CN101568215A - 交流电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种交流电源装置，其包括：逆变器(1c)，其通过第一开关单元的接通/断开，基于第一直流电源的直流电压，产生第一交流电压，并输出到负载的一端；逆变器(1d)，其通过第二开关单元的接通/断开，基于第一直流电源的直流电压或者第二直流电源的直流电压，产生相对于第一交流电压具有大致180度的相位差的第二交流电压，并输出到负载的另一端；控制电路，其通过控制第一开关单元的占空比来控制第一交流电力，并且通过相对于第一开关单元的接通/断开设置相位差地控制第二开关单元的占空比，来控制第二交流电力；相位差控制单元，其控制相位差，以使逆变器(1c、1d)各自的输出电力内的输出电压与输出电流的至少一个均等化。

Description

交流电源装置

技术领域

本发明涉及将直流电压经过变压器(trans)转换成交流电压、并将转换得到的交流电压提供给负载的交流电源装置，特别涉及将交流电压提供给作为负载的放电灯以使放电灯点亮的技术。

背景技术

交流电源装置将直流电压经过变压器转换成交流电压，并能够通过交流电压来驱动负载。作为在该交流电源装置上连接有负载的装置的一个示例，公知有通过交流电压使作为负载的冷阴极放电灯点亮的放电灯点亮装置。

冷阴极放电灯(CCFL：Cold Cathode Fluorescent Lamp)中，一般利用交流电源装置来施加频率为数十千赫、且为数百伏到数十万伏的电压，由此，该冷阴极放电灯点亮。另外，还有称为外部电极荧光灯(EEFL：External ElectrodeFluorescent Lamp)的荧光管。外部电极荧光灯和冷阴极放电灯的电极结构不同，除此之外几乎没有区别，发光原理也与冷阴极放电灯相同。因此，用于使外部电极荧光灯和冷阴极放电灯点亮的交流电源装置在原理上是相同的。因此，以下使用冷阴极放电灯(简称为放电灯)进行说明。

放电灯的长度越长，点亮所需要的电压越高，从而，变压器的输出电压也需要为高电压。在放电灯长的情况下，使用如图1所示那样的交流电源装置。图1是表示相关的交流电源装置的结构的一般的逆变器(invert)和控制电路的电路示例。该交流电源装置中，通过由控制电路100使逆变器1e内的变压器T1和逆变器1f内的变压器T2分别以相反相位动作，能够将各变压器T1、T2的输出电压减半。

在驱动该交流电源装置的顺序(sequence)中，想出了各种方法并且进行了实际应用。图2是表示图1所示的相关交流电源装置的动作的各部的时间图，表示了能够进行电流共振动作的顺序。

在图1中，通过利用控制电路100控制高压侧的开关Q1、Q3(Q5、Q7)的占空比，来控制输出电压、输出电流、输出电力、输入电力等。低压侧的开关Q2、Q4(Q6、Q8)由于共振动作而用于再生电流的控制。实际上，控制对象根据用途、特性和规格等进行各种选择，例如输出电压、输出电流、输出电力、输入电力等。

这里，例如，控制输出电流，开关Q1～Q8例如为N型MOSFET。电流检测电路17检测变压器T1的二次侧电流，控制电路100根据通过电流检测电路17检测到的电流来控制开关Q1～Q8的接通/断开。另外，作为被检测的电流，对流入到负载7中的电流进行检测较好。但是，负载7为高电压，电流检测很困难。因此，也可以检测变压器T2的二次侧电流来作为流入到负载7中的电流的近似值。或者，也可以是它们的平均值。

误差放大器106对相对于基于电流检测电路17检测到的电流的电压的基准电压E2的误差电压进行差动放大，并将误差放大输出输出到比较器(comparator)102和比较器103的同相输入端子(用“+”表示)。

三角形波产生部104将产生的三角形波信号输出到比较器102的反相输入端子(用“-”表示)中，并且通过反转电平移位(level shift)电路105将三角形波信号反转使电平进行转换，然后输出到比较器103的反相输入端子(用“-”表示)。比较器102对三角形波信号与来自误差电压放大器106的误差电压进行比较，并生成第一脉冲信号。比较器103对使三角形波信号反转而转换了电平后的三角形波信号与来自误差电压放大器106的误差电压进行比较，并生成第二脉冲信号。

PWM信号生成器101根据来自比较器102的第一脉冲信号来生成开关Q1(Q7)的驱动信号和开关Q2(Q8)的驱动信号。PWM信号生成器101根据来自比较器103的第二脉冲信号来生成开关Q3(Q5)的驱动信号和开关Q4(Q6)的驱动信号。

在图1中，一个控制电路100控制开关Q1～Q8，因此价格低廉。另外，用于生成开关Q1～Q8的驱动信号的误差放大器106为一个，因此开关Q1、Q3(Q5、Q7)、开关Q2、Q4(Q6、Q8)的驱动信号成为基本上占空比分别相同的信号。

因此，无法分别控制开关Q1和开关Q3的占空比。即，向逆变器1e的开关Q1～Q4和逆变器1f的开关Q5～Q8输入仅相位相差180的相同占空比的控制信号。在不存在用于逆变器1e、1f的变压器T1、T2、电抗器(reactor)L1、L2、电容器C1～C4等部件的偏差和寄生电容Ca、Cb的偏差的情况下，逆变器输出V1和逆变器输出V2应该相等。另外，作为相关技术，例如有日本特许公开公报特开平8-162280号公报。

发明内容

但是，由于实际上部件和寄生电容等存在偏差，因此逆变器1e的逆变器输出V2和逆变器1f的逆变器输出V2变得不相等。部件和寄生电容等的偏差越大，逆变器输出V1和逆变器输出V2的差也越大。

如果逆变器输出V1和逆变器输出V2不同，则各个逆变器的电力损失当然也会产生差异，因此所使用的部件的温度会产生差，必须通过部件温度的设计来设定大量的裕量(margin)。因此，在部件成本、部件散热对策方面会产生不利。

另外，为了抑制两个逆变器1e、1f的输出电流的差，需要筛选出部件常数(部品定数)的差很小的部件然后安装到逆变器基板上等对策。

根据本发明，能够提供一种交流电源装置，其使用一个控制电路，在向负载供给所希望的电力的同时，无需管理特殊的部件常数就能够使两个逆变器的输出电压或输出电流均等化。

为了解决上述课题，根据本发明的第一方面，提供一种交流电源装置，其特征在于，包括：第一交流电力产生电路，其具有第一开关单元，并通过所述第一开关单元的接通/断开，基于第一直流电源的直流电压产生第一交流电压，并输出到负载的一端；第二交流电力产生电路，其具有第二开关单元，并通过所述第二开关单元的接通/断开，基于所述第一直流电源的直流电压或者第二直流电源的直流电压，产生相对于所述第一交流电压具有大致180度的相位差的第二交流电压，并输出到所述负载的另一端；控制电路，其控制所述第一开关单元的占空比从而控制第一交流电力，并相对于所述第一开关单元的接通/断开设置相位差地控制所述第二开关单元的占空比，从而控制第二交流电力；以及相位差控制单元，其控制所述相位差，以使所述第一交流电力产生电路和所述第二交流电力产生电路各自的输出电力内的输出电压和输出电流中的至少一个均等化。

根据本发明的第二方面，其特征在于，相位差控制单元具有：第一电压检测电路，其检测输出到所述负载的一端的第一交流电压；第二电压检测电路，其检测输出到所述负载的另一端的第二交流电压；电压差检测电路，其检测来自所述第一电压检测电路的所述第一交流电压与来自所述第二电压检测电路的所述第二交流电压的电压差；以及相位差控制量确定电路，其根据来自所述电压差检测电路的电压差来确定相位差控制量，所述控制电路根据来自所述相位差控制量确定电路的相位差控制量来控制所述相位差。

根据本发明的第三方面，其特征在于，相位差控制单元具有：第一电流检测电路，其检测输出到所述负载的一端的第一交流电流；第二电流检测电路，其检测输出到所述负载的另一端的第二交流电流；电流差检测电路，其检测来自所述第一电流检测电路的所述第一交流电流与来自所述第二电流检测电路的所述第二交流电流的电流差；以及相位差控制量确定电路，其根据来自所述电流差检测电路的电流差来确定相位差控制量，所述控制电路根据来自所述相位差控制量确定电路的相位差控制量来控制所述相位差。

附图说明

图1是表示相关交流电源装置的结构的一般的逆变器和控制电路的电路示例。

图2是表示图1所示相关交流电源装置的动作的各部的时间图。

图3是表示本发明的交流电源装置的结构的原理图。

图4是使本发明的交流电源装置的两个逆变器的输出电压的相位差发生了变化的情况下的波形图。

图5是交流电源装置的两个逆变器的输出电压存在相位差时的负载的两端电压的波形图。(a)是相位差为180度的情况下的波形，(b)、(c)是相位差大于180度的情况下的波形。

图6是表示交流电源装置的两个逆变器的输出电压的自180度起的相位差与输出电压的关系的图。

图7是本发明的实施例1的交流电源装置的具体的电路图。

图8是表示通过图7所示的本发明的实施例1的交流电源装置来控制相位差的方法的各部的时间图。

图9是表示图7所示的本发明的实施例1的交流电源装置内的控制电路的三角形波产生部与三角形波信号的图。(a)是上升时间和下降时间相等时的结构例，(b)是上升时间比下降时间长时的结构例，(c)是下降时间比上升时间长时的结构例。

图10是图7所示的本发明的实施例1的交流电源装置的输出电压检测电路、输出电压差检测电路、相位差控制量确定电路以及控制电路的具体电路图。

图11是表示通过本发明的实施例1的变形例的交流电源装置来控制相位差的方法的各部的时间图。

图12是本发明的实施例2的交流电源装置的具体电路图。

图13是本发明的实施例2的交流电源装置的延迟电路的具体电路图。

图14是表示来自相位差控制量确定电路的信号电压Vcont和延迟电路内的运算放大器(op-amp)的输出Vc之间的关系的图。

图15是延迟电路内的时钟信号和延迟信号的时间图。

图16是本发明的实施例3的交流电源装置的具体电路图。

图17是图16所示本发明的实施例3的交流电源装置的输出电流检测电路、输出电流差检测电路、相位差控制量确定电路以及控制电路的具体电路图。

图18是本发明的实施例4的交流电源装置的具体电路图。

具体实施方式

下面，参照附图详细说明本发明的交流电源装置的实施方式。

首先，说明本发明的交流电源装置的原理。如图1所示，在控制电路为一个的情况下，从图2的顺序可知，无法分别控制两个逆变器各自的驱动信号的占空比。因此，两个逆变器通过相同占空比的驱动信号被驱动，因而，即使由于某种原因而在两个逆变器中产生电压差或者电流差，也不能将其减小。下文中，对通过控制相位能够减小两个逆变器的输出电压差或者电流差的方法进行说明。后文中对减小电压差的方法进行描述，但是减小电流差也是一样的。

两个逆变器的驱动信号的相位差一般设定为180度。通过使该相位差微小地偏移，即使是部件常数相同、占空比相同的驱动信号，也如图4所示，能够使两个逆变器输出电压V1、V2的电压变化。下面对其原理进行说明。

图5(a)是相位差为180度时的各逆变器的波形。即，处于逆变器IN2的输出电压V2相对于逆变器IN1的输出电压V1相位正好延迟180度的状态。图5(b)是相位差大于180度的状态的各逆变器的波形(虚线的波形是相位差为180的波形)。即，处于逆变器IN2的输出电压V2相对于逆变器IN1的输出电压V1相位延迟超过180度的状态。

在图5(b)中，将逆变器IN1的输出电压V1最大的时刻设为A。在时刻A，负载电流流向图3中的箭头方向，施加在负载两端的电压为(V1-V2)伏(V)。流向负载的电流为((V1-V2)/R)安(A)。R是负载7的电阻值。从变压器T1来看，负载的两端电压用图5(b)中的箭头1的长度表示。另外，在相位差正好为180度的时候，施加在负载两端的电压用箭头2的长度表示，因此，因此可知箭头1比箭头2要短。即，由于施加在负载两端的电压下降，因此流过的电流也要减小。即，在时刻A，尽管为逆变器IN1输出最大电压(箭头1)的时刻、即占空比最大，但是，流过负载7的电流却要减小。由于从逆变器IN1输出的输出电流要减小，因此，流过电抗器L1和电容器C1的电流Ia也减小。由于电抗器L1和电容器C1的电压降变小，因此，施加在一次绕组P1上的电压上升，其结果为逆变器IN1的输出电压上升。

同时，用图5(c)表示从变压器T2来考虑的情况。逆变器IN1输出最大电压的时刻A时的施加在负载两端的电压用箭头3的长度表示。当然，箭头3的长度与箭头1相同。另外，在相位差为180度的情况下，施加在负载两端的电压用箭头4的长度表示，因此可知箭头4较短。即，在相位差大于180度的情况下，从逆变器IN2输出的输出电流在时刻A要升高。因此，流过电抗器L2和电容器C2的电流Ib也升高。由于电抗器L2和电容器C2的电压降变大，因此，施加在一次绕组P2上的电压降低，其结果为，逆变器IN2的输出电压降低。

即，在相位差偏离180度的情况下，如图4所示，产生了一个逆变器输出电压升高，另一逆变器输出电压下降的现象。使用图3的交流电源装置对该现象进行说明，在逆变器1b的输出电压相对于逆变器1a的输出电压的相位差大于180度时，逆变器1b的输出电压相对于逆变器1a的输出电压减小。相反，在逆变器1b的输出电压相对于逆变器1a的输出电压的相位差小于180度时，逆变器1b的输出电压相对于逆变器1a的输出电压变大。

该现象可通过图6所示的模拟的结果来确认。在图6中，使逆变器1b相对于逆变器1a的相位为+180度，并从180度变化±4度左右，来测量输出电压的差。图6的纵轴是两个逆变器1a、1b的输出电压的差。作为模拟条件，使部件常数没有偏差，还使负载的消耗电力一定。在图6中可知，在从180度起的相位差为零时，逆变器输出电压的差为零，但是随着从180度起的相位差的增大或者减小，逆变器输出电压的差变大。即，可知：如果能够进行不是使相位差固定在180度而是从180度起稍微变化的控制，则能够减小两个逆变器1a、1b的输出电压差而不会使占空比变化。

实施例1

图7是本发明的实施例1的交流电源装置的具体电路图。在以下的实施例中，对将本发明的交流电源装置应用于放电灯点亮装置的情况进行说明。该放电灯点亮装置通过在本发明的交流电源装置上连接作为负载的放电灯而构成，另外，在该示例中，使负载为放电灯，但是负载也可以不是放电灯，本发明的交流电源装置也可以应用于其他负载。

在图7中，逆变器1c和逆变器1d配置在放电灯7-1～7-n的两侧。逆变器1c具有第一交流电力产生电路，该第一交流电力产生电路通过使开关元件Q1、Q2(第一开关单元)接通/断开，来基于直流电源Vina的直流电压产生第一交流电压，并输出到放电灯7-1～7-n的一端。逆变器1d具有第二交流电力产生电路，该第二交流电力产生电路通过使开关元件Q3、Q4(第二开关单元)接通/断开，来基于直流电源Vinb的直流电压产生相对于第一交流电压具有大致180度的相位差的第二交流电压，并输出到放电灯7-1～7-n的另一端。

在第一交流电力产生电路中，在直流电源Vina的两端，连接有由MOSFET等构成的开关Q1与由MOSFET等构成的开关Q2的串联电路。在开关Q2的漏极-源极之间，连接有电容器C1、电抗器L1和变压器T1的一次绕组P1的串联电路。在变压器T1的二次绕组S1和电流检测电路17的串联电路的两端，并联连接有电容器C3，在变压器T1的二次绕组S1和电容器C3的连接点(非接地电位侧)上，连接有一端共同连接的镇流电容器(ballast condenser)Ca1～Can。镇流电容器Ca1～Can的另一端连接在放电灯7-1～7-n的一端上。经由电抗器L1和电容器C3的滤波器将交流电压输出到电容器C3。

在第二交流电力产生电路中，在直流电源Vinb的两端，连接有由MOSFET等构成的开关Q3与由MOSFET等构成的开关Q4的串联电路。在开关Q4的漏极-源极之间，连接有电容器C2、电抗器L2和变压器T2的一次绕组P2的串联电路。在变压器T2的二次绕组S2两端，并联连接有电容器C4，在变压器T2的二次绕组S2和电容器C4的连接点(非接地电位侧)上，连接有一端共同连接的镇流电容器Cb1～Cbn。镇流电容器Cb1～Cbn的另一端连接在放电灯7-1～7-n的另一端上。经由电抗器L2和电容器C4的滤波器将交流电压输出到电容器C4。

控制电路10a根据栅极信号Q1g、Q2g互补地使开关Q1、Q2(第一臂)接通/断开，并且根据栅极信号Q3g、Q4g，相对于开关Q1、Q2的接通/断开设置大致180度的相位差地、互补地使开关Q3、Q4(第二臂)接通/断开，虽然未图示，控制电路10a具有图16所示的误差放大器106、反转电平移位电路105、比较器102、比较器103、PWM信号生成电路101以及三角形波产生器(部)104。

电流检测电路17检测出变压器T1的二次侧电流来作为流向负载的电流的近似值，控制电路10a根据通过电流检测电路17检测到的电流来控制开关Q1～Q4的占空比。变压器T1的二次侧电流与流向放电灯的电流大致相等，因此，结果是控制电路10a为通过开关Q1～Q4的占空比来控制供给放电灯的电力的电路。输出电压检测电路11a连接在二次绕组S1的一端，用于检测逆变器1c的输出电压V1。输出电压检测电路11b连接在二次绕组S2的一端，用于检测逆变器1d的输出电压V2。

输出电压差检测电路13检测来自输出电压检测电路11a的输出电压V1和来自输出电压检测电路11b的输出电压V2的电压差。相位差控制量确定电路15根据来自输出电压差检测电路13的电压差来确定相位差控制量。控制电路10a根据来自相位差控制量确定电路15的相位差控制量使两个逆变器1c、1d的驱动信号的相位差变化。利用开关Q1、Q3的占空比控制输出电流。

接下来，对使输出电压的相位差变化的一个示例进行说明。在使用了图1所示的相关交流电源装置的情况下的图2的流程图中，产生的三角形部信号的上升期间和下降期间相等。通过改变该上升时间和下降时间能够产生驱动信号的相位差。

图8是表示通过图7所示的本发明的实施例1的交流电源装置来控制相位差的方法的各部的时间图。在图8中为这样的示例：作为比较器102的输入信号，使三角形波信号的上升时间比下降时间要长。在图8中，将从开关Q1的驱动信号的上升时刻t11到开关Q3的驱动信号的上升时刻t13为止的时间设为t1，将从开关Q3的驱动信号的上升时刻t13到开关Q1的驱动信号的上升时刻t15为止的时间设为t2，此时，t1＜t2。相位差如果为180度，则t1＝t2。即，两个逆变器1c、1d的驱动信号的相位差不是180度，逆变器1d的相位比逆变器1c的相位超前。与此相反，若使三角形波信号的上升时间比下降时间要短，则t1＞t2，能够使逆变器1d的相位比逆变器1c的相位延迟(未图示)。

图9是表示图7所示本发明的实施例1的交流电源装置内的控制电路的三角形波产生部与三角形波信号的图。接下来，使用图9说明基于三角形波信号的波形的控制的、驱动信号的相位差的控制。

通常，如图9(a)所示，控制电路10a内的三角形波产生部14a中，电流源CC1、电流源CC2和开关S1串联连接，在电流源CC1和电流源CC2的连接点、与接地之间，连接有电容器C5。这里，电流源CC2的电流设定为电流源CC1的电流的二倍的值。并且，开关S1断开时，利用来自电流源CC1的电流对电容器C5进行充电，在开关S1接通时，将电容器C5的电荷经电流源CC2和开关S1放电，由此，可获得在电容器C5的两端振荡出的三角形波。即，通过切换两个电流源CC2、CC2，来确定上升时间和下降时间，因此电流源设计成使上升时间和下降时间相等。

在图9(b)所示的三角形波产生部14b中，相对于图9(a)的三角形波产生部14a，与电容器C5并联地连接有电阻R1。该情况下，对电容器C5的充电时间变长，放电时间变短，因此，三角形波信号的上升时间比下降时间要长。

在图9(c)所示的三角形波产生部14c中，相对于图9(a)的三角形波产生部14a，将电容器C5的一端(非接地侧)经电阻R1连接到直流电源E1上。该情况下，电容器C5的放电时间变长，充电时间变短，因此，三角形波信号的下降时间比上升时间要长。因此，可知；如果根据两个逆变器1c、1d的输出电压V1、V2的电压差，来切换图9(a)的三角形波产生部14a、图9(b)的三角形波产生部14b、图9(c)的三角形波产生部14c，则能够控制驱动信号的相位差。

通过这样控制三角形波信号的波形，能够实现图9(a)的三角形波产生部14a、图9(b)的三角形波产生部14b、和图9(c)的三角形波产生部14c的切换动作。

该三角形波信号的波形的控制通过图10所示的具体电路来实现。图10是图7所示本发明的实施例1的交流电源装置的输出电压检测电路、输出电压差检测电路、相位差控制量确定电路以及控制电路的具体电路图。

在图10所示的输出电压检测电路11a中，在图7的二次绕组S1的一端IN1OUT和接地之间，连接有电容器C6和电容器C7的串联电路，在该连接点上连接有二极管D1的阳极和二极管D2的阴极。二极管D1的阴极经过电阻R2a连接到比较器COMP1的反相输入端子(用“-”表示)，在该反相输入端子上连接有电阻R3a和电容器C8的并联电路。

在输出电压检测电路11b中，在图7的二次绕组S2的一端IN2OUT与接地之间连接有电容器C9和电容器C10的串联电路，在该连接点上连接有二极管D3的阳极和二极管D4的阴极。二极管D3的阴极经过电阻R2b连接到比较器COMP1的同相输入端子(用“+”表示)，在该同相输入端子上连接有电阻R3b和电容器C11的并联电路。

在输出电压差检测电路13以及相位差控制量确定电路15中，电源Vcc将电源提供给比较器COMP1，并且在电源Vcc的正极上连接有电阻R4的一端、电阻R6的一端、电容器C12的一端以及晶体管(transistor)Q11的发射极(emitter)。在比较器COMP1的输出端子上连接有电阻R4的另一端、电阻R5的一端以及电阻R7的一端，电阻R5的另一端与电阻R6的另一端、电容器C12的另一端、以及晶体管Q11的基极连接。电阻R7的另一端连接在晶体管Q12的基极上，在该基极上连接有电阻R8和电容器C13的并联电路，发射极接地连接。

晶体管Q11的集电极(collector)经过电阻R9与电容器C5的一端、以及电流源CC1和电流源CC2的连接点连接。晶体管Q12的集电极经过电阻R10与电容器C5的一端、以及电流源CC1与电流源CC2的连接点连接。控制电路10a内的三角形波产生部104中，电流源CC1、电流源CC2和开关S1串联连接，在电流源CC1和电流源CC2的连接点、与接地之间连接有电容器C5。

接下来对图10所示的交流电源装置的各电路的动作进行说明。首先，在输出电力检测电路11a中，逆变器1c的输出电压V1(二次绕组S1的一端的电压)通过电容器C6和电容器C7的分割而被检测出来。所检测到的电压通过二极管D1被半波整流，通过电容器C8变平滑，然后输入到比较器COMP1的反相输入端子。

同样地，在输出电压检测电路11b中，逆变器1d的输出电压V2(二次绕组S2的一端的电压)通过电容器C9和电容器C10的分割而被检测出来。检测到的电压通过二极管D3被半波整流，通过电容器C11变平滑，然后输出到比较器COMP1的同相输入端子。

接着，在逆变器1c的输出电压V1比逆变器1d的输出电压V2要小的情况下，比较器COMP1输出H(高)电平，因此晶体管Q12导通，晶体管Q11截止。因此，电容器C5和电阻R10并联连接。即，变成图9(b)的三角形波产生部14b的状态，三角形波信号的上升时间变成比下降时间要长。

当通过该作用而使输出电压V1和输出电压V2的输出电压差为零时，比较器COMP1的两个输入差也变成零。

但是，由于比较器COMP1的增益(gain)大，因此比较器COMP1的输出成为以一定的占空比交替地重复H(高)电平和L(低)电平的状态，因此，晶体管Q11、Q12也以一定的占空比重复导通/截止。其结果为，通过负反馈动作流入到与控制电路10a连接的电容器C5、或者从电容器C5流出的电流的平均值成为一定，相位差也被控制成一定。

以上动作是晶体管Q11、Q12作为开关进行动作(D级动作)的情况下的说明，但是如果增大与晶体管Q11、Q12的基极连接的电容器C12、C13的电容，则晶体管Q11、Q12还能够进行模拟动作(A级动作)。在该情况下，当输出电压差为零时，晶体管Q11、Q12的集电极-发射极电压分别成为具有一定的饱和电压的平衡状态。

其结果为，流入与控制电路10a连接的电容器C5、或者从电容器C5流出的电流的平均值一定，相位差也被控制成一定。使用哪种方法都可以。

另外，在逆变器1c的输出电压V1比逆变器1d的输出电压V2大的情况下，比较器COMP1输出L电平，因此，晶体管Q11导通，晶体管Q12截止。因此，电容器C5经电阻R9与电源Vcc连接。即，变成图9(c)的三角形波产生部14c的状态，三角形波信号的下降时间比上升时间要长。

这样，根据两个逆变器1c、1d的输出电压V1、V2的电压差，能够控制两个驱动信号的自180度起的相位差。

图11是本发明的实施例1的变形例的时间图。电路图同样是图7。

在图11所示的变形例中，比较器102生成开关Q1、Q4的驱动信号，比较器103生成开关Q2、Q3的驱动信号。开关Q1～Q4的占空比相等，通过该占空比来进行电力控制。开关Q1和开关Q2的相位差、开关Q3和开关Q4的相位差大致为180度，因此，可通过各个逆变器容易地产生正弦波电压。

这样，根据实施例1的交流电源装置，控制电路10a控制开关Q1～Q4的占空比，从而控制对负载的输出电力，而且相位差控制量确定电路15控制相位差以使逆变器1c和逆变器1d的各自的输出电压均等化。即，通过控制开关Q1、Q3的占空比能够控制对负载7-1～7-n的输出电力，在两个逆变器输出电压产生了电压差的情况下，通过控制两个驱动信号的相位差能够减小电压差。因此，能够提供一种交流电源装置，其使用一个控制电路10a，能够使两个逆变器1c、1d的输出电压或输出电流均等化，而无需管理特殊的部件常数。

实施例2

图12是本发明的实施例2的交流电源装置的具体电路图。图12所示的实施例2在控制电路10b和开关Q1、Q2之间设置了延迟电路21a(第一延迟电路)，在控制电路10b和开关Q3、Q4之间设置了延迟电路21b(第二延迟电路)。

延迟电路21a根据来自相位差控制量确定电路15的相位差控制量，使来自延迟电路10b的驱动信号Q1g、Q2g延迟，然后提供给开关Q1、Q2。延迟电路21b根据来自相位差控制量确定电路15a的相位差控制量，使来自控制电路10b的驱动信号Q3g、Q4g延迟，然后提供给开关Q3、Q4。

另外，图12所示的交流电源装置的其他结构与图7所示的实施例1的交流电源装置的结构相同。

在实施例2中，控制电路10b根据通过电流检测电路17检测到的电流来控制开关Q1～Q4的占空比，从而能够控制输出电力。

另外，输出电压差检测电路13检测两个逆变器1c、1d的输出电压差，相位差控制量确定电路15a根据来自输出电压差检测电路13的输出电压差来确定相位差控制量，该相位差控制量表示使逆变器1c和逆变器1d中的哪一个逆变器的驱动信号延迟何种程度，根据所确定的相位差控制量来使延迟电路21a或者延迟电路21b中的某一方工作。进行了工作的延迟电路21a或者延迟电路21b进行来自控制电路10b的驱动信号的延迟。

这样，通过延迟电路21a、21b来控制两个驱动信号的相位，由此，能够减小两个逆变器1c、1d的输出电压差。

图13是本发明的实施例2的交流电源装置的延迟电路的具体电路图。在图13中，CLK(in)是来自控制电路10b的脉冲信号，Vcont是来自相位差控制量确定电路15a的信号电压(根据相位差控制量而线性变化的的直流电压)。

在CLK端子上连接有电阻R11的一端和电阻R12的一端，电阻R11的另一端连接在比较器COMP2的同相输入端子(用“+”表示)和电容器C14的一端上。电阻R12的另一端连接在晶体管Q13的基极以及电阻R13的一端上，发射极进行接地连接。晶体管Q13的集电极经电路R14连接在P型MOSFETQ14的栅极和电阻R15的一端上。电阻R15的另一端连接在MOSFETQ14的源极和Vcont端子上，MOSFETQ14的漏极与比较器COMP2的反相输入端子(用“-”表示)连接。MOSFETQ14用作信号的接通/断开开关。

在Vcont端子上连接有电阻R16的一端，电阻R16的另一端与运算放大器OPAMP的反相输入端子(用“-”表示)连接，运算放大器OPAMP的同相输入端子(用“+”表示)上连接有电压Vd，运算放大器OPAMP的输出端子连接在电阻R17的另一端和电阻R18的一端上。电阻R18的另一端与比较器COMP2的反相输入端子连接。比较器COMP2的CLK(OUT)是延迟电路的输出端子，被延迟的时钟信号作为延迟信号输出。

图14是表示来自相位差控制量确定电路的信号电压Vcont与延迟电路内的运算放大器的输出Vc之间的关系的图。图15是延迟电路内的时钟信号和延迟信号的时间图。

参照图13至图15来说明延迟电路的动作。首先，时钟脉冲CLK(in)通过电阻器R11和电容器C14被积分，积分后的信号被输出到比较器COMP2的同相输入端子，通过比较器COMP2与反相输入端子的电压Vb进行比较并延迟。这里，通过使基准电压Vb可变来调整延迟时间。

在输入时钟脉冲CLK(in)的期间，由于晶体管Q13和晶体管Q14导通，因此电压Vb如图15所示成为Vcont电压。另一方面，当时钟脉冲CLK(in)为0伏时，晶体管Q13和晶体管Q14截止，因此电压Vb如图15所示成为构成反相放大器的运算放大器OPAMP的输出电压Vc。

Vc电压是由运算放大器OPAMP将Vcont电压和基准电压Vd的差进行放大而得到的电压，如图14所示，Vc电压成为相对于Vcont电压具有负相关地成比例的特性。

在生成延迟电路21a的延迟信号Delay-1和延迟电路21b的延迟信号Delay-2的延迟时间的情况下，需要与时钟脉冲CLK(in)的脉冲宽度一致。如图15所示，延迟信号的脉冲的上升时的延迟时间可以通过Vcont电压调整。但是，当为了确定延迟信号的脉冲的下降时而使Vb电压为Vcont电压时，脉冲宽度会缩短。

阈值Vcont-1、Vc-1是同一电压(Vd)，阈值Vcont-2设定成比阈值Vcont-1、Vc-1高的电压。相对于时钟脉冲CLK(in)，延迟信号Delay-1变为相同脉冲宽度，但是当使进一步延迟过的延迟信号Delay-2在阈值Vcont-2时刻(timing)(Vc’)下降时，延迟信号Delay-2变成比时钟脉冲CLK(in)短的脉冲宽度。

因此，为了使延迟信号Delay-2的脉冲宽度与时钟脉冲CLK(in)一致，需要降低Vb电压、即Vc电压，形成比Vc-1小的Vc-2，使用具有预定的偏置(offset)电压的反相放大器来实现相对于图14所示的Vcont电压以负斜率成比例的Vc特性。

实施例3

图16是本发明的实施例3的交流电源装置的具体电路图。图7所示的实施例1的交流电源装置检测输出电压，根据输出电压的电压差来控制相位，但是图16所示的实施例3的交流电源装置的特征在于，检测输出电流，根据输出电流的电流差来控制驱动信号的相位。

图16所示的实施例3的交流电源装置相对于图7所示的实施例1的交流电源装置的结构删除了输出电压检测电路11a、11b，并且具有以下不同点。

在逆变器1g中，电流检测电路17a(第一电流检测电路)与变压器T1的二次绕组S 1串联连接，用于检测输出到放电灯7-1～7-n的一端的第一交流电流，将该第一交流电流输出到控制电路10a和输出电流差检测电路14。另外，在逆变器1h中，电流检测电路17b(第二电流检测电路)与变压器T2的二次绕组S2串联连接，用于检测输出到放电灯7-1～7-n的另一端的第二交流电路，将第二交流电流输出到输出电流差检测电路14。

输出电流差检测电路14检测来自电流检测电路17a的第一交流电流和来自电流检测电路17b的第二交流电流的电流差。相位差控制量确定电路15根据来自输出电流差检测电路14的电流差来确定相位差控制量。控制电路10a根据来自相位差控制量确定电路15的相位差控制量来控制两个驱动信号的相位差。

图17是图16所示的本发明的实施例3的交流电源装置的输出电流检测电路、输出电流差检测电路、相位差控制量确定电路以及控制电路的具体电路图。

图17所示的实施例3的交流电源装置相对于图10所示的实施例1的交流电源装置仅输出电流检测电路17a、17b的结构不同，因此对该部分的结构进行说明。

图17所示的输出电流检测电路17a相对于图10所示的输出电压检测电路11a的不同点在于，在IN1端子和接地之间连接有电阻R19a，在电阻R19a的一端连接有二极管D1的阳极和二极管D2的阴极。

根据该输出电流检测电路17a，输出电流(第一交流电流)从IN1端子经过电阻R19a流向接地，并且经二极管D1、电阻R2a、电阻R3a流向接地。因此，与输出电流对应的电压被施加在比较器COMP1的反相输入端子上。

另外，输出电流(第二交流电流)从IN2端子经过电阻R19b流向接地，并且，经过二极管D3、电阻R2b、电阻R3b流向接地。因此，与输出电流对应的电压被施加在比较器COMP1的同相输入端子上。

关于图17所示的输出电流差检测电路14、相位差控制量确定电路15以及控制电路10a的动作，由于构成与图10所示的各部分相同，因此，进行同样的动作。因此，通过控制驱动信号的电流差的相位能够减小电流差。所以，能够提供一种交流电源装置，其使用一个控制电路，能够使两个逆变器的输出电流均等化而无需管理特殊的部件常数。

实施例4

图18是本发明的实施例4的交流电源装置的具体电路图。图18所示的实施例4在控制电路10b和开关Q1、Q2之间设置了延迟电路21a(第一延迟电路)，在控制电路10b和开关Q1、Q2之间设置了延迟电路21b(第二延迟电路)。

延迟电路21a根据来自相位差控制量确定电路15a的相位差控制量，使来自控制电路10b的驱动信号Q1g、Q2g延迟，然后提供给开关Q1、Q2。延迟电路21b根据来自相位差控制量确定电路15a的相位差控制量，使来自控制电路10b的驱动信号Q3g、Q4g延迟，然后提供给开关Q3、Q4。

另外，图18所示的交流电源装置的其他结构与图16所示的实施例3的交流电源装置的结构相同。

在实施例4中，由于将实施例2的交流电源装置和实施例3的交流电源装置组合起来，因此，可以获得实施例2的交流电源装置的效果和实施例3的交流电源装置的效果。

根据本发明，控制电路控制第一开关单元的占空比从而来控制第一交流电力，控制第二开关单元的占空比从而来控制第二交流电力，相位差控制单元控制相位差，以使第一交流电力产生电路和第二交流电力产生电路各自的输出电力内的输出电压和输出电流中的至少一个均等化。即，通过控制开关的占空比能够控制对负载的输出电力，在两个逆变器输出电压或者输出电流产生了差的情况下，通过控制相位差能够减小电压差或者电流差。因此，能够提供一种交流电源装置，其使用一个控制电路，能够使两个逆变器的输出电压或输出电流均等化，而无需管理特殊的部件常数。

Claims (5)

1.一种交流电源装置，其特征在于，包括：

第一交流电力产生电路，其具有第一开关单元，并通过所述第一开关单元的接通/断开，基于第一直流电源的直流电压产生第一交流电压，并输出到负载的一端；

第二交流电力产生电路，其具有第二开关单元，并通过所述第二开关单元的接通/断开，基于所述第一直流电源的直流电压或者第二直流电源的直流电压，产生相对于所述第一交流电压具有大致180度的相位差的第二交流电压，并输出到所述负载的另一端；

控制电路，其控制所述第一开关单元的占空比从而控制第一交流电力，并相对于所述第一开关单元的接通/断开设置相位差地控制所述第二开关单元的占空比，从而控制第二交流电力；以及

相位差控制单元，其控制所述相位差，以使所述第一交流电力产生电路和所述第二交流电力产生电路各自的输出电力内的输出电压和输出电流中的至少一个均等化。

2.根据权利要求1所述的交流电源装置，其特征在于，

所述相位差控制单元具有：

第一电压检测电路，其检测输出到所述负载的一端的第一交流电压；

第二电压检测电路，其检测输出到所述负载的另一端的第二交流电压；

电压差检测电路，其检测来自所述第一电压检测电路的所述第一交流电压与来自所述第二电压检测电路的所述第二交流电压的电压差；以及

相位差控制量确定电路，其根据来自所述电压差检测电路的电压差来确定相位差控制量，

所述控制电路根据来自所述相位差控制量确定电路的相位差控制量来控制所述相位差。

3.根据权利要求1所述的交流电源装置，其特征在于，

所述相位差控制单元具有：

第一电压检测电路，其检测输出到所述负载的一端的第一交流电压；

第二电压检测电路，其检测输出到所述负载的另一端的第二交流电压；

电压差检测电路，其检测来自所述第一电压检测电路的所述第一交流电压与来自所述第二电压检测电路的所述第二交流电压的电压差；

相位差控制量确定电路，其根据来自所述电压差检测电路的电压差来确定相位差控制量，

第一延迟电路，其根据来自所述相位差控制量确定电路的相位差控制量，使来自所述控制电路的第一驱动信号延迟，然后提供给所述第一开关单元；以及

第二延迟电路，其根据来自所述相位差控制量确定电路的相位差控制量，使来自所述控制电路的第二驱动信号延迟，然后提供给所述第二开关单元。

4.根据权利要求1所述的交流电源装置，其特征在于，

所述相位差控制单元具有：

第一电流检测电路，其检测输出到所述负载的一端的第一交流电流；

第二电流检测电路，其检测输出到所述负载的另一端的第二交流电流；

电流差检测电路，其检测来自所述第一电流检测电路的所述第一交流电流与来自所述第二电流检测电路的所述第二交流电流的电流差；以及

相位差控制量确定电路，其根据来自所述电流差检测电路的电流差来确定相位差控制量，

所述控制电路根据来自所述相位差控制量确定电路的相位差控制量来控制所述相位差。

5.根据权利要求1所述的交流电源装置，其特征在于，

所述相位差控制单元具有：

第一电流检测电路，其检测输出到所述负载的一端的第一交流电流；

第二电流检测电路，其检测输出到所述负载的另一端的第二交流电流；

电流差检测电路，其检测来自所述第一电流检测电路的所述第一交流电流与来自所述第二电流检测电路的所述第二交流电流的电流差；

相位差控制量确定电路，其根据来自所述电流差检测电路的电流差来确定相位差控制量，

第一延迟电路，其根据来自所述相位差控制量确定电路的相位差控制量，使来自所述控制电路的第一驱动信号延迟，然后提供给所述第一开关单元；以及

第二延迟电路，其根据来自所述相位差控制量确定电路的相位差控制量，使来自所述控制电路的第二驱动信号延迟，然后提供给所述第二开关单元。

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