CN101577581A

CN101577581A - 一种信道估计方法

Info

Publication number: CN101577581A
Application number: CNA2008101061609A
Authority: CN
Inventors: 吴毅凌; 赵玉萍; 李红滨
Original assignee: BEIJING 3T COMMUNICATION NETWORK TECHNOLOGY Co Ltd; Peking University
Current assignee: BEIJING 3T COMMUNICATION NETWORK TECHNOLOGY Co Ltd; Peking University
Priority date: 2008-05-09
Filing date: 2008-05-09
Publication date: 2009-11-11
Anticipated expiration: 2028-05-09
Also published as: CN101577581B

Abstract

本发明属于数字通信技术领域，具体涉及一种信道估计方法。本发明通过对不同时刻获得的信道估计结果中由采样时刻起始偏差和载波起始相位偏差引起的相位偏差进行估计，并根据估计结果对不同时刻获得的信道估计值进行修正和合并，提高信道估计结果的精确度，从而提高系统的误码性能。

Description

一种信道估计方法

技术领域：

本发明属于数字通信技术领域，具体涉及一种信道估计方法。

背景技术：

通信系统中，信道估计结果的精确程度直接影响到系统的误码性能。在时变特性不显著的信道条件下，不同时刻的信道参数彼此存在较大的关联性，对不同时刻获得的信道估计结果进行加权平均，能够有效降低各种随机噪声对信道估计结果的影响，提高估计结果的精确度。但是，由于其它一些干扰的存在，需要设计相应的方法和装置去除这些干扰，才能实现对不同时刻信道估计结果的加权平均。

对于突发式通信系统，采样时刻起始偏差和载波起始相位偏差，是导致不同时刻传输的物理层帧之间的信道估计结果不能互为参考的主要原因。发送端D/A变换器和接收端A/D变换器分别采用各自的时钟，且两个时钟的边沿不能确保对齐，从而使发送信号和接收信号之间存在采样起始时刻偏差。此外，发送端调制器和接收端解调器分别采用不同的载波发生器，且两者之间的载波起始相位并不相同，从而使接收信号解调时需要克服由发、收两端载波起始相位差引起的相位偏差。采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差均使物理层帧的信道估计结果中存在由其引起的相位偏差，且不同时刻传输的物理层帧的采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差并不一致，导致各帧的信道估计结果中由其引起的相位偏差也不相同，因而无法直接进行加权平均。

对于连续通信系统，残余采样时钟频率偏差和残余载波频率偏差，是导致不同时刻获得的信道估计结果不能直接进行加权平均的主要原因。残余采样时钟频率偏差和残余载波频率偏差均会导致接收信号的相位中存在由其引起的随时间不断增大的相位偏差，两者累积的影响可等效为不同时刻传输的信号具有不同的采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差，从而使不同时刻获得的信道估计结果无法直接进行加权平均。在突发式通信系统中，如果物理层帧的长度超过一定的长度，同样需要克服残余采样时钟频率偏差和残余载波频率偏差对信道估计结果的影响。

综上，对于信道时变特性不显著的的通信系统，可以设计一种方法，对不同时刻获得的信道估计结果中由采样时刻起始偏差和载波起始相位偏差引起的相位偏差进行估计和补偿，即可对不同时刻获得的信道估计结果进行加权平均，提高信道估计结果的精确度，从而提高系统的误码性能。此外，还可以设计长度较短的训练序列，专门用于估计不同时刻的采样起始时刻偏差以及载波起始相位偏差，便可对之前估计得到的信道参数进行修正，作为本时刻的信道估计结果使用，而无需再次进行信道估计，从而取代长度较长的专门用于信道估计的训练序列，提高系统的传输效率。

发明内容：

本发明的目的是提出一种信道估计方法，对不同时刻获得的信道估计值进行修正，提高估计值精度。

本发明的信道估计方法的技术方案如下：

a)发送端，在数据符号流Ds(n)之前插入训练序列Ts(n)；

为了提高系统的传输效率，Ts(n)只用于估计采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差，其序列长度较短；为了提高系统的误码性能，Ts(n)用于估计采样起始时刻偏差、载波起始相位偏差，并进行信道估计，其序列长度较长。

b)接收端对接收到的时域训练序列Tr_t(n)进行FFT(Fast-Fourier-Transformation，快速傅氏变换)得到频域训练序列Tr_f(n)；

c)接收端，根据频域训练序列Tr_f(n)估计采样起始时刻偏差ε和载波起始相位偏差δ；

d)接收端，对信道特性近似保持不变的时间范围内接收的物理层帧，估计得到的信道响应h_old(n)进行修正，得到修正后的信道响应h_corr(n)，并由h_corr(n)获得供当前接收物理层帧使用的信道响应h(n)；

e)存储h(n)，供下一个物理层帧使用。

进一步，上述步骤c)中，估计采样起始时刻偏差ε和载波起始相位偏差δ的方法如下：

Tr_t(n)中用于估计采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差的序列为Tr_t1(n)，Tr_t1(n)的长度为N₁(N₁为2的整数次幂，编号为-N₁/2，…，-1，0，1，…，N₁/2-1)，对时域训练序列Tr_t1(n)做N₁点FFT得到频域训练序列Tr_f1_n(n)。在信道特性与当前近似的时间范围内，设之前对信道响应进行估计的物理层帧所包含的频域训练序列为Tr_f1_o(n)，利用Tr_f1_n(n)和Tr_f1_o(n)得出两者对应频点去除调制信息后的接收信号的相位差序列Δθ＝{Δθ(n)，n＝-N₁/2，…，-1，0，1，…，N₁/2-1}，且Δθ(n)＝angle(Tr_f1_n(n))-angle(Tr_f1_o(n))。

采样起始时刻偏差的影响，是在各频点上的信号的相位中叠加一个随频点编号线性变化的相位值。因此，采样起始时刻偏差ε即相当于Δθ的斜率，为提高估计精度，采用多点平均的方式，得到如下计算表达式

在以上表达式中，参与平均的点可根据情况进行优化选择，即表达式中求和号的上、下标可变。此外，还可将Tr_f1_n(n)的模值等参数作为权重进行加权平均。

载波起始相位偏差的影响，是在各频点上的信号的相位中叠加一个固定的相位值。因此，载波起始相位偏差δ即相当于Δθ的均值，得到如下计算表达式

δ = (Σ_{n = 1}^{N_{1} / 2 - 1} Δθ (n) + Σ_{n = - N_{1} / 2 + 1}^{- 1} Δθ (n)) / (N_{1} - 2) - - - (2)

进一步，上述步骤d)中，根据采样起始时刻偏差δ和载波起始相位偏差ε修正信道参数的方法如下：

由于采样起始时刻偏差ε和载波起始相位偏差δ的影响均是在各频点上的信号的相位中叠加一个相位值，可通过修正各频点的信道估计值的相位完成对信道参数的修正。对H_old(n)进行修正后得到的信道估计值H_corr(n)的计算表达式为

上式中，n＝-N₂/2，…，-1，0，1，…，N₂/2-1，N₂为2的整数次幂。对于单载波系统，N₂为均衡器的抽头数；对于多载波系统，N₂为信号带宽内的总频点数。而且，通常情况下，N₂＞N₁，即用于估计采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差的训练序列，比用于进行信道估计的训练序列短。

进一步，在上述步骤d)中，由h_orr(n)获得当前接收物理层帧使用的信道响应h(n)的方法如下：

如果Tr_f(n)只用于估计采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差，则将修正后的信道参数h_corr(n)作为当前接收物理层帧均衡时所采用的信道估计值h(n)，即h(n)＝h_corr(n)；如果当前接收的物理层帧进行了信道估计，则将信道估计得到的信道参数h_new(n)与修正后的信道参数h_corr(n)进行加权平均，得到h(n)＝α·h_new(n)+(1-α)·h_corr(n)，并将加权平均结果作为当前接收物理层帧均衡时所采用的信道估计值h(n)。

本发明的优点和技术效果在于：

1、在保持一定传输效率的情况下，本发明能有效提高工作于信道时变特性不显著条件下的通信系统的误码性能；

2、在保持一定误码性能的情况下，本发明能有效提高工作于信道时变特性不显著条件下的通信系统的传输效率。

3、本发明可以使工作于信道时变特性不显著条件下的通信系统在误码性能和传输效率之间更灵活的选取折衷方案。

4、本发明的信道估计方法，即可用于单载波通信系统，也可用于多载波通信系统。

附图说明：

图1现有单载波通信系统信道估计方法流程图；

图2本发明提出的单载波通信系统信道估计方法流程图；

图3现有多载波通信系统信道估计方法流程图；

图4本发明提出的多载波通信系统信道估计方法流程图；

图5本发明的多载波通信系统信道估计方法与现有的信道估计方法的性能对比图。

具体实施方式：

以下结合附图详细说明本发明所述的适用于时变特性不显著的信道条件下的信道估计方法，但不构成对本发明的限制。

对于单载波系统，具体实施方式如下：

现有单载波通信系统信道估计方法流程，如图1所示。发送端，数据源模块产生二进制数据流；映射模块对二进制数据流进行数字调制，得到数据符号流Ds(n)；在Ds(n)之前插入用于进行信道估计的训练序列Ts(n)，得到发送信号s(n)。接收端，信道估计模块利用接收信号r(n)中包含的训练序列Tr(n)对信道参数进行估计，获得信道估计值h(n)；均衡模块利用h(n)补偿接收数据信号Rd(n)中的信道衰落影响，得到数据符号流Dr(n)；最后，解映射模块对Dr(n)进行数字解调，得到二进制数据流，并将其输出。

本发明的单载波通信系统如图2所示。与现有方法相比，在发送端，对训练序列插入模块进行了修改，将原来专门用于信道估计的训练序列改为用于估计采样起始时刻偏差以及载波起始相位偏差的序列(也可在该序列中加入用于信道估计的子序列)；在接收端，添加了两个模块，即FFT模块和采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差估计模块，并对信道估计模块进行了改进，得到信道估计值更新模块。

本发明的时分复用突发式单载波通信系统工作流程为：

1--数据源产生二进制数据流；

2--映射模块将二进制数据流进行数字调制，得到数据符号流Ds(n)；

3--训练序列插入模块在Ds(n)之前插入训练序列Ts(n)，得到发送信号s(n)；

4--FFT模块对接收信号r(n)中包含的时域训练序列Tr_t(n)做FFT，得到频域训练序列Tr_f(n)；

5--采样起始时刻偏差以及载波起始相位偏差估计模块利用Tr_f(n)估计采样起始时刻偏差以及载波起始相位偏差；

6--信道估计值更新模块利用估计得到的采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差，对在信道特性与当前近似的时间范围内接收的物理层帧估计得到的信道参数进行修正，得到当前接收的物理层帧均衡使用的信道估计值h(n)。如果当前接收的物理层帧也进行了信道估计，则可以对前述信道参数修正值与当前帧估计所得的信道参数进行加权平均，得到h(n)；

7--均衡模块利用h(n)补偿接收数据信号Rd(n)中的信道衰落影响，得到数据符号流Dr(n)；

8--解映射模块对Dr(n)进行数字解调，得到二进制数据流，并将其输出。

对于多载波系统，具体实施方式如下：

现有多载波通信系统信道估计方法流程，如图3所示。发送端，数据源模块产生二进制数据流；映射模块对二进制数据流进行数字调制，得到数据符号流Ds(n)；在Ds(n)之前插入用于进行信道估计的训练序列Ts(n)，得到频域OFDM信号S(n)；再对S(n)做IFFT，得到时域OFDM信号s(n)。接收端，对接收到的时域OFDM信号r(n)做FFT，得到频域训练序列Tr(n)和频域OFDM数据信号R(n)；信道估计模块利用Tr(n)对信道参数进行估计，获得信道估计值h(n)；均衡模块利用h(n)补偿R(n)中的信道衰落影响，得到数据符号流Dr(n)；最后，解映射模块对Dr(n)进行数字解调，得到二进制数据流，并将其输出。

本发明的多载波通信系统的信道估计方法流程，如图4所示。与现有方法相比，在发送端，对训练序列插入模块进行了修改，将原来专门用于信道估计的训练序列改为用于估计采样起始时刻偏差以及载波起始相位偏差的序列(也可在该序列中加入用于信道估计的子序列)；在接收端，添加了两个模块，即FFT模块和采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差估计模块，并对信道估计模块进行了改进，得到信道估计值更新模块。本发明的多载波通信系统信道估计方法与现有的信道估计方法的性能对比，如图5所示：其中，系统采用的调制方式为64QAM，本发明提出的信道估计方法对不同时刻发送的物理层帧估计获得的信道估计值进行加权平均后再用于均衡，而现有系统仅利用当前接收的物理层帧估计获得的信道估计值进行均衡。

本发明的时分复用突发式多载波通信系统工作流程为：

1--数据源产生二进制数据流；

3--训练序列插入模块在Ds(n)之前插入训练序列Ts(n)，得到频域OFDM信号S(n)；

4--IFFT模块对S(n)做FFT，得到时域OFDM信号s(n)；

5--FFT模块对接收到的时域OFDM信号r(n)中包含的时域训练序列Tr_t(n)做FFT，得到频域训练序列Tr_f(n)以及频域OFDM数据信号R(n)；

6--采样起始时刻偏差以及载波起始相位偏差估计模块，利用Tr_f(n)估计采样起始时刻偏差以及载波起始相位偏差；

7--信道估计值更新模块，利用估计得到的采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差，对在信道特性与当前近似的时间范围内接收的物理层帧估计得到的信道参数进行修正，得到当前接收的物理层帧均衡使用的信道估计值h(n)。如果当前接收的物理层帧也进行了信道估计，则可以对前述信道参数修正值与当前帧估计所得的信道参数进行加权平均，得到h(n)；

8--均衡模块利用h(n)补偿接收数据信号Rd(n)中的信道衰落影响，得到数据符号流Dr(n)；

9--解映射模块对Dr(n)进行数字解调，得到二进制数据流，并将其输出。

下面列举两个具体的实施例，说明本发明提出的采样起始时刻偏差以及载波起始相位偏差的估计方法以及利用这两个参数的估计值对之前接收的物理层帧估计得到的信道响应进行修正的方法。

例1：

设用于估计采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差的子训练序列的频域表示为{1，1，1，1，-1，-1，-1，1，0，-1，-1，1，1，-1，1，-1}，时域表示为{0.0625，0.2393-0.0293*j，0.0625+0.1768*j，-0.1143+0.3560*j，0.0625-0.2500*j，-0.1143+0.1060*j，0.0625+0.1768*j，0.2393+0.2207*j，0.0625，0.2393-0.2207*j，0.0625-0.1768*j，-0.1143-0.1060*j，0.0625+0.2500*j，-0.1143-0.3560*j，0.0625-0.1768*j，0.2393+0.0293*j}。将该序列的时域表示加在数据符号流Ds(n)之前，得到发送信号s(n)。

设Tr¹_t(n)和Tr²_t(n)为两个不同时刻(t1时刻和t2时刻)接收的物理层帧中的训练序列，Tr¹_f1(n)和Tr²_f1(n)分别为两个序列中用于估计采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差的子序列。t1时刻传输的物理层帧存在的采样起始时刻偏差为0.25T(T为采样时钟周期)，载波起始相位偏差为0.4π；t2时刻传输的物理层帧存在的采样起始时刻偏差为0.7T，载波起始相位偏差为0.8π。则

Tr¹_f1＝{0.7362-0.6768*j，0.8807-0.4736*j，0.9705-0.2410*j，1.0000+0.0066*j，0.9672-0.2538*j，-0.8744-0.4852*j，-0.7271-0.6865*j，0.5347+0.8450i*j，0，-0.0641-0.9979*j，0.1848-0.9828*j，-0.4222+0.9065*j，-0.6333+0.7739*j，0.8051-0.5931*j，-0.9268+0.3755*j，0.9909-0.1345*j}

Tr²_f1＝{-0.9985-0.0548*j，-0.7284-0.6852*j，-0.1157-0.9933*j，0.5514-0.8342*j，-0.9592+0.2828*j，-0.9158-0.4016*j，-0.4417-0.8971*j，-0.2401+0.9707*j，0，0.9974+0.0716*j，0.7167+0.6973*j，-0.0990-0.9951*j，0.5654-0.8248*j，-0.9638+0.2666*j，0.9089+0.4170*j，-0.4266-0.9045*j}。

Tr¹_f1(n)和Tr²_f1(n)各点的相位差为Δθ＝phase(Tr²_f1)-phase(Tr¹_f1)＝{-2.3434，-1.8934，-1.4434，-0.9934，-0.5434，-0.0934，0.3566，0.8066，0，1.7066，2.1566，2.6066，3.0566，3.5066，3.9566，4.4066}

上式中，phase()表示求括弧中数据在复平面中的相角。根据计算表达式(1)和表达式(2)，可求得ε＝0.45T，δ＝1.2566≈0.4π。

例2：

设H＝{-0.4869-0.2570*j，-0.4916-0.2486*j，-0.4918-0.2449*j，-0.4999-0.2403*j，-0.4970-0.2299*j，-0.4802-0.2324*j，-0.4828-0.2414*j，-0.4955-0.2412*j，-0.5024-0.2291*j，-0.4984-0.2130*j，-0.4768-0.2097*j，-0.4643-0.2202*j，-0.4636-0.2286*j，-0.4616-0.2399*j，-0.4654-0.2520*j，-0.4742-0.2561*j}

t1时刻接收的物理层帧的信道估计值为

H_old＝{-0.5324+0.1404*j，-0.5507+0.0139*j，-0.5363-0.1192*j，-0.4983-0.2436*j，-0.4223-0.3485*j，-0.3071-0.4362*j，-0.1853-0.5069*j，-0.0611-0.5477*j，0.0627-0.5486*j，0.1806-0.5111*j，0.2942-0.4298*j，0.3957-0.3279*j，0.4705-0.2140*j，0.5139-0.0806*j，0.5260+0.0588*j，0.5043+0.1899*j}

t2时刻接收的物理层帧的信道估计值为

H_new＝{0.4721+0.2833*j，0.1877+0.5179*j，-0.1864+0.5168*j，-0.4761+0.2845*j，-0.5417-0.0799*j，-0.3465-0.4057*j，0.0033-0.5397*j，0.3532-0.4231*j，0.5411-0.1099*j，0.4819+0.2481*j，0.1955+0.4828*j，-0.1732+0.4838*j，-0.4506+0.2531*j，-0.5089-0.1082*j，-0.3179-0.4231*j，0.0293-0.5381*j}

例1中已估计出ε＝0.45T，δ＝1.2566≈0.4π。根据式(3)，可对H_old(n)进行修正，得到

H_corr＝{0.4721+0.2833*j，0.1877+0.5179*j，-0.1864+0.5168*j，-0.4761+0.2845*j，-0.5417-0.0799*j，-0.3465-0.4057*j，0.0033-0.5397*j，0.3532-0.4231*j，0.5411-0.1099*j，0.4819+0.2481*j，0.1955+0.4828*j，-0.1732+0.4838*j，-0.4506+0.2531*j，-0.5089-0.1082*j，-0.3179-0.4231*j，0.0293-0.5381*j}

比较H_new(n)和H_corr(n)可知，在不考虑随机噪声的情况下，H_new(n)和H_corr(n)一致；在加入随机噪声的情况下，对H_new(n)和H_corr(n)进行加权平均得到H(n)，则能有效提高H(n)的信噪比。因此，使用本发明提供的信道估计方法，可使不同时刻传输的物理层帧所获得的信道估计值能够互为参考，提高信道估计值的精确度，从而提高系统的误码性能。若Tr_f(n)只包含估计采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差的训练序列，则可将H_corr供当前接收的物理层帧使用。和用于估计信道参数的序列相比，Tr_f(n)的序列长度较短，从而提高了系统的传输效率。

尽管为说明目的公开了本发明的具体实施例和附图，其目的在于帮助理解本发明的内容并据以实施，但是本领域的技术人员可以理解：在不脱离本发明及所附的权利要求的精神和范围内，各种替换、变化和修改都是可能的。本发明不应局限于本说明书最佳实施例和附图所公开的内容，本发明要求保护的范围以权利要求书界定的范围为准。

Claims

1.一种信道估计方法，其步骤如下：

a)在发送端的数据符号流之前插入训练序列；

b)接收端将接收到的训练序列由时域变换到频域，得到频域训练序列；

c)根据上述频域训练序列，估计采样起始时刻偏差ε和载波起始相位偏差δ；

d)利用上述采样起始时刻偏差ε和载波起始相位偏差δ，修正之前接收的物理层帧估计得到的信道参数的相位，得到修正后的信道参数。

2.如权利要求1所述的一种方法，其特征在于，步骤d)中所述之前接收的物理层帧，指信道特性近似保持不变的时间范围内接收的物理层帧。

3.如权利要求1所述的一种方法，其特征在于，步骤b)中所述时域训练序列进行快速傅氏变换得到频域训练序列。

4.如权利要求1或2所述的一种方法，其特征在于，步骤c)中所述估计采样起始时刻偏差ε和载波起始相位偏差δ的方法如下：

利用当前接收的物理层帧所包含的频域训练序列和之前接收的物理层帧包含的频域训练序列，求出对应频点去除调制信息后的接收信号的相位差Δθ，采样起始时刻偏差ε为Δθ的斜率，载波起始相位偏差δ为Δθ的均值。

5.如权利要求1所述的一种方法，其特征在于，所述步骤c)中，所述采样起始时刻偏差ε和载波起始相位偏差δ采用多点平均的方式获得。

6.如权利要求1所述的一种方法，其特征在于，所述步骤d)后增加如下步骤：将上述修正后的信道参数与当前接收物理层帧估计得到的信道参数进行加权平均，所述加权平均结果作为当前接收的物理层帧均衡时所采用的信道估计值。

7.如权利要求1所述的一种方法，其特征在于，所述步骤d)后增加如下步骤：上述训练序列只用于估计采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差时，将上述修正后的信道参数作为当前接收物理层帧均衡时所采用的信道估计值。

8.如权利要求1所述的一种方法，其特征在于，所述步骤d)中，修正后的信道参数的计算表达式为：

其中，H_old(n)为之前接收的物理层帧估计得到的第n号子载波频点的信道响应，H_corr(n)为修正后的第n号子载波频点的信道响应，n＝-N₂/2，…，-1，0，1，…，N₂/2-1，N₂为2的整数次幂，N₂在单载波系统中是均衡器的抽头数，在多载波系统中是信号带宽内的频点总数；N₁为上述步骤1)中训练序列的序列长度。