-06-22 2001-06-19 Intel Corporation Dual drive buck regulator
US6396725B1 (en) * 2000-07-31 2002-05-28 Mark E. Jacobs System and method for improving control loop response of a power supply
JP2002058241A (ja) * 2000-08-07 2002-02-22 Ricoh Co Ltd 高圧電源装置
US7007176B2 (en) * 2000-10-10 2006-02-28 Primarion, Inc. System and method for highly phased power regulation using adaptive compensation control
US6930473B2 (en) * 2001-08-23 2005-08-16 Fairchild Semiconductor Corporation Method and circuit for reducing losses in DC-DC converters
US6781353B2 (en) * 2002-03-20 2004-08-24 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Synchronous regulator with switchable current reference source
WO2004025499A1 (en) * 2002-09-11 2004-03-25 The Research Foundation Of State University Of New York Jerk limited time delay filter
US6965221B2 (en) * 2002-11-12 2005-11-15 O2Micro International Limited Controller for DC to DC converter
US7154252B2 (en) * 2002-11-27 2006-12-26 James David Arthur Converter for electronic flashlight
JP2004208367A (ja) * 2002-12-24 2004-07-22 Taiyo Yuden Co Ltd 電源装置
JP3740133B2 (ja) * 2003-03-31 2006-02-01 Ｔｄｋ株式会社 スイッチング電源装置及びその制御装置
JP4175163B2 (ja) * 2003-04-14 2008-11-05 オンキヨー株式会社 パルス幅変調回路
US7107468B2 (en) * 2003-07-08 2006-09-12 California Micro Devices Peak current sharing in a multi-phase buck converter power system
US6940189B2 (en) * 2003-07-31 2005-09-06 Andrew Roman Gizara System and method for integrating a digital core with a switch mode power supply
US7057907B2 (en) * 2003-11-21 2006-06-06 Fairchild Semiconductor Corporation Power converter having improved control
US7391194B2 (en) * 2004-02-20 2008-06-24 International Rectifier Corporation Apparatus and method for minimizing power loss associated with dead time
US7098640B2 (en) * 2004-07-06 2006-08-29 International Rectifier Corporation Method and apparatus for intelligently setting dead time
CN1997947B (zh) 2004-08-02 2011-09-21 Tdk兰达株式会社 脉冲宽度调制功率放大器的强韧性数字控制器及其设计装置
US7248027B2 (en) * 2005-01-05 2007-07-24 Fyresstorm, Inc. Power converters in which the input power coupling times are adjusted in conjunction with cycle skip counts
US7106039B1 (en) * 2005-04-29 2006-09-12 Ami Semiconductor, Inc. Closed loop direct current to direct current converter that does not require voltage reference
WO2008048865A2 (en) 2006-10-13 2008-04-24 Ipower Holdings Llc Pulse width modulation sequence generating a near critical damped step response
US7889019B2 (en) * 2006-10-13 2011-02-15 Andrew Roman Gizara Pulse width modulation sequence generating a near critical damped step response
US7719336B2 (en) 2006-10-31 2010-05-18 Andrew Roman Gizara Pulse width modulation sequence maintaining maximally flat voltage during current transients

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6057675A (en) * 1998-05-11 2000-05-02 Kabushiki Kaisha Toyoda Jidoshokki Seisakusho DC/DC converter

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JP特开2004-208367A 2004.07.22

Also Published As

Publication number Publication date
US7719336B2 (en) 2010-05-18
CN101578757A (zh) 2009-11-11
WO2008060850A2 (en) 2008-05-22
CN103259513A (zh) 2013-08-21
EP2080261A2 (en) 2009-07-22
WO2008060850A9 (en) 2009-02-05
JP2010508805A (ja) 2010-03-18
KR20090074819A (ko) 2009-07-07
US20080100362A1 (en) 2008-05-01
US20100271097A1 (en) 2010-10-28
US7961023B2 (en) 2011-06-14
WO2008060850A3 (en) 2008-07-17
KR101157710B1 (ko) 2012-06-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101578757B (zh) 在电流瞬变期间保持最大平电压的脉冲宽度调制序列
Jeltsema et al. Tuning of passivity-preserving controllers for switched-mode power converters
Sun Characterization and performance comparison of ripple-based control for voltage regulator modules
Peterchev et al. Load-line regulation with estimated load-current feedforward: Application to microprocessor voltage regulators
Lucas et al. Robust control of interconnected power electronic converters to enhance performance in DC distribution systems: A case of study
Kar et al. An all-digital fully integrated inductive buck regulator with a 250-MHz multi-sampled compensator and a lightweight auto-tuner in 130-nm CMOS
CN101606109A (zh) 产生近临界阻尼阶跃响应的脉冲宽度调制序列
CN105099187A (zh) 电流合成器校正
El Aroudi A new approach for accurate prediction of subharmonic oscillation in switching regulators—Part II: Case studies
Wu et al. Stability study and nonlinear analysis of DC–DC power converters with constant power loads at the fast timescale
Mummadi et al. Robust multi-variable controller design for two-input two-output fourth-order dc-dc converter
Chen et al. Closed-loop analysis and control of a non-inverting buck–boost converter
Gavagsaz‐Ghoachani et al. Generalisation of an averaged model approach to estimate the period‐doubling bifurcation onset in power converters
Mishra et al. Comprehensive small signal modeling of the dc/dc converters with cdm controller design
Shortt et al. Extensions of the discrete-average models for converter power stages
Kumar et al. Modeling and control of DC-DC buck converter using SMC
Tan et al. Finite-control-set model predictive control of interleaved DC-DC boost converter Based on Kalman observer
López-Santos et al. Design of loss-free resistors terminated at a generic nonlinear static load
Scherpen et al. Lagrangian modeling and control of DC-to-DC converters
Li et al. Calculation of steady‐state solution of parallel‐connected buck converters with active current sharing and its parameter sensitivity
Schenk et al. Worst-case analysis of electronic circuits based on an analytic forward solver approach
Xia Modeling and control of direct-conversion hybrid switched-capacitor dc-dc converters
Schmidt et al. Fast converter simulation method including parasitic nonlinear capacitances
Cheng et al. Steady-state and large-signal design of current-programmed DC-DC converters
Sucu Parametric average value modeling of Flyback converters in ccm and dcm including parasitics and snubbers

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant