CN101563901B - 具有有限接收器带宽的宽带ofdm发送器的定位 - Google Patents

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Abstract

一种用于定位使用正交频分复用(OFDM)数字调制方式的无线发送器的系统。OFDM方式包括在跨越宽带信道的窄带频道上发送信号分量。系统包括第一接收系统，其配置成接收由待定位的第一无线发送器发送的在窄带频道的一部分内的信号分量的一部分，并处理信号分量的所述部分以得到与位置有关的测量。系统进一步至少包括第二接收系统，其配置成接收由第一无线发送器发送的信号分量的所述部分，并处理信号分量的所述部分以得到与位置有关的测量。系统还包括处理系统，其配置成使用来自第一和第二接收系统的与位置有关的测量来计算无线发送器的位置。

Description

具有有限接收器带宽的宽带OFDM发送器的定位
交叉引用
本申请要求2006年12月12日提交的标题为“Location of WidebandOFDM Transmitters with Limited Receiver Bandwidth”的美国专利号11/609,817的优先权，其由此通过引用被全部并入。
技术领域
本公开通常涉及无线通信的领域，尤其是涉及在无线通信网络的覆盖区域内的无线设备的定位。也称为移动台(MS)的无线设备包括例如在模拟或数字蜂窝系统、个人通信系统(PCS)、增强型专用移动无线电(ESMR)、广域网(WAN)和其它类型的无线通信系统中使用的那些设备。该领域现在通常称为无线定位，并且应用于无线E911、车队管理(fleetmanagement)、RF优化、安全和其它有价值的应用。
背景
A.无线定位
在1994年7月5日的美国专利号5,327,144“Cellular Telephone LocationSystem”中描述了关于无线定位系统的早期工作，该专利公开了使用到达时间差(TDOA)技术来定位蜂窝式电话的系统。这个和其它示例性专利(下面讨论)被转让给TruePosition公司，本发明的受让人。
‘144专利描述了可被称为上行链路到达时间差(U-TDOA)蜂窝式电话定位系统的内容。上述系统可配置成监控来自一个或多个蜂窝式电话的控制信道发送并使用中央或基于站(station-based)的处理来计算电话的地理位置。例如，在可用于逆向控制信道信号检测的基于站的处理中，以下列方式在小区站点(cell site)(或信号收集系统)执行互相关：对于在特定的第一小区站点的特定控制信道上接收的、可被认为是参考信号的每个“强”信号，该强信号首先应用于信号解码器，例如由蜂窝系统本身使用的信号解码器。该解码器使蜂窝信号解调以产生原始的数字比特流，数字比特流被调制以产生蜂窝信号。该数字比特流接着被小区站点系统调制，以在原始信号波形首先被蜂窝式电话发送时重建它。此重建的信号波形与在第一小区站点所接收的信号互相关。互相关产生峰值，根据该峰值，确切的到达时间可从峰值上的预定点计算出。第一小区站点系统接着在通信线上将解调的数字比特流和到达时间发送到中央站点。中央站点接着将解调的数字比特流和确切的到达时间发布到可能也收到蜂窝传输的其它小区站点。在每个这些其它第二、第三、第四等等的小区站点处，数字比特流被小区站点系统调制，以在原始信号波形首先被蜂窝式电话发送时重建它。此重建的信号波形在相同的时间间隔期间与在每个小区站点所接收的信号互相关。互相关可以或可以不产生峰值；如果产生峰值，则确切的到达时间(TOA)可从峰值上的预定点计算出。该TOA接着被发送到中央站点，且可计算特定的一对小区站点的延迟差或TDOA。该方法允许小区站点系统从非常弱的信号接收提取TOA信息，其中弱信号可在噪声水平之上或之下。对于在每个采样周期内在每个小区站点接收的每个强信号，该方法重复地应用于足够的小区站点对。每个信号的延迟对的结果接着被指派给位置计算算法。
TruePosition和其它公司(例如KSI公司)继续加强对原始发明概念的有效增强。下面讨论一些例子。
2000年4月4日的美国专利号6,047,192“Robust，Efficient，LocalizationSystem”是现有技术专利的另一例子，其描述了用于处理移动发送器信号以确定与位置相关的信号参数的类似过程(称为“匹配复制处理”)，这些参数可用于计算发送器位置。
另一示例性现有技术专利是2000年6月18日的美国专利号6,091,362“Bandwidth Synthesis for Wireless Location System”。该专利描述了提供定位信息的提高的精确性和较大的时间分辨率的系统和方法。在所述系统中，由无线电话发送的信号在多个信号收集站点被接收。为了提高定位信息的精确性，与以另外方式可得到的带宽相比，系统合成(synthesize)更大的带宽，因而合成了更大的时间分辨率。定位系统可发出命令来使无线发送器被定位以改变频道，且在跨越宽带宽的很多频率的每个频率处观察到发送信号的双差载波相位或TDOA。来自这些很多频率的相位测量被合并，以分辨内在的整数波长模糊。本发明可用于获得比将在蜂窝式电话定位应用中被互相关(在时域或频域中)的信号的一般带宽更大的带宽。
另一例子是2003年11月11日的美国专利号6,646,604″AutomaticSynchronous Tuning of Narrowband Receivers of a Wireless Location Systemfor Voice/Traffic Channel Tracking″。该专利描述了发送器定位方法，其包括在自动连续调谐工作模式期间对所接收的信号执行定位处理，其中窄带接收器被连续调谐，且与多个预定的RF信道协调。在这些信道中所关心的信号发送被数字记录并用在定位处理中。通过使定位记录与数据匹配来确定所定位的发送器的身份，该数据指示哪些无线反送器在相应于定位记录的时刻处在使用中，以及哪些小区站点和RF信道被每个无线发送器使用。
在图1中描述了上述类型的无线定位系统(WLS)的例子。如所示，系统包括4个主要子系统：信号收集系统(SCS)10、TDOA定位处理器(TLP)12、应用处理器14(AP)和网络操作控制台(NOC)16。每个SCS负责接收由无线发送器在控制信道和语音信道上发送的RF信号。通常，SCS(现在有时称为LMU或定位测量单元)优选地安装在无线载波的小区站点，并因而与基站并行操作。每个TLP12负责管理SCS10的网络并提供可用在定位计算中的数字信号处理(DSP)资源的集中库。SCS10和TLP12一起操作来确定无线发送器的位置。SCS10和TLP12都包括相当数量的DSP资源，且在这些系统中的软件可动态地操作来确定根据处理时间、通信时间、排队时间和成本中的折衷(tradeoff)而在哪里执行特定的处理功能。每个TLP12主要存在于中央，以减少实现WLS的总成本。此外，WLS可包括多个SCS区域，其中每个SCS区域包括多个SCS10。例如，“SCS区域1”包括位于相应的小区站点并与在那些小区站点处的基站共享天线的SCS 10A和10B。移除和插入单元11A和11B用于使部分T1/E1线通过接口连接到完整的T1/E1线，完整的T1/E1线又连接到数字访问和控制系统(DACS)13A。DACS 13A和另一DACS 13B以下面更充分描述的方式用于SCS 10A、10B等和多个TLP 12A、12B等之间的通信。如所示，一般通过以太网(骨干)和第二冗余的以太网来分配和互连TLP。也连接到以太网的是多个AP 14A和14B、多个NOC 16A和16B以及终端服务器15。路由器19A和19B用于将一个WLS连接到一个或多个其他无线定位系统。
B.发展无线标准和空中接口协议
在过去几年中，蜂窝工业增加了可由无线电话使用的空中接口协议的数量，增加了无线或移动电话可在其中工作的频带的数量，并扩展了涉及或关于移动电话的术语的数量以包括“个人通信服务”、“无线”等。现在用在无线工业中的空中接口系统包括AMPS、N-AMPS、TDMA、CDMA、GSM、TACS、ESMR、GPRS、EDGE、UMTS WCDMA等。UMTS是ETSI3GPP定义的宽带CDMA空中接口协议。该协议类似于在EIA/TIA IS-95中的CDMA协议或CDMA2000，但不需要基站的同步，并且还提供与GSM网络基础设施的高水平的互操作性。
正交频分复用(OFDM)是复用技术，其中给定的用户可被分配很多频道，在这些频道上用户将同时发送。复用方案在高多路径环境中提供高带宽效率和宽带无线通信。如在IEEE 802.11中定义的WiFi和如在IEEE802.16中定义的WiMax利用OFDM。预期IEEE 802.20(当被批准时)将利用OFDM。
具有可超过20MHz的带宽的第四代(4G)宽带OFDM信号的上行链路TDOA定位需要昂贵的接收器和信号处理硬件。SCS(或LMU)可能需要接收、采样、储存和处理这些宽带信号，使硬件比第三代(3G)信号例如占据3-5MHz带宽的UMTS或CDMA 2000 WCDMA信号所需要的明显更昂贵。如下面更详细描述的，本发明的目的是提供一种方法，其通过收集和处理发送信号的仅仅一部分来完成在宽带4G波形上的U-TDOA定位，减小所需带宽、存储器和在SCS/LMU中所需的数字信号处理，同时仍然获得高精确性。
概述
下列概述用于解释下面更详细描述的例证性实施方式的几个方面。该概述不意味着覆盖所公开的主题的所有发明性方面，它也不意味着限制下面陈述的权利要求的保护范围。
本发明的一个例证性实施方式采取用于定位使用正交频分复用(OFDM)数字调制方式的无线发送器的系统的形式。OFDM方式包括在跨越预定宽带信道的多个预定窄带频道上发送信号分量。系统包括第一接收系统，其配置成接收由待定位的第一无线发送器在预定窄带频道的一部分内发送的所述信号分量的一部分，并处理信号分量的所述部分以得到与位置有关的测量。系统进一步至少包括第二接收系统，其配置成接收由第一无线发送器发送的信号分量的所述部分，并处理信号分量的此所述部分以得到与位置有关的测量。系统还包括处理系统，其配置成使用来自第一和第二接收系统的与位置有关的测量来计算无线发送器的位置。
下面描述这里公开的实施方式的其它方面。
附图的简要说明
当结合附图阅读时，可更好地理解前述概述以及下面的详细描述。为了说明本发明的目的，在附图中示出了本发明的示例性结构；然而，本发明不限于所公开的特定方法和手段。在附图中：
图1示意性示出无线定位系统。
图2A和2B分别是在OFDM发送器和接收器中的信号处理的方框图。
图3示出与所发送的整个频谱比较的、由SCS或LMU处理的简化频谱。
图4示意性示出由例证性实施方式的SCS使用的示例性信号处理链(chain)。
图5是用于支持减少的信号带宽的更改的信号处理链的方框图。
图6是减少的信号的重建过程的方框图。
图7是减少的信号的基于站的定位过程的流程图。
图8A示出显示起因于两个信号分量的峰值、直接路径分量和起因于多路径反射的延迟分量的理想互相关函数。
图8B示出显示起因于两个信号分量的峰值的理想互相关函数(实线)以及显示使峰值不可区分的那些峰值的拖尾效应的带限互相关函数。
图8C示出显示起因于两个信号分量的峰值的理想互相关函数(实线)和带限互相关函数，其具有在图8B中示出的函数的4倍带宽，仍然显示一些拖尾效应，但增加的带宽使两个单独的峰值可区分。
图9示出具有在任何一段时间由SCS/LMU处理的小的切片(slice)的OFDM波形的全带宽，多个时间间隔用于覆盖OFDM波形带宽的大部分或全部。
图10示意性示出根据例证性实施方式用于定位OFDM发送器的无线定位系统。
例证性实施方式的详细描述
我们现在描述本发明的例证性或目前优选的实施方式。首先，我们提供概述，接着是更详细的描述。
A.概述
本发明可体现在各种形式中，例如，作为具有用于实施发明过程的可执行指令的系统、方法或计算机可读介质。例如，根据本发明的系统可实现为用于定位使用正交频分复用(OFDM)数字调制方式的无线发送器的系统。在图10中示意性示出例证性系统。OFDM方式包括在跨越宽带信道的多个窄带频道上发送信号分量。系统包括第一和第二接收系统(图10中的元件100和101)，其可采取在无线通信系统的基站收发器协同定位的SCS或LMU的形式，虽然这绝非是要求的。接收系统每个都配置成接收由待定位的无线发送器(图10中的元件120)发送的在窄带频道的一部分内的信号分量的一部分，并处理信号分量以得到与位置有关的测量。这些测量接着被提供给配置成使用与位置有关的测量来计算无线发送器的位置的处理系统(元件110)。处理系统可采取上面提到的类型的TLP的形式，虽然这不是要求的。
由接收系统得到的与位置有关的测量可包括到达时间差(TDOA)、到达时间(TOA)、到达角(AOA)、往返时间、功率的测量，或可用于计算无线发送器的位置的另一形式的测量。
由接收系统接收的窄带频道的部分可包括无线发送器在其中发送能量的至少一个导频信道，且接收系统可配置成使用导频信道中的信号分量来帮助信号采集和解调。而且，窄带频道的部分可不包括无线发送器在其中发送最低能量的防护信道。
接收系统每个都可包括射频(RF)滤波器，且它们优选地每个都配置成接收在与RF滤波器相一致的带宽内的信号分量。接收系统也可包括中频(IF)滤波器，并优选地配置成接收在与IF滤波器相一致的带宽内的信号分量。此外，接收系统每个都可包括以采样率为特征的模数转换器(ADC)，并优选地配置成接收在与采样率相一致的带宽内的信号分量。ADC可以用抽选之后的采样率为特征，且接收系统可配置成接收在与抽选之后的采样率相一致的带宽内的信号分量。接收系统也可包括用于储存表示所接收的信号分量的数据的可用存储器，并可配置成接收在与可用存储器相一致的带宽内的信号分量。接收系统也可包括以DSP处理量(throughput)为特征的数字信号处理器(DSP)，并可配置成接收在与DSP处理量相一致的带宽内的信号分量。
接收系统可配置成接收在与接收系统上的当前负载(current load)相一致的带宽内的信号分量。例如，在接收系统(例如SCS)内在时间上的任何点处可用的DSP处理的量可以是在系统上的定位处理负载的函数。如果负载恰好较低，且足够的DSP处理资源可用，则可处理所发送的带宽的较宽部分。然而，如果接收系统上的负载高，则处理所发送的带宽的较小部分以减少在DSP资源上的处理负载。
接收系统也可配置成调谐到多个信道，以从待定位的多个无线发送器接收信号。此外，接收系统可配置成调谐到多个选定信道，其中根据干扰水平确定选定信道。例如，较高的干扰可能降低接收系统(例如LMU)检测信号的能力，并可能减小所计算的位置的精确性。通常，比较适宜选择被其它发送器使用得最少的发送频谱的部分。通过在接收系统进行功率测量和/或使用网络中其它发送器所使用的信道的知识，可确定在发送信号的不同部分上的干扰水平。无线网络本身应了解频谱的使用。
选定信道可根据各种因素来确定，包括但不限于所接收的信号的测量和频谱的使用。
带宽合成过程也可有利地结合本发明使用。
而且，本发明的使用也可包括使用重新调谐频率捷变(agile)接收器的连续或随机模式来覆盖大部分或全部OFDM波形频谱。
此外，基于站或中央处理方法可有利地在实践本发明时使用。
B.仅使用发送频谱的一部分的具有TDOA的宽带OFDM发送器的定位
在大规模基础上配置和使用宽带无线通信基础设施。如在IEEE 802.11G中定义的有WiFi能力的设备能够使用大约20MHz的信号带宽以54mbp的速率进行通信。如在IEEE 802.16中定义的有WiMAX能力的设备能够使用大约20MHz的信号带宽以75mbp的速率进行通信。该宽带能力将允许无线设备使用较高的吞吐量应用。对于紧急情况和其它基于定位的服务，对这些移动设备需要强大的定位技术例如U-TDOA。
有时也称为离散多音调制(DMT)的正交频分复用(OFDM)基于频分复用(FDM)的原理，但常常用作数字调制方式。待发送的比特流分成一些并行的比特流，一般为几十个或数千个，且可用频谱被分成一些子信道，每个低速率比特流通过调制子载波、使用标准调制方式例如PSK、QAM等，在一个子信道上发送。子载波频率被选择成使得被调制的数据流彼此正交，意味着消除了子信道之间的串扰。通过使用很多缓慢调制的窄带信号而不是一个快速调制的宽带信号来简化信道均衡。OFDM的优点是其能够在没有复杂均衡滤波器的情况下处理恶劣的信道情况例如多路径和窄带干扰。如所提到的，OFDM发展成用于宽带数字通信系统的普及方案。
在OFDM中，子载波频率选择成使得被调制的数据流彼此正交，意味着消除了子信道之间的串扰，且不需要载波间防护频带。这极大地简化了发送器和接收器的设计，而没有对每个子信道的单独的滤波器，该滤波器在传统FDM中是需要的。正交性还允许接近Nyquist速率的高频谱效率。正交性也允许使用FFT算法的有效的调制器和解调器实现。虽然原理和一些好处自从二十世纪六十年代就是已知的，当今OFDM通过可有效地计算FFT的低成本数字信号处理部件的可用性而对宽带通信变得普遍。OFDM在接收器中需要精确的频率同步；任何不精确意味着子载波不再呈现为正交的，导致劣化的性能。
发送这些信号的设备的U-TDOA定位成为挑战，因为接收器需要捕获非常高带宽的信号，储存并处理它们。对具有20MHz带宽的信号执行U-TDOA定位所需的RF信号带宽、数字信号处理功率和存储器的要求可能6倍于利用具有3到5MHz的带宽的信号来定位第三代(3G)无线设备所需的要求。这些增加的要求可明显增加信号收集系统或LMU(术语SCS和LMU在这里可互换地使用)的成本和复杂性。
使用本发明的实施方式，通过只选择发送信号的频谱的一部分来实现宽带无线发送器的TDOA定位，这可由测量信号的SCS的可用能力支持。该能力包括接收器带宽的水平、信号采样率、DSP处理量和存储器。作为例子，SCS可配备有包含具有足够的带宽来支持3GPP UMTS波形(3-5MHz带宽)的滤波器的RF接收器、能够采样3-5MHz宽的信号的模数转换器、以及能够执行具有3-5MHZ带宽的信号的TDOA定位处理的数字信号处理资源和存储器，但SCS不能收集和处理全20MHz带宽信号。在这种情况下，可选择发送信号的连续部分，该部分具有在SCS的能力范围内的信号带宽。该信号抑制是可能的，因为宽带设备所发送的OFDM波形实际上由很多(例如256个)邻近的信道组成，这些信道可被单独解调并与信号的其余部分分离。为FFT效率而可被选择成2的幂次的一组64个信道可在TDOA定位计算中被处理。在直接序列扩频系统例如IS-95或UMTS中，这将不是可能的，因为没有方法从发送信号的小部分提取任何有意义的数据。频谱的小部分在没有信号的其余部分的情况下不能被解调，如在OFDM波形中。因为这些是高带宽信号，可使用如在‘144专利中定义的基于站的处理，因为这最小化所传输的数据的量，虽然信号数据可传输到用于中央相关处理的中央节点，也如在‘144专利中描述的。该技术适用于SCS的宽带和窄带实施方式。
在IEEE 802.16 WiMAX系统中使用的发送波形由256个信道组成。外部的55个信道是发送最低能量的防护信道。此外，存在帮助采集和解调信号的8个导频信道。用于处理的带宽的选择应包括很多导频信道，其通过全信道组被放置以帮助接收器正确地检测和解调信号。此外，由于保护信号包含几乎没有用的信号能量，保护信号是要排除的良好选择。信道组选择也可基于频谱的当前利用的知识，其中选择较少利用的频谱用于处理，以最小化干扰的可能性。选定的信道组也可选择成2或4的幂，以允许与FFT的高效复用。
发送的OFDM波形一般被构造为如图2A所示的。可如下概述该过程：
1.信息位用额外的冗余和奇偶校验位被编码，以允许接收器检测和校正误差(参考数字20)。
2.数据被交织成在较大的时间内分配冗余位，以允许误差校正代码中的冗余，从而校正所接收的信号质量中的短期劣化(参考数字21)。
3.编码位以基带采样数据形式被调制成PSK或QAM符号(参考数字22)。
4.一组(256个)PSK或QAM符号传递通过快速傅立叶逆变换(IFFT)，产生OFDM信号(参考数字23)。
5.数字信号接着使用数字到模拟转换器转换成模拟信号(参考数字24)。
6.信号转换成射频(RF)的频率，接着它被发送(参考数字25)。
一般OFDM接收器执行图2B所示的下列步骤。该过程本质上是发送器过程的颠倒：
1.RF信号被变频到基带，被滤波并被数字化(参考数字26和27)。这可包括：
a.模拟信号到中频(IF)或基带的变频的一个或多个级；
b.将模拟信号滤波到满足信号带宽和采样率的Nyquist标准的带宽；
c.使用模数转换器数字化基带或IF信号；
d.如果必要，IF到基带的数字下变频；以及
e.可能的额外数字滤波和对较低采样率的抽选。
2.接收器执行一组(256个)样本的FFT，这将OFDM信号转换成单信道高数据率信号(参考数字28)。
3.接收器解调PSK或QAM信号并输出编码位(参考数字29)。
4.信号被解交织(参考数字30)。
5.编码位被解码，提供原始的信息位(参考数字31)。
图3示出如何只选择OFDM信号的发送信道的一部分用于定位处理。
图4示出SCS的信号处理链。在本发明的例证性实施方式中，SCS具有来自连接到输入的天线的RF信号。这些RF信号可包含来自在基站发送器或其它干扰源的一些不希望的带外信号。RF滤波器40减小在有用信号的通带之外的不希望的信号的水平，同时允许通带信号以最低损耗传递到下一级。滤波后的RF信号接着被变频41到大约70MHz的IF频率。通过使用具有低于期望RF频率的大约70MHz的频率的正弦本地振荡器(LO)信号调制RF信号，来完成变频过程。这将使RF信号转换到大约70Hz的频率。调节LO频率将允许LO频率的不同部分在大约MHz处被调谐。在这种情况下，接收器RF信号的期望部分将被调谐到70MHz的中心频率。
IF信号接着传递通过IF滤波器42，以减小信号的带宽，使得它可容易地以满足Nyquist标准的速率被采样，以避免混淆现象。IF滤波器42具有5MHz的通带和70MHz的中心频率。可由一个或多个级联表面声波(SAW)滤波器组成的滤波器将在10MHz带宽之外的所有信号的功率电平相对于通带电平降低了75dB。选择这种类型的滤波器，因为很多收发器设计有70MHz IF频率，且具有5MHz通带的滤波器通常用在WCDMA和有线电视设备中。这些滤波器廉价且容易得到。使20MHz的较宽带宽通过可能需要定制的滤波器设计，并增加了SCS成本。滤波后的IF信号接着被具有60MSPS的采样率的模数转换器43采样。高采样率允许使用具有～12MSPS的输出信号采样率的数字下变频器。数字化信号接着传递通过下变频器44，其中数字信号过滤为小于5MHz的带宽，并从IF转换到基带。在该过程中，采样率也骤减到12MSPS。该骤减消除了冗余样本，减小了在DSP45上的处理负载。
来自减小过程频谱的最大节约是在存储器和DSP处理量中。当对具有48MHz的采样率的全20MHz信号执行TDOA测量时，相对具有12MHz的采样率的信号的5MHz部分，可比较所需的存储器和DSP吞吐量。通过执行由一个SCS所接收的信号与在另一SCS接收的参考信号的互相关，来进行TDOA测量，作为时间差的函数，如下所示。
y(τ)＝∑Nx(τ)r(n+τ)
其中x(n)是所接收的信号，r(n)是参考信号，以及N是在所接收的信号和参考信号中的样本的数量。
储存信号所需的存储器的尺寸以及执行所述相关的乘法的数量都是样本的数量的线性函数。如果所接收的数据和参考数据中的一个第二部分(one second)用于相关，则全信号将需要4千8百万样本的储存以及4千8百万次乘法来计算单个互相关值。减少的信号需要1千2百万样本的储存以及1千2百万次乘法来计算单个相关值。减少的信号只需要全信号的1/4存储器和DSP45功率。
图5示出在基于站的处理实现中初级SCS进行的解调和解码。因为由于处理频谱的缩减遗漏了很多基础数据，交织和解码的步骤是不可行的，并被消除，进一步减少了所需的处理。
1.RF信号被变频到基带，被滤拨并被数字化(参考数字50和51)。这可包括：
a.模拟信号到中频(IF)或基带的变频的一个或多个级；
b.将模拟信号滤波到满足信号带宽和采样率的Nyquist标准的带宽，
i.采样率比完全地采样20MHz信号所需的48MHz低得多；
ii.滤波器带宽可比使整个信号通过所需的20MHz小得多；
c.使用模数转换器来数字化基带或IF信号；
d.如果必要，IF到基带的数字下变频；以及
e.可能的额外数字滤波和对较低采样率的抽选。
2.对一组(64个)样本执行的FFT(参考数字52)。
3.解调为编码位的PSK或QAM信号(参考数字53)。
图6示出用于减少的信号的重建过程。
1.编码位以基带采样数据形式被调制成PSK或QAM符号(参考数字60)。
2.一组(256个)PSK或QAM符号传递通过快速傅立叶逆变换(IFFT)，产生OFDM信号(参考数字61)。
3.额外的特征应用于信号，例如相位校正(未示出)。
因此，用于简化波形的基于站的TDOA定位过程如图7所示：
1.初级SCS以及协同操作的SCS接收和数字化发送信号(参考数字70)：
a.接收信号的采样被同步以便于TDOA处理。
b.采样信号带宽和采样率可减小，因为只有一部分信号带宽将被处理。
2.初级SCS实现上面的解调步骤，这不包括解交织和误差校正解码，并且还测量其它信号特征，例如相位校正(参考数字71)。
3.编码位和特征数据传输到协同操作的SCS(参考数字72)。
4.初级和协同操作的SCS通过实现图6所示的步骤来重建参考基带信号(参考数字73)。
5.初级和协同操作的SCS执行相关处理来测量信号的到达时间差，并将TDOA测量发送到TLP(参考数字74)。
6.TLP计算位置(参考数字75)。
这里描述的概念不限于WiFi或WiMAX系统，而是适用于使用OFDM来通信的任何系统。本发明不限于为SCS定义的特定结构和/或实现。
可选的实施方式
上面方法的扩展允许使用较窄带前端来仅仅捕获如上所述的OFDM波形频谱的一部分，同时维持可使用由移动设备发送的较宽带波形来实现的提高的多路径分辨率。该扩展包括在一段时间间隔内如上所述对OFDM波形频谱的一部分采样，接着重新调谐频率捷变接收器以在下一时间间隔内对OFDM波形频谱的不同部分采样，然后继续该过程以获得OFDM波形频谱的多个切片(slice)(直到用一系列窄带样本覆盖整个OFDM波形频谱)。可用连续或随机模式执行该重新调谐，以覆盖OFDM波形带宽的大部分或全部。这在图9中示出。(也见2003年11月11日的美国专利号6,646,604″Automatic Synchronous Tuning of Narrowband Receivers of aWireless Location System for Voice/Traffic Channel Tracking″，其由此通过引用被全部并入。)
在用于测量TDOA值的互相关函数中求解多路径分量的能力被所使用的信号的带宽限制。当存在直接路径信号和在时间上极接近地到达的延迟信号时，使用无限带宽信号的理想相关函数将导致可容易分辨的两个峰值，如图8A所示。当带限信号用于产生互相关函数时，这些峰值被平滑函数“拖尾”，该平滑函数的宽度与信号的带宽的倒数成比例。当该带宽倒数比到达信号之间的间隔宽时，它们变得不可辨别，如图8B所示。然而，如果该带宽倒数比到达信号之间的间隔窄，则相关函数中的峰值可容易辨别，虽然仍被拖尾，如图8C所示，其中带宽4倍于图8B中信号的带宽。辨别不同信号到达的能力允许选择直接路径信号。这提供了更精确的TDOA测量，直接减小了位置估计的误差。
可实现较宽带宽互相关函数的这个优点，而不同时增加对全带宽取样的成本，这需要较宽带前接收器、较高采样率A/D转换器、更多的存储器以及处理功率。作为替代，可储存一系列窄带样本，且可使用在2000年7月18日的美国专利号6,091,362″Bandwidth Synthesis for Wireless LocationSystem″中描述的带宽合成处理来实现较宽带宽互相关函数的优点，该专利由此通过引用被全部并入。
在跳频波形例如GSM中，通过执行带宽合成得到的优点可在某种程度上被如下事实限制：采样频率的间隔通常不是连续的，并可能实际上相当稀疏。该稀疏的间隔导致合成的互相关函数中的模糊，该模糊可能未被成功地分辨。在本实施方式中，OFDM波形占据一组大的连续的频谱，其使用频谱的一系列较窄的切片被采样。这确保这些切片在频率上彼此相邻(见图9)，允许带宽合成过程产生不包含模糊的合成互相关函数。
C.结论
本发明的真正范围不限于这里公开的目前优选的实施方式。例如，无线定位系统的目前优选的实施方式的前述公开使用解释性术语，例如信号收集系统(SCS)、TDOA定位处理器(TLP)、应用处理器(AP)、定位测量单元(LMU)等，其不应被解释为限制下列权利要求的保护范围，或另外暗示无线定位系统的发明范围被限制到所公开的特定方法和装置。而且，本领域技术人员应理解，这里公开的很多发明方面可应用在不基于TDOA技术的定位系统中。例如，本发明不限于使用被如上所述构造的SCS的系统。SCS、TLP等本质上是可编程数据收集和处理设备，其可采取各种形式而不偏离这里公开的发明概念。给定数字信号处理和其它处理功能的快速降低的成本，可能容易例如将特定功能的处理从这里所述的一个功能元件(例如TLP)转移到另一功能元件(例如SCS)，而不改变系统的发明性操作。在很多情况下，这里所述的实现(即，功能元件)的位置仅仅是设计者的偏好，而不是硬性要求。因此，除非它们可能被明确地如此限制，否则下列权利要求的保护范围不意味着限制到上面描述的特定实施方式。

Claims (51)

1.一种用于定位使用正交频分复用(OFDM)数字调制方式的无线发送器的系统，其中所述正交频分复用方式包括在跨越宽带信道的多个窄带频道上发送信号分量，所述系统包括：
第一接收系统，其配置成接收由待定位的第一无线发送器在所述窄带频道的一部分内发送的所述信号分量的一部分，并处理所述信号分量的所述部分以得到与位置有关的测量，其中所述窄带频道的所述部分包括至少一个导频信道，在所述至少一个导频信道中所述第一无线发送器发送能量，且其中所述第一接收系统配置成使用所述导频信道中的信号分量以帮助信号采集和解调；其中所述第一接收系统还配置成：
将在所述第一接收系统处接收的信号分量的所述部分转换成第一数字基带OFDM信号；
执行所述第一数字基带OFDM信号的快速傅立叶变换FFT；
对所述FFT的输出进行解调以产生编码位；
对所述编码位依次执行调制和快速傅立叶逆变换以产生重建的第一数字基带OFDM信号；
将所述重建的第一数字基带OFDM信号与所述第一数字基带OFDM信号进行相关以确定在所述第一接收系统处接收的所述信号分量的第一到达时间；
第二接收系统，其配置成接收由所述第一无线发送器发送的所述信号分量的所述部分，并处理所述信号分量的所述部分以得到与位置有关的测量，其中所述第二接收系统配置成使用所述导频信道中的信号分量来帮助信号采集和解调；其中所述第二接收系统还配置成：
将在所述第二接收系统处接收的信号分量的所述部分转换成第二数字基带OFDM信号；
接收由所述第一接收系统产生的所述编码位；
对所述编码位依次执行调制和快速傅立叶逆变换来产生所述重建的第一数字基带OFDM信；
将所述重建的第一数字基带OFDM信号与所述第二数字基带OFDM信号进行相关以确定在所述第二接收系统处接收的所述信号分量的第二到达时间；以及
处理系统，其操作性地连接到所述第一接收系统和所述第二接收系统，其中所述处理系统配置成使用来自所述第一接收系统和所述第二接收系统的与位置有关的测量，包括所述第一到达时间和所述第二到达时间，来计算所述第一无线发送器的位置。
2.如权利要求1所述的系统，其中由所述第一接收系统和所述第二接收系统得到的所述与位置有关的测量包括到达时间差(TDOA)测量。
3.如权利要求1所述的系统，其中由所述第一接收系统和第二接收系统得到的所述与位置有关的测量包括到达时间(TOA)测量。
4.如权利要求1所述的系统，其中由所述第一接收系统和所述第二接收系统得到的所述与位置有关的测量包括到达角(AOA)测量。
5.如权利要求1所述的系统，其中由所述第一接收系统和所述第二接收系统得到的所述与位置有关的测量包括往返时间测量。
6.如权利要求1所述的系统，其中由所述第一接收系统和所述第二接收系统得到的所述与位置有关的测量包括所接收的功率测量。
7.如权利要求1所述的系统，其中所述窄带频道的所述部分不包括防护信道，在所述防护信道中所述第一无线发送器发送最低能量。
8.如权利要求1所述的系统，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统每个都包括射频(RF)滤波器，且其中所述第一接收系统和所述第二接收系统每个都配置成接收在与所述射频滤波器相一致的带宽内的信号分量。
9.如权利要求1所述的系统，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统每个都包括中频(IF)滤波器，且其中所述第一接收系统和所述第二接收系统每个都配置成接收在与所述中频滤波器相一致的带宽内的信号分量。
10.如权利要求1所述的系统，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统每个都包括以采样率为特征的模数转换器(ADC)，且其中所述第一接收系统和所述第二接收系统每个都配置成接收在与所述采样率相一致的带宽内的信号分量。
11.如权利要求10所述的系统，其中所述模数转换器进一步以抽选之后的采样率为特征，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统配置成接收在与所述抽选之后的采样率相一致的带宽内的信号分量。
12.如权利要求1所述的系统，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统每个都包括用于储存表示所接收的信号分量的数据的可用存储器，且其中第一接收系统和所述第二接收系统配置成接收在与所述可用存储器相一致的带宽内的信号分量。
13.如权利要求1所述的系统，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统每个都包括以数字信号处理器的处理量为特征的数字信号处理器(DSP)，且其中所述第一接收系统和所述第二接收系统配置成接收在与所述数字信号处理器的处理量相一致的带宽内的信号分量。
14.如权利要求1所述的系统，其中所述第一接收系统配置成接收在与所述第一接收系统上的当前负载相一致的带宽内的信号分量，且所述第二接收系统配置成接收在与所述第二接收系统上的当前负载相一致的带宽内的信号分量。
15.如权利要求1所述的系统，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统配置成调谐到多个信道，以从待定位的多个无线发送器接收信号。
16.如权利要求1所述的系统，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统配置成调谐到多个选定信道，其中根据干扰水平确定所述选定信道。
17.如权利要求16所述的系统，其中根据所接收信号的测量确定所述选定信道。
18.如权利要求16所述的系统，其中根据频谱的使用确定所述选定信道。
19.如权利要求1所述的系统，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统配置成收集用于带宽合成的频谱的多个切片。
20.如权利要求1所述的系统，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统配置成使用重新调谐频率捷变接收器的连续模式来覆盖正交频分复用波形频谱的大部分。
21.如权利要求1所述的系统，其中所述系统配置成使用带宽合成过程来提供互相关函数中的增加的分辨率，以减小多路径延迟扩展。
22.如权利要求1所述的系统，其中所述系统配置成使用基于站的处理方法。
23.如权利要求1所述的系统，其中所述第一接收系统或所述第二接收系统包括用于执行正交频分复用接收和解调处理的装置。
24.如权利要求1所述的系统，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统包括窄带接收器。
25.如权利要求1所述的系统，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统包括宽带接收器。
26.一种用于定位使用正交频分复用(OFDM)数字调制方式的无线发送器的方法，其中所述正交频分复用方式包括在跨越宽带信道的多个窄带频道上发送信号分量，所述方法包括：
在第一接收系统处，接收由待定位的第一无线发送器在所述窄带频道的一部分内发送的所述信号分量的一部分，并处理所述信号分量的所述部分以得到与位置有关的测量，其中在所述第一接收系统处的处理包括：
将在所述第一接收系统处接收的信号分量的所述部分转换成第一数字基带OFDM信号；
执行所述第一数字基带OFDM信号的快速傅立叶变换FFT；
对所述FFT的输出进行解调以产生编码位；
对所述编码位依次执行调制和快速傅立叶逆变换以产生重建的第一数字基带OFDM信号；
将所述重建的第一数字基带OFDM信号与所述第一数字基带OFDM信号进行相关以确定在所述第一接收系统处接收的所述信号分量的第一到达时间；
在第二接收系统处，接收由所述第一无线发送器发送的所述信号分量的所述部分，并处理所述信号分量的所述部分以得到与位置有关的测量，其中在所述第二接收系统处的处理包括：
将在所述第二接收系统处接收的信号分量的所述部分转换成第二数字基带OFDM信号；
接收由所述第一接收系统产生的所述编码位；
对所述编码位依次执行调制和快速傅立叶逆变换来产生所述重建的第一数字基带OFDM信号；
将所述重建的第一数字基带OFDM信号与所述第二数字基带OFDM信号进行相关以确定在所述第二接收系统处接收的所述信号分量的第二到达时间；以及
处理来自所述第一接收系统和所述第二接收系统的所述与位置有关的测量，包括所述第一到达时间和所述第二到达时间，来计算所述第一无线发送器的位置；
其中所述窄带频道的所述部分包括至少一个导频信道，在所述至少一个导频信道中所述第一无线发送器发送能量，且其中所述第一接收系统和所述第二接收系统使用所述导频信道中的信号分量以帮助信号采集和解调。
27.如权利要求26所述的方法，其中所述与位置有关的测量包括到达时间差(TDOA)测量。
28.如权利要求26所述的方法，其中所述与位置有关的测量包括到达时间(TOA)测量。
29.如权利要求26所述的方法，其中所述与位置有关的测量包括到达角(AOA)测量。
30.如权利要求26所述的方法，其中所述与位置有关的测量包括往返时间测量。
31.如权利要求26所述的方法，其中所述与位置有关的测量包括所接收的功率测量。
32.如权利要求26所述的方法，其中所述窄带频道的所述部分包括至少一个导频信道，在所述至少一个导频信道中所述第一无线发送器发送能量，且其中所述导频信道中的信号分量用于帮助信号采集和解调。
33.如权利要求26所述的方法，其中所述窄带频道的所述部分不包括防护信道，在所述防护信道中所述第一无线发送器发送最低能量。
34.如权利要求26所述的方法，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统每个都包括射频(RF)滤波器，且其中所述方法包括接收在与所述射频滤波器相一致的带宽内的信号分量。
35.如权利要求26所述的方法，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统每个都包括中频(IF)滤波器，且其中所述方法包括接收在与所述中频滤波器相一致的带宽内的信号分量。
36.如权利要求26所述的方法，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统每个都包括以采样率为特征的模数转换器(ADC)，且其中所述方法包括接收在与所述采样率相一致的带宽内的信号分量。
37.如权利要求36所述的方法，其中所述模数转换器进一步以抽选之后的采样率为特征，其中所述方法包括接收在与所述抽选之后的采样率相一致的带宽内的信号分量。
38.如权利要求26所述的方法，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统每个都包括用于储存表示所接收的信号分量的数据的可用存储器，且其中所述方法包括接收在与所述可用存储器相一致的带宽内的信号分量。
39.如权利要求26所述的方法，其中所述第一接收系统和所述第二接收系统每个都包括以数字信号处理器的处理量为特征的数字信号处理器(DSP)，且其中所述方法包括接收在与所述数字信号处理器的处理量相一致的带宽内的信号分量。
40.如权利要求26所述的方法，其中所述方法包括在所述第一接收系统处接收在与所述第一接收系统上的当前负载相一致的带宽内的信号分量。
41.如权利要求26所述的方法，其中所述方法包括在所述第一接收系统和所述第二接收系统处，调谐到多个信道，以从待定位的多个无线发送器接收信号。
42.如权利要求26所述的方法，其中所述方法包括在所述第一接收系统和所述第二接收系统处，调谐到多个选定信道，其中根据干扰水平确定所述选定信道。
43.如权利要求42所述的方法，其中根据所接收信号的测量确定所述选定信道。
44.如权利要求42所述的方法，其中根据频谱的使用确定所述选定信道。
45.如权利要求26所述的方法，其中所述方法进一步包括在所述第一接收系统和所述第二接收系统处，收集用于带宽合成的频谱的多个切片。
46.如权利要求26所述的方法，其中所述方法进一步包括在所述第一接收系统和所述第二接收系统处，使用重新调谐频率捷变接收器的连续模式来覆盖正交频分复用波形频谱的大部分。
47.如权利要求26所述的方法，其中所述方法进一步包括在所述第一接收系统和所述第二接收系统处，使用带宽合成过程来提供互相关函数中的增加的分辨率，以减小多路径延迟扩展。
48.如权利要求26所述的方法，进一步包括使用基于站的处理方法。
49.如权利要求26所述的方法，其中所述方法进一步包括在所述第一接收系统和所述第二接收系统处，执行正交频分复用接收和解调处理。
50.如权利要求26所述的方法，其中所述方法进一步包括在所述第一接收系统和所述第二接收系统处，使用窄带接收器。
51.如权利要求26所述的方法，其中所述方法进一步包括在所述第一接收系统和所述第二接收系统处，使用宽带接收器。
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