KR20090109088A - 한정된 수신기 대역폭을 갖는 광대역 ｏｆｄｍ 송신기의 위치결정 - Google Patents

한정된 수신기 대역폭을 갖는 광대역 ｏｆｄｍ 송신기의 위치결정 Download PDF

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Abstract

일 예시적인 실시예는 OFDM 디지털 변조 방식을 적용하는 무선 송신기들을 위치결정하기 위한 시스템의 형태를 취한다. 상기 OFDM 방식은 광대역 채널에 걸쳐 있는 협대역 주파수 채널들 상에서 신호 성분들을 송신하는 것을 포함한다. 상기 시스템은 협대역 주파수 채널들의 일부분에 위치결정되는 제 1 무선 송신기에 의해 송신된 신호 성분들의 일부분을 수신하고, 위치 관련 측정치들 도출하기 위해 신호 성분들의 일부분을 프로세싱하도록 구성된 제 1 수신 시스템을 포함한다. 상기 시스템은 상기 제 1 무선 송신기에 의해 송신되는 신호 성분들의 일부분을 수신하고, 위치 관련 측정을 도출하기 위해 상기 신호 성분들의 일부분을 프로세싱하도록 구성된 적어도 제 2 수신 시스템을 더 포함한다. 상기 시스템은 또한 무선 송신기의 위치를 계산하기 위해 상기 제 1 및 제 2 수신 시스템들로부터 위치 관련 측정치들을 사용하도록 구성된 프로세싱 시스템을 포함한다.

Description

한정된 수신기 대역폭을 갖는 광대역 ＯＦＤＭ 송신기의 위치결정{LOCATION OF WIDEBAND OFDM TRANSMITTERS WITH LIMITED RECEIVER BANDWIDTH}
본원은 여기에 전체가 참조로 통합된 "Location of Wideband OFDM Transmitters with Limited Receiver Bandwidth"의 명칭으로 2006년 12월 12일자로 출원된 미국 특허 출원 제 11/609,817 호에 대한 우선권을 청구한다.
본 발명은 일반적으로 무선 통신 분야에 관한 것이며, 특히 무선 통신 네트워크의 커버리지 영역 내의 무선 장치의 위치결정(location)에 관한 것이다. 이동국(mobile station; MS)으로도 언급되는 무선 장치는 PCS, ESMR(enhanced specialized mobile radio), WAN, 및 기타 유형의 무선 통신 시스템들과 같은 디지털 셀룰러 또는 아날로그 시스템에서 사용되는 것들을 포함한다. 이 분야는 현재 무선 위치결정(wireless location)으로서 알려져 있고, 무선 E911을 위한 애플리케이션, 물류 관리(fleet management), RF 최적화, 보안, 및 기타 가치가 있는 애플리케이션을 갖는다.
A. 무선 위치결정
무선 위치결정 시스템에 관한 종래의 연구는 TDOA(time difference of arrival; 도달 시간차) 기술을 사용하여 셀룰러 전화를 위치결정하기 위한 시스템 을 개시한 "Cellular Telephone Location Systme"의 명칭의 미국 특허 제 5,327,144 호(1994년 7월 5일)에 기재된다. 이것, 및 다른 예시적인 특허들(이하 기재됨)은 본 발명의 양수인인 트루 포지션 인크.로 양수되었다.
'144 특허는 U-TDOA(uplink-time-difference-of-arrival) 셀룰러 전화 위치결정 시스템으로서 언급될 수 있는 것을 기재한다. 기재된 시스템은 하나 이상의 셀룰러 전화들로부터 제어 채널 송신을 감시하고, 전화(들)의 지리적 위치(들)을 계산하기 위한 중앙 또는 기지국 기반 프로세싱을 사용하도록 구성될 수 있다. 예를 들면, 역방향 제어 채널 신호 탐색을 위해 적용될 수 있는 기지국 기반 프로세싱에서, 교차 상관(cross-correlation)은 다음의 방식으로 셀 사이트(cell site)(또는 신호 수집 시스템)에서 수행된다. 특정한 제 1 셀 사이트에서 특정 제어 채널 상에서 수신되는 참조 신호(reference signal)로서 고려될 수 있는 각각의 "강한(strong)" 신호에 대해, 상기 강한 신호는 그 자체로 셀룰러 시스템에 의해 사용되는 것으로서 신호 디코더에 먼저 적용된다. 이 디코더는 셀룰러 신호를 생성하기 위해 변조된 원래 디지털 비트 스트림을 생성하도록 셀룰러 신호를 복조한다. 이후에 이 디지털 비트 스트림은 셀룰러 전화에 의해 먼저 송신된 원래 신호 파형을 재구성하기 위해 셀 사이트 시스템에 의해 변조된다. 이 재구성된 신호 파형은 제 1 셀 사이트에서 수신된 신호에 대해 교차 상관된다. 이 교차 상관은 피크를 생성하고, 도달의 정확한 시간은 상기 피크(peak) 상에서 미리 정해진 지점으로부터 계산될 수 있다. 이후에 제 1 셀 사이트 시스템은 복조된 디지털 비트 스트림 및 도달 시간을 통신 회선 상에서 중앙 사이트로 송신한다. 이후에 중앙 사이트는 복 조된 디지털 비트 스트림 및 도달의 정확한 시간을 또한 셀룰러 송신을 수신했을 것 같은 다른 셀 사이트들에 분배한다. 이들과 다른 제 2, 제 3, 제 4, 등의 각각의 셀 사이트들에서, 디지털 비트 스트림은 셀룰러 전화에 의해 먼저 송신되었던 원래 신호 파형을 재구성하기 위해 셀 사이트 시스템에 의해 변조된다. 이 재구성된 신호 파형은 동일한 시간 기간 동안 각각의 셀 사이트에서 수신된 신호에 대해 교차 상관된다. 이 교차 상관은 피크를 생성하거나 그러지 못할 수 있다. 만일 피크가 생성되면, 정확한 TOA(time of arrival; 도달 시간)가 피크 상에서 미리 정해진 지점으로부터 계산될 수 있다. 이후에 이 TOA는 중앙 사이트로 송신되고, 셀 사이트들의 특정 쌍에 대한 지연 차, 또는 TDOA가 계산될 수 있다. 이 방법은 셀 사이트 시스템이 현저하게 약한 신호 수신으로부터 TOA 정보를 검출하게 하고, 여기서 상기 약한 신호는 잡음 레벨 이상 또는 이하일 수 있다. 이 방법은 각각의 샘플 기간 동안 각각의 셀 사이트에서 수신된 각각의 강한 신호에 대해서 셀 사이트들의 충분한 쌍들에 반복적으로 적용된다. 이후에 각각의 신호에 대한 지연 쌍들의 결과들은 위치 계산 알고리즘으로 유도된다.
트루포지션 및 다른 회사들(예컨대, KSI, Inc)은 계속해서 원래의 창의적인 개념에 대해 상당한 개선점을 개발하여 왔다. 일부 예시들은 이하 기재된다.
"Robust, Efficient, Localization System"의 명칭의 미국 특허 제 6,047,192 호(2000년 4월 4일)는 송신기 위치를 계산하기 위해 적용될 수 있는 위치 관련 신호 파라미터들을 판단하기 위해 이동 송신기 신호들을 프로세싱하기 위한 유사 프로세스("matched-replica processing"으로 언급됨)를 기재한 종래의 특 허의 다른 예시이다.
다른 예시적인 종래의 특허는 "Bandwidth Synthesis for Wireless Location System"의 명칭의 미국 특허 제 6,091,362 호(2000년 7월 18일)이다. 이 특허는 위치 정보의 향상된 정확도, 및 더 큰 시간 분해능(resolution)을 제공하는 시스템 및 프로세스를 기재한다. 기재된 시스템에서, 무선 전화들에 의해 송신된 신호들은 복수의 신호 수집 사이트들에서 수신된다. 위치 정보의 정확도를 향상시키기 위해, 시스템은 더 큰 대역폭을 합성하고, 및 이에 따라 다른 방법으로 이용가능할 수 있는 것보다 더 큰 시간 분해능을 결과한다. 위치결정 시스템은 무선 송신기가 주파수 채널들을 변경하도록 위치결정되게 하거나, 송신된 신호의 2배 차이의 반송파 위상을 변경하도록 위치결정되게 하고, 또는 TDOA는 광 대역폭에 걸친 다수의 주파수들 각각에서 관찰된다. 이들로부터의 위상 측정 데이터는 고유의 정수 파장 모호성(integer-wavelength ambiguity)을 분석하기 위해 결합된다. 본 발명은 셀룰러 전화 위치결정 애플리케이션에서 (시간 또는 주파수 영역 중 하나에서) 교차 상관되는 신호들의 통상의 대역폭보다 큰 대역폭을 획득하도록 이용될 수 있다.
다른 예시는, "Automatic Synchronous Tuning of Narrowband Receivers of a Wireless Location System for Voice/Traffic Channel Tracking"의 명칭의 미국 특허 제 6,646,604 호(2003년 11월 11일)이다. 이 특허는 동작의 자동적인 연속적인 동조(tuning) 모드 동안 수신된 신호들 상의 위치 결정 프로세싱을 수행하는 것을 수반하는 송신기 위치 결정 방법을 기재하고, 여기서 협대역 수신기들은 연속적으로 동조되고, 복수의 미리 정해진 RF 채널들로 일치된다. 이 채널들에서 관심 있는 신호 송신들은 디지털로 기록되고, 위치 결정 프로세싱에서 사용된다. 위치 결정된 송신기(들)의 정체(identity)는 무선 송신기들이 위치 기록에 대응하는 시간에서 사용된 것을 나타내는 데이터, 및 셀 사이트들과 RF 채널들이 각각의 무선 송신기에 의해 사용되었던 것을 나타내는 데이터를 위치 기록에 맞추어보는 것에 의해 판단된다.
상기 기재된 종류의 WLS(wireless location system; 무선 위치결정 시스템)의 예시는 도 1에 도시된다. 도시된 바와 같이, 이 시스템은 4개의 주요 하부 시스템, 즉 SCS(Signal Collection System; 신호 수집 시스템)들(10), TLP(TDOA Location Processor; TDOA 위치결정 프로세서)들(12), AP(Application Processor; 애플리케이션 프로세서)들(14), 및 NOC(Network Operations Console; 네트워크 동작 콘솔)(16)을 포함한다. 각각의 SCS는 제어 채널과 음성 채널 모두에서 무선 송신기들에 의해 송신되는 RF 신호들을 수신할 책임이 있다. 일반적으로, SCS(현재 종종, LMU, 또는 위치 측정 유닛(Location Measuring Unit)으로 언급됨)는 무선 통신 사업자의 셀 사이트에서 우선적으로 설치되고, 이에 따라 기지국에 대해 병렬로 동작한다. 각각의 TLP(12)는 SCS들(10)의 네트워크를 관리하고, 위치 계산에서 사용될 수 있는 DSP(digital signal processing) 자원들의 중앙화된 풀(pool)을 제공할 책임이 있다. SCS들(10) 및 TLP들(12)은 무선 송신기들의 위치를 판단하기 위해 함께 동작한다. SCS들(10) 및 TLP들(12) 모두는 DSP 자원들의 상당량을 포함하고, 이 시스템들에서 소프트웨어는 프로세싱 시간, 통신 시간, 큐잉(queing) 시간, 및 비용의 고려(tradeoff)에 기초하여 특정 프로세싱 기능을 어디서 수행할지 동적으 로 판단하도록 동작할 수 있다. 각각의 TLP(12)는 주로 중심적으로 WLS를 구현하기 위한 전체 비용을 감소시키기 위해 존재한다. 게다가, WLS는 복수의 SCS 영역들을 포함할 수 있고, 이들 각각은 다수의 SCS들(10)을 포함한다. 예를 들면, "SCS 영역 1"은 각각의 셀 사이트들에서 위치되는 SCS들(10A, 10B)을 포함하고, 이 셀 사이트들에서 안테나들을 기지국들과 공유한다. 탈락(drop) 및 삽입 유닛들(11A, 11B)은 차례로 DACS(digital access and control system; 디지털 접속 및 제어 시스템; 13A)에 결합되는 전체 T1/E1 선들에 부분적인 T1/E1 선들을 인터페이스 하기 위해 사용된다. DACS(13A) 및 다른 DACS(13B)는 SCS들(10A, 10B 등)과 다수의 TLP들(12A, 12B 등) 사이의 통신을 위해 아래에 더 상세한 방식으로 기재된다. 도시된 바와 같이, TLP들은 통상적으로 이더넷 네트워크(백본), 및 제 2의 여분의 이더넷 네트워크를 통해 배치되고 상호접속된다. 또한 이더넷 네트워크들에 결합된 것은 다중 AP(14A 및 14B), 다중 NOC(16A 및 16B), 및 터미널 서버(15)이다. 라우터(Routers)(19A 및 19B)는 하나의 WLS을 하나 이상의 다른 무선 위치결정 시스템(들)과 연결하는데 사용된다.
B. 진화하는 무선 표준들 및 공중 인터페이스 프로토콜들
지난 수년동안, 셀룰러 산업은 무선 전화에 의한 사용을 위해 가용한 공중 인터페이스 프로토콜들의 수가 증가되었고, 무선 또는 이동 전화들이 동작할 수 있는 주파수 대역들의 수가 증가되었으며, 이동 전화를 언급하거나 이에 관한 단어들의 수가 "개인용 통신 서비스", "무선" 등을 포함하도록 확장되었다. 현재 무선 산 업에서 사용되는 공중 인터페이스 프로토콜은 AMPS, N-AMPS, TDMA, CDMA, GSM, TACS, ESMR, GPRS, EDGE, UMTS WCDMA, 및 그 외의 것을 포함한다. UMTS는 ETSI 3GPP에 의해 정의된 광대역 CDMA 공중 인터페이스 프로토콜이다. 이 프로토콜은 EIA/TIA IS-95, 또는 CDMA 2000에서의 CDMA 프로토콜들과 유사하지만, 기지국들의 동기화를 요구하지 않고, 또한 GSM 네트워크 인프라구조와의 높은 수준의 상호운용성(interoperability)을 제공한다.
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; 직교 주파수 분할 멀티플렉싱)은 지정된 가입자가 동시에 송신할 다수의 주파수 채널들에 할당될 수 있는 멀티플렉싱 기술이다. 이 멀티플렉싱 방식은 높은 다중 경로 환경에서 높은 대역폭 효율, 및 광대역 무선 통신을 제공한다. IEEE 802.11에서 정의된 WiFi, 및 IEEE 802.16에서 정의된 WiMAX는 OFDM을 이용한다. (재승인될 때) IEEE 802.20은 OFDM을 이용할 것으로 예상된다.
20 MHz를 초과할 수 있는 대역폭을 갖는 4G 광대역 OFDM 신호들의 U-TODA 위치결정은 고비용의 수신기, 및 신호 프로세싱 하드웨어를 요구한다. SCS들(또는 LMU들)은 이 광대역 신호들을 수신, 샘플링, 저장, 및 프로세싱하도록 요구될 수 있고, 이에 따라 3-5MHz의 대역폭을 점유하는 UMTS 또는 CDMA 2000 WCDMA 신호들과 같은 3G 신호들을 위해 요구되는 것보다 훨씬 더 고비용의 하드웨어를 만든다. 이하 상세히 설명되는 것과 같이, 본 발명의 목적은 송신되는 신호의 일부분만 수집 및 프로세싱하고, 요구되는 대역폭, 메모리, 및 SCS/LMU에서 요구되는 디지털 신호 프로세싱을 감소시키는 한편, 여전히 높은 정확도를 달성하는 것에 의해 광대역 4G 파형 상에서 U-TDOA 위치결정을 달성하기 위한 방법을 제공하는 것이다.
이하 요약은 이하 더 상세히 기술되는 예시적인 실시예들의 다양한 측면들을 설명하도록 의도된다. 이 요약은 개시된 중요 주제의 모든 개선된 측면들을 설명하고자 또는 이하 기재되는 청구항의 보호 범위를 한정하고자 의도된 것이 아니다.
본 발명의 일 예시적인 실시예는 OFDM 디지털 변조 방식을 적용하는 무선 송신기들을 위치결정하기 위한 시스템의 형태를 취한다. OFDM 방식은 미리 정해진 광대역 채널에 걸쳐 있는 복수의 미리 정해진 협대역 주파수 채널들 상에서 신호 성분들을 송신하는 것을 포함한다. 이 시스템은 미리 정해진 협대역 주파수 채널들의 일부분에 위치결정된 제 1 무선 송신기에 의해 송신된 신호 성분들의 일부분을 수신하고, 위치 관련 측정치들 도출하기 위해 신호 성분들의 일부분을 프로세싱하도록 구성된 제 1 수신 시스템을 포함한다. 상기 시스템은 상기 제 1 무선 송신기에 의해 송신되는 신호 성분들의 상기 일부분을 수신하고, 위치 관련 측정치들 도출하기 위해 상기 신호 성분들의 상기 일부분을 프로세싱하도록 구성된 적어도 제 2 수신 시스템을 더 포함한다. 상기 시스템은 또한 무선 송신기의 위치를 계산하기 위해 상기 제 1 및 제 2 수신 시스템들로부터 위치 관련 측정치들을 사용하도록 구성된 프로세싱 시스템을 포함한다.
본원에 기재된 실시예들의 다른 측면들은 아래에서 기재된다.
앞서 서술한 요약은, 다음의 상세한 설명과 마찬가지로, 첨부된 도면들과 관 련하여 읽을 경우에 더욱 잘 이해될 수 있다. 본 발명을 설명하려는 목적으로 도면 내에는 본 발명의 예시적인 구성예들이 나타나 있다. 그러나, 본 발명은 개시된 특정한 방법들이나 장치들에 한정되는 것이 아니다. 도면은 다음과 같다.
도 1은 무선 위치결정 시스템을 개략적으로 도시한다.
도 2a 및 2b는 각각 OFDM 송신기 및 수신기의 신호 프로세싱의 블럭도이다.
도 3은 송신된 전체 스펙트럼과 비교되는 SCS 또는 LMU에 의해 프로세싱된 감소된 스펙트럼을 도시한다.
도 4는 예시적인 실시예의 SCS에 의해 적용되는 예시적인 신호 프로세싱 체인을 개략적으로 도시한다.
도 5는 감소된 신호 대역폭을 제공하기 위해 적용되는 수정된 신호 프로세싱 체인의 블럭도이다.
도 6은 감소된 신호에 대한 재구성 프로세스의 블럭도이다.
도 7은 감소된 신호에 대한 기지국 기반 위치결정 프로세스의 흐름도이다.
도 8a는 다중 경로 반사로 인한 2개의 신호 성분들, 즉 직접 경로 성분 및 지연된 성분으로 인한 피크들을 나타내는 이상적인 교차 상관 함수를 도시한다.
도 8b는 2개의 신호 성분들로 인한 피크들을 나타내는 이상적인 교차 상관 함수(실선), 및 피크들을 구별할 수 없게 만드는 피크들의 손상을 도시한 대역 한정된 교차 상관을 도시한다.
도 8c는 2개의 신호 성분들로 인한 피크들을 나타내는 이상적인 교차 상관 함수(실선), 및 도 8b에 도시된 함수의 대역폭의 4배를 가지면서 여전히 일부의 손 상이 있지만 증가된 대역폭이 구별가능한 2개의 개별 피크들을 만드는 대역 한정된 교차 상관 함수를 도시한다.
도 9는 OFDM 파형 대역폭의 대부분 또는 전부에 사용되는 다중 시간 기간을 갖는 SCS/LMU에 의한 임의의 시간에서 프로세싱되는 작은 슬라이스들이 있는 OFDM 파형의 전체 대역폭을 도시한다.
도 10은 예시적인 실시예에 따른 OFDM 송신기들을 위치결정하기 위한 무선 위치결정 시스템을 개략적으로 도시한다.
이하 본 발명의 예시적인, 또는 현재 선호되는 실시예들이 기재될 것이다. 먼저, 개괄을 제공하고, 이후에 더 상세한 설명을 제공한다.
A. 개괄
본 발명은 예컨대, 개선된 프로세스를 수행하기 위한 시스템, 방법, 또는 실행가능 명령(executable instruction)들을 포함하는 컴퓨터 판독가능 매체(computer readable medium)와 같은 다양한 형태로 구현될 수 있다. 예를 들면, 본 발명에 따른 시스템은 OFDM 디지털 변조 방식을 적용하는 무선 송신기들을 위치결정하기 위한 시스템으로서 구현될 수 있다. 도시된 시스템은 도 10에 개략적으로 도시된다. OFDM 방식은 광대역 채널에 걸쳐 있는 복수의 협대역 주파수 채널들 상에서 신호 성분들을 송신하는 것을 포함한다. 이 시스템은 결코 요구되지 않는다고 할지라도 무선 통신 시스템의 기지국 송수신기에서 같은 장소에 배치된 SCS 또는 LMU의 형태를 취할 수 있는 제1 및 제2 수신 시스템(도 10의 구성요소 100 및 101)을 포함한다. 수신 시스템들은 각각 협대역 주파수 채널들의 일부분에 위치되는 무선 송신기(도 10의 구성요소 120)에 의해 송신되는 신호 성분들의 일부분을 수신하고, 위치 관련 측정치들을 도출하기 위해 신호 성분들을 프로세싱하도록 구성된다. 이후에 이러한 측정치들은 무선 송신기의 위치를 계산하기 위해 위치 관련 측정치들을 사용하도록 구성된 프로세싱 시스템(구성요소 110)에 제공된다. 프로세싱 시스템은 요구되지 않을지라도, 상기에 언급된 종류의 TLP의 형태를 취할 수 있다.
수신 시스템에 의해 도출되는 위치 관련 측정치들은 TDOA, TOA, AOA(angle of arrival; 도달 각), 왕복 시간, 전력, 또는 무선 송신기의 위치를 계산하기 위해 사용될 수 있는 측정의 다른 형태를 포함할 수 있다.
수신 시스템들에 의해 수신되는 협대역 주파수 채널들의 일부분은 무선 송신기가 에너지를 송신하는 적어도 하나의 파일럿(pilot) 채널을 포함할 수 있고, 상기 수신 시스템들은 신호 획득 및 복조를 보조하기 위해 파일럿 채널의 신호 성분들을 사용하도록 구성될 수 있다. 게다가, 협대역 주파수 채널들의 일부분은 무선 송신기가 최소 에너지를 송신하는 보호 채널(guard channel)을 배제할 수 있다.
수신 시스템들은 각각 RF 필터를 포함할 수 있고, 이들은 바람직하게는 각각 RF 필터와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하도록 구성된다. 상기 수신 시스템들은 또한 IF 필터를 포함할 수 있고, 바람직하게는, IF 필터와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하도록 구성된다. 게다가, 상기 수신 시스템들은 각각 샘플 레이트(sample rate)에 의해 특징을 갖는 ADC(아날로그 대 디지털 변환 기)를 포함할 수 있고, 바람직하게는 상기 샘플 레이트와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하도록 구성된다. 상기 ADC들은 데시메이션(decimation) 이후의 샘플 레이트에 의한 특징을 가질 수 있고, 상기 수신 시스템들은 데시메이션 이후의 샘플 레이트와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하도록 구성될 수 있다. 상기 수신 시스템들은 또한 수신된 신호 성분들을 나타내는 데이터를 저장하기 위한 가용 메모리를 포함할 수 있고, 상기 가용 메모리와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하도록 구성될 수 있다. 상기 수신 시스템들은 또한 DSP(digital signal processor) 프로세싱 처리량(throughput)에 의한 특징을 갖는 DSP들을 포함할 수 있고, 상기 DSP 프로세싱 처리량과 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하도록 구성될 수 있다.
상기 수신 시스템들은 상기 수신 시스템 상의 현재의 부하(load)와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하도록 구성될 수 있다. 예를 들면, 임의의 시점에서 상기 수신 시스템(예컨대, SCS) 내에서 이용가능한 DSP 프로세싱의 양은 상기 시스템의 위치결정 프로세싱 부하의 함수일 수 있다. 만일 상기 부하가 낮게 발생하고, 충분한 DSP 프로세싱 자원들이 이용가능하다면, 송신된 대역폭의 더 넓은 부분이 프로세싱될 수 있다. 그러나, 만일 상기 수신 시스템 상의 부하가 높다면, DSP 자원들 상의 프로세싱 부하를 감소시키기 위해 송신된 대역폭의 더 작은 부분이 프로세싱될 것이다.
수신 시스템들은 또한 위치결정되는 복수의 무선 송신기들로부터 신호들을 수신하기 위해 복수의 채널들로 동조시키도록 구성될 수 있다. 게다가, 상기 수신 시스템들은 복수의 선택된 채널들로 동조시키도록 구성될 수 있고, 상기 선택되는 채널들은 간섭 레벨에 기초하여 판단된다. 예를 들면, 더 높은 간섭은 신호들을 탐색하기 위해 수신 시스템들(예컨대, LMU들)에 대한 능력을 감소시킬 수 있고, 계산된 위치들의 정확도를 감소시킬 수 있다. 일반적으로, 다른 송신기들에 의해 최소로 사용된 송신 스펙트럼 부분을 선택하는 것이 바람직하다. 송신된 신호의 다른 부분들 상의 간섭의 레벨은 수신 시스템에서 전력 측정을 하는 것에 의해 판단될 수 있고, 또는 네트워크의 다른 송신기들에 의해 사용되는 채널들의 정보 사용하는 것에 의해 판단될 수 있다. 무선 네트워크는 자체적으로 스펙트럼 활용의 정보를 가지고 있어야 한다.
상기 선택된 채널들은 수신된 신호들의 측정, 및 스펙트럼 사용에 한정되지 않고 이들을 포함하는 다양한 인자들에 기초하여 판단될 수 있다.
대역폭 합성 프로세스는 또한 유리하게는 본 발명과 관련하여 적용될 수 있다.
게다가, 본 발명의 사용은 또한 OFDM 파형 스펙트럼의 대부분 또는 전부를 커버하기 위해 주파수에 민감한 수신기를 재동조(re-tuning)하는 순차적인 또는 무작위의 패턴의 사용을 수반할 수 있다.
게다가, 유리하게는 기지국 기반 또는 중앙 프로세싱 방법은 유리하게는 본 발명의 실시에서 사용될 수 있다.
B. 송신된 스펙트럼의 일부분만을 사용하는 TDOA로 광대역 OFDM 송신기들의 위치결정
광대역 무선 통신 인프라구조는 대형 크기에 기반하여 배치되고 사용된다. IEEE 802.11G에서 정의된 WiFi 가용 장치들은 20 MHz의 상태의 신호 대역폭을 사용하는 54 mbps의 레이트에서 통신하는 것이 가능하다. IEEE 802.16에서 정의된 WiMAX 가용 장치들은 20 MHz의 상태의 신호 대역폭으로, 75 mbps의 레이트에서 통신이 가능할 것이다. 이러한 광대역 특성은 더 높은 처리량의 애플리케이션들이 무선 장치들에 의해 사용되게 허용할 것이다. U-TDOA와 같은 강건한(robust) 위치결정 기술들은 응급 및 기타 위치 기반 서비스들을 위해 이러한 이동 장치들에서 필요하다.
종종 DMT(discrete multitone modulation; 개별 다중톤 변조)로서도 언급되는 OFDM은 FDM(frequency-division multiplexing)의 원리에 기초하지만, 흔히 디지털 변조 방식으로서 사용된다. 송신되는 비트 스트림은 통상 수십개에서 수천개의 여러 개의 병렬 비트 스트림들로 분할되고, 가용 주파수 스펙트럼은 여러 부채널(sub-channel)들로 분할되고, 각각의 낮은 레이트의 비트 스트림은 예컨대, PSK, QAM 등과 같은 표준 변조 방식을 사용하여 부반송파(sub-carrier)를 변조하는 것에 의해 부채널 상에서 송신된다. 부반송파 주파수들은 변조된 데이터 스트림들이 서로 간에 직교로서, 부채널들 간의 혼선(cross-talk)이 제거되도록 선택된다. 채널 등화(equalization)는 1개의 빠르게 변조된 광대역 신호 대신에 다수의 느리게 변조된 협대역 신호들을 사용하는 것에 의해 단순화된다. OFDM의 장점은 복잡한 등화 필터들 없이, 다중 경로(multipath) 및 협대역 간섭과 같은 불량한 채널 조건들에 대응할 능력이 있다는 것이다. 전술된 것과 같이, OFDM은 광대역 디지털 통신 시스템들에서 널리 알려진 방식으로 개발되었다.
OFDM에서, 부반송파 주파수들은 변조된 데이터 스트림들이 서로 직교이고, 이에 따라 부채널들 간의 혼선이 제거되어, 반송파 간의 보호 대역이 요구되지 않도록 선택된다. 이는 종래의 FDM에서 요구되는 각각의 부채널에 대한 개별 필터없이 송신기 및 수신기 모두의 설계를 상당히 단순화한다. 직교성(orthogonality)은 또한 나이키스트(Nyquist) 레이트에 근접한 높은 스펙트럼 효율을 허용한다. 직교성은 또한 FFT 알고리즘을 사용하는 효율적인 변조기 및 복조기 구현을 허용한다. 원리들 및 장점들의 일부가 1960년대 이후에 알려진 것일지라도, OFDM은 FFT을 효율적으로 계산할 수 있는 저비용의 디지털 신호 프로세싱 구성요소들의 이용가능성에 의해 광대역 통신을 위해 오늘날 대중화되었다. OFDM은 수신기에서 정확한 주파수 동기화를 요구하고, 임의의 부정확함은 부반송파들이 더 이상 직교를 나타내지 않고, 저하된 성능을 결과함을 의미한다.
이러한 신호들을 송신하는 장치들의 U-TDOA 위치결정은 수신기들이 매우 높은 대역폭 신호들을 포착하고, 저장하고 프로세싱할 필요와 같은 도전에 직면한다. RF 신호 대역폭, 디지털 신호 프로세싱 전력, 및 20 MHz 대역폭 신호를 갖는 신호 상의 U-TDOA 위치결정을 수행하기 위해 요구되는 메모리에 대한 요구치들은 3 내지 5 MHz의 대역폭을 갖는 신호들을 이용하는 3G 무선 장치들을 위치결정하기 위해 요구되는 것의 6배일 수 있다. 이러한 증가된 요구치들은 SCS 또는 LMU(용어 SCS 및 LMU는 본원에서 교환가능하게 사용될 것이다)의 비용 및 복잡도는 현저하게 증가할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에서, 광대역 무선 송신기의 TDOA 위치결정은 신호를 측정하는 SCS들의 이용가능한 특성들에 의해 제공될 수 있는 송신된 신호의 스펙트럼의 일부분만을 선택하는 것에 의해 달성된다. 상기 특성은 수신기 대역폭, 신호 샘플링 레이트, DSP 프로세싱 처리량, 및 메모리의 수준을 포함한다. 일 예시로서, SCS는 3 GPP UMTS 파형(3-5 MHz 대역폭)을 제공하기 위해 충분한 대역폭을 갖는 필터들을 포함하는 RF 수신기, 3-5 MHz 대역폭의 신호를 샘플링할 수 있는 ADC들, 및 3-5 MHz의 대역폭의 신호의 TDOA 위치결정 프로세싱을 수행할 수 있는 디지털 신호 프로세싱 자원들 및 메모리를 포함할 수 있지만, SCS는 전체 20 MHz 대역폭 신호를 수집하고 프로세싱할 수 없다. 이러한 경우, 송신된 신호의 연속적인 부분이 선택될 수 있고, 이 부분은 SCS의 특성들 내에 있는 신호 대역폭을 갖는다. 이러한 신호 감소는 광대역 장치에 의해 송신된 OFDM 파형이 신호의 나머지로부터 개별적으로 복조되고 분리될 수 있는 다수의(예컨대, 256개) 연속적 채널들로 실질적으로 이루어지기 때문에 가능하다. FFT 효율을 위해 2의 제곱으로 선택될 수도 있는 64 채널들의 블럭은 TDOA 위치 계산에서 프로세싱될 수 있다. IS-95, 또는 UMTS와 같은 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 시스템에서, 송신된 신호의 작은 부분으로부터 임의의 중요한 데이터를 검출할 방법이 없기 때문에 이는 가능하지 않을 것이다. 스펙트럼의 작은 부분은 OFDM 파형에서와 같이 신호의 나머지 없이 복조될 수 없다. 큰 대역폭 신호들이 있기 때문에, '144 특허에서 정의된 것과 같이 기지국 기반 프로세스는 또한 '144 특허에 기재된 것과 같이 신호 데이터가 중앙 상관 프로세싱을 위해 중앙 노드에 전달될 수 있을지라도, 전달되는 데이터의 양을 최소화하는 것으로서 사용될 수 있다. 이러한 기술은 SCS의 광대역 및 협대역 실시예들 모두에 적용된다.
IEEE 802.16 WiMAX 시스템에서 사용되는 송신된 파형은 256개 채널들로 이루어진다. 외부의 55개 채널들은 최소의 에너지가 송신되는 보호 채널들이다. 게다가, 신호 포착 및 복조를 보조하기 위해 8개의 파일럿 채널들이 있다. 프로세싱하기 위한 대역폭의 선택은 수신기가 적합하게 신호를 탐색하고 복조하도록 돕기 위해 전체 채널 세트를 통해 배치되는 다수의 파일럿 채널들을 포함해야 한다. 게다가, 보호 신호들은 유용한 신호 에너지를 거의 포함하지 않기 때문에 배제되기에 좋은 후보들이다. 채널 세트 선택은 또한 스펙트럼의 현재 활용의 정보에 기초할 수 있으며, 더 적게 이용되는 스펙트럼은 간섭의 가능성을 최소화하기 위한 프로세싱을 위해 선택된다. 선택된 채널 세트는 또한 FFT로 효율적인 멀티플렉싱을 허용하기 위해 2 또는 4로 제곱되도록 선택될 수 있다.
송신된 OFDM 파형은 통상 도 2a에 도시된 것과 같이 구성된다. 이 프로세스는 다음과 같이 요약될 수 있다.
1. 정보 비트들은 부가적인 잉여(redundant) 및 패리티(parity) 비트들로 인코딩되어, 수신기가 오류를 탐색 및 정정하게 한다(20).
2. 데이터는 긴 시간 동안 잉여 비트들을 분배하도록 인터리빙되어(interleaved), 오류 정정 코드들의 리던던시(redundancy)가 수신된 신호 품질의 작은 저하를 정정하게 한다(21).
3. 인코딩된 비트들은 기저대역 샘플 데이터의 형태에서, PSK 또는 QAM 심볼들로 변조된다(22).
4. PSK 또는 QAM 심볼들(256)의 블럭은 OFDM 신호를 생성하는 IFFT(inverse Fast Fourier Transform)을 통과한다(23).
5. 이후에 디지털 신호는 DAC로 아날로그로 변환된다(24).
6. 상기 신호는 RF로 변환된 후에, 송신된다(25).
통상의 OFDM 수신기는 도 2b에 도시된 다음 단계들을 수행한다. 이 프로세스는 본질적으로 송신기 프로세스의 반대이다.
1. RF 신호는 기저대역으로 주파수 변환되고, 필터링되고, 디지털 변환된다(26, 27). 이는 다음을 포함할 수 있다.
a. 아날로그 신호의 IF(중간 주파수), 또는 기저대역으로의 주파수 변환의 하나 이상의 스테이지들;
b. 신호 대역폭, 및 샘플 레이트에 대한 나이키스트 기준을 만족하는 대역폭으로의 아날로그 신호의 필터링;
c. ADC로 기저대역 또는 IF 신호를 디지털 변환;
d. 만일 필요하면 IF의 기저대역으로의 디지털 하향 변환;
e. 가능한 부가적인 디지털 필터링, 및 낮은 샘플 레이트로의 데시메이션.
2. 수신기는 OFDM 신호를 단일 채널을 높은 데이터 레이트 신호로 변환하는 샘플들의 블럭(256)의 FFT를 수행한다(28).
3. 수신기는 PSK 또는 QAM 신호들을 복조하고 코딩된 비트들을 출력한다(29).
4. 신호는 디인터리빙된다(de-interleaved)(30).
5. 인코딩된 비트는 디코딩되어, 원래 정보 비트들을 제공한다(31).
도 3은 어떻게 OFDM 신호의 송신된 채널들의 일부분만이 위치결정 프로세싱을 위해 선택되는지 도시한다.
도 4는 SCS의 신호 프로세싱 체인을 도시한다. 본 발명의 일 예시에서, SCS는 입력으로 연결된 안테나들로부터 RF 신호들을 갖는다. 이 RF 신호들은 기지국 송신기, 또는 다른 간섭 요인(interferer)들로터 일부의 원하지 않는 대역 외 신호들을 포함할 수 있다. RF 필터(40)는 원하는 신호들의 통과 대역 외부의 원하지 않는 신호들의 레벨을 감소시키는 한편, 통과 대역 신호들을 최소의 손실로 다음 스테이지로 통과하도록 허용한다. 이후에 필터링된 RF 신호는 대략 70 MHz의 IF 주파수로 주파수 변환된다(41). 주파수 변환 프로세스는 원하는 RF 주파수보다 낮은 대략 70 MHz의 주파수를 갖는 정현파 국부 발진기(local oscillator; LO) 신호로 RF 신호를 변조하는 것에 의해 달성된다. 이는 RF 신호가 대략 70 MHz의 주파수로 변환되게 할 것이다. LO 주파수를 조정하는 것은 LO 주파수의 다른 부분들이 대략 70 MHz로 동조되게 허용할 것이다. 이러한 경우, 수신기 RF 신호의 원하는 부분은 70 MHz의 중심 주파수로 동조될 것이다.
이후에 IF 신호는 신호의 대역폭을 감소시키도록 IF 필터를 통과하고(42), 이에 따라 앨리어싱(aliasing)을 방지하기 위해 나이키스트 기준에 부합하는 레이트에서 쉽게 샘플링될 수 있다. IF 필터(42)는 5 MHz의 통과 대역, 및 70 MHz의 중심 주파수를 갖는다. 하나 이상의 다단(cascaded) SAW(surface acoustic wave; 표면 탄성파) 필터로 이루어질 수 있는 필터는 통과 대역 레벨에 대해 상대적으로 75 dB만큼 10 MHz 대역폭의 외부의 모든 신호들의 전력 레벨을 감소시킨다. 다수의 송수신기들이 70 MHz IF 주파수로 설계되기 때문에 이러한 필터의 유형이 선택되며, 5 MHz 통과 대역을 갖는 필터들은 통상적으로 WCDMA, 및 케이블 TV 장비에서 사용된다. 이러한 필터들은 저렴하고, 쉽게 이용가능하다. 20 MHz의 더 넓은 대역폭을 통과시키는 것은 맞춤형 필터 설계를 요구할 것이고, SCS 비용을 증가시킨다. 이후에 필터링된 IF 신호는 60 MSPS의 샘플 레이트로 ADC에 의해 샘플링된다(43). 높은 샘플링 레이트는 최대 12 MSPS 출력 신호 샘플 레이트들로 디지털 하향 변환기들의 사용을 허용한다. 이후에 디지털 변환된 신호는 디지털 하향 변환기를 통과하고(44), 상기 디지털 신호는 5 MHz보다 작은 대역폭으로 필터링되며, IF로부터 기저대역으로 변환된다. 이러한 프로세스에서, 샘플 레이트는 또한 12 MSPS로 데이메이션된다. 상기 데시메이션은 잉여 샘플들을 제거하여, DSP 상의 프로세싱 부하를 감소시킨다(45).
프로세스 스펙트럼의 감소로부터의 최대 절약은 메모리 및 DSP 프로세싱 처리량이다. 요구되는 메모리 및 DSP 처리량은 48 MHz의 샘플 레이트를 가질 전체 20 MHz 신호와 12 MHz의 샘플 레이트를 갖는 신호의 5 MHz 부분 상에서 TDOA 측정을 수행할 때 비교될 수 있다. TDOA 측정치들은 이하 기재되는 것과 같이 시간 차이의 함수로서, 하나의 SCS에 의해 수신된 신호와 다른 SCS에서 수신된 참조 신호를 교차 상관하는 것에 의해 생성된다.
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여기서 x(n)은 수신된 신호이고, r(n)은 참조 신호이며, N은 수신된 신호와 참조 신호 모두의 샘플들의 수이다.
신호를 저장하기 위해 요구되는 메모리의 크기뿐만 아니라, 상관을 수행하기 위한 곱셈의 횟수는 샘플들의 수의 선형 함수이다. 만일 수신된 데이터 및 참조 데이터 중 절반이 상관을 위해 사용된다면, 전체 신호는 4천8백만 개의 샘플들의 저장, 및 단일 교차 상관 값을 계산하기 위해 4천8백만번의 곱셈을 요구할 것이다. 감소된 신호는 1천2백만 개의 샘플들의 저장, 및 단일 상과 값을 계산하기 위해 1천2백만번의 곱셉을 요구할 것이다. 감소된 신호는 전체 신호로서 1/4의 메모리, 및 DSP 전력만을 요구한다(45).
도 5는 기지국 기반 프로세싱 구현에서 제 1 SCS에 의한 디코딩 및 복조를 도시한다. 기초를 이루는 데이터의 상당 부분이 프로세싱된 스펙트럼의 감소로 인해 빠지기 때문에, 인터리빙 및 디코딩의 단계들은 실행할 수 없어 제거되며, 요구되는 프로세싱을 더 감소시킨다.
1. RF 신호는 기저대역으로 주파수 변환되고, 필터링되고, 디지털 변환된다(50, 51). 이는 다음을 포함할 수 있다.
a. 아날로그 신호의 IF(중간 주파수), 또는 기저대역으로의 주파수 변 환의 하나 이상의 스테이지들;
b. 신호 대역폭, 및 샘플 레이트에 대한 나이키스트 기준을 만족하는 대역폭으로의 아날로그 신호의 필터링으로서,
i. 상기 샘플 레이트는 20 MHz 신호를 적절히 샘플링하기 위해 요구되는 48 MHz보다 훨씬 작고,
ii. 상기 필터 대역폭은 전체 신호를 통과시키기 위해 요구되는 20 MHz보다 훨씬 작을 수 있다.
c. ADC로 기저대역 또는 IF 신호를 디지털 변환;
d. 만일 필요하면 IF의 기저대역으로의 디지털 하향 변환;
e. 가능한 부가적인 디지털 필터링, 및 낮은 샘플 레이트로의 데시메이션.
2. 샘플들의 블럭(64) 상에서 수행되는 FFT(52).
3. 코딩된 비트들로 복조되는 PSK 또는 QAM 신호들(53).
감소된 신호에 대해 사용되는 재구성 프로세스는 도 6에 도시된다.
1. 인코딩된 비트들은 기저대역 샘플 데이터의 형태에서 PSK 또는 QAM 심볼들로 변조된다(60).
2. PSK 또는 QAM 심볼들(256)의 블럭은 OFDM 신호를 생성하는 IFFT를 통과한다(61).
3. 위상 정정과 같은 부가적인 특성들이 신호에 적용된다(도시되지 않음).
이에 따라, 감소된 파형을 위한 기지국 기반 TDOA 위치결정 프로세스는 도 7에 도시된 것과 같을 수 있다.
1. 제 1 SCS뿐만 아니라, 협업하는 SCS들은 송신된 신호를 수신하고 디지털 변환하며(70):
a. 수신된 신호들의 샘플링은 TDOA 프로세싱을 용이하게 하기 위해 동기화된다.
b. 샘플링된 신호 대역폭 및 샘플 레이트는 신호 대역폭의 일부분만이 프로세싱될 것이기 때문에 감소될 수 있다.
2. 제 1 SCS는 상기 복조 단계들을 구현하고, 이는 디인터리빙 및 오류 정정 디코딩을 배제하고, 또한 위상 정정과 같은 다른 신호 특성들을 측정한다(71).
3. 인코딩된 비트들 및 특성 데이터는 협업하는 SCS로 전달된다(72).
4. 제 1 및 협업하는 SCS들은 도 6에 도시된 단계들을 구현하는 것에 의해 참조 기저대역 신호를 재구성한다(73).
5. 제 1 및 협업하는 SCS들은 신호의 TDOA를 측정하기 위해 상관 프로세싱을 수행하고, TDOA 측정치를 TLP로 송신한다(74).
6. TLP는 위치를 계산한다(75).
본원에 기재된 개념들은 WiFi 또는 WiMAX 시스템들에 한정되지 않고, 통신을 위해 OFDM을 사용하는 임의의 시스템에 적용할 수 있다. 본 발명은 SCS를 위해 정의된 특정 구조 및/또는 구현에 한정되지 않는다.
다른 실시예들
상기 접근 방식에 대한 확장은 더 협소한 대역의 전단(front end)의 사용이 상기 기재된 것과 같은 OFDM 파형 스펙트럼의 일부분만을 포착하게 하는 한편, 이동 장치에 의해 송신되는 더 넓은 대역 파형을 사용하여 달성될 수 있는 향상된 다중 경로 분해능을 유지할 수 있다. 이러한 확장은 시간의 기간 동안 상기 기재된 것과 같은 OFDM 파형 스펙트럼의 일부분을 샘플링하고, 이후에 시간의 다음 기간에서 OFDM 파형 스펙트럼의 다른 부분을 샘플링하도록 주파수에 민감한 수신기를 재동조시키고, 이후에 OFDM 파형 스펙트럼의 다수의 슬라이스(slice)들을 획득하도록 (일련의 협대역 샘플들로 전체 OFDM 파형 스펙트럼을 커버하는 것까지) 이러한 프로세스를 계속하는 것을 수반한다. 이러한 재동조는 OFDM 파형 대역폭의 대부분 또는 전부를 커버하기 위해 순차적인 또는 무작위의 패턴들에서 수행될 수 있다. 이는 도 9에 도시된다(또한 본원에 전체로서 참조로 통합된 "Automatic Synchronous Tuning of Narrowband Receivers of a Wireless Location System for Voice/Traffic Channel Tracking"의 명칭의 미국 특허 제 6,646,604 호(2003년 11월 11일) 참조).
TDOA 값들을 측정하기 위해 사용되는 교차 상관 함수에서 다중 경로 요소들을 분석하기 위한 능력은 사용되는 신호의 대역폭에 의해 한정된다. 직접 경로 신호가 있고, 정시에 근사한 때에 도달하는 지연된 신호가 있을 때, 무한 대역폭 신호들을 사용하는 이상적인 교차 상관 함수는 도 8a에 도시된 것과 같이 쉽게 분석 가능한 2개의 피크들을 결과할 것이다. 대역이 한정된 신호들이 교차 상관 함수를 생성하기 위해 사용될 때, 이러한 피크들은 폭이 신호의 대역폭에 반비례하는 평활 함수(smooting function)에 의해 "손상된다(smeared)". 이러한 역(inverse) 대역폭이 도달하는 신호들 사이의 분리보다 더 넓을 때, 이는 도 8b에 도시된 것과 같이 구별할 수 없게 된다. 그러나 만일, 이러한 역 대역폭이 도달 신호들 사이의 분리보다 더 좁다면, 상관 함수에서 피크들은 계속해서 손상되는 동안 도 8c에 도시된 것과 같이 용이하게 구별될 수 있고, 이 대역폭은 도 8b의 신호보다 4배이다. 다른 신호 도달들을 구별하기 위한 능력은 직접 경로 신호의 선택을 허용한다. 이는 더 정확한 TDOA 측정을 제공하고, 이는 직접적으로 위치 추정의 오류를 감소시킨다.
이러한 더 넓은 대역폭의 교차 상관 함수의 장점은 전체 대역폭을 동시에 샘플링하는 부가적인 비용없이 달성될 수 있고, 이는 더 넓은 대역의 프론트(front) 수신기, 더 높은 샘플 레이트의 A/D 변환기, 더 큰 스토리지(storage), 및 프로세싱 전력을 요구할 것이다. 대신에, 일련의 협대역 샘플들은 저장될 수 있고, 더 넓은 대역폭의 교차 상관 함수의 장점은 본원에 전체가 참조로서 통합된 "Bandwidth Synthesis for Wireless Location System"의 명칭의 미국 특허 제 6,091,362 호(2000년 7월 18일)를 사용하여 달성될 수 있다.
GSM과 같이 주파수가 도약되는 파형에서, 대역폭 합성을 수행하는 것에 의해 얻는 장점은 샘플링 주파수의 간격(spacing)이 일반적으로 연속적이지 않다는 사실에 의해 다소 제한될 수 있고, 실시할 때 매우 산재할 수 있다. 이러한 산재한 간격은 성공적으로 분석될 수 없는 합성된 교차 상관 함수의 모호성을 결과한다. 이 러한 실시예에서, OFDM 파형은 스펙트럼의 일련의 더 협소한 슬라이스들을 사용하여 샘플링되는 더 큰 연속적인 스펙트럼의 블럭을 점유한다. 이는 슬라이스들이 서로 다른 주파수로 인접할 수 있어(도 9 참조), 대역폭 합성 프로세스가 모호성을 포함하지 않는 합성된 교차 상관 함수를 생성하게 허용하는 것을 보장한다.
C. 결론
본 발명의 실제 원리는 본원에 기재되어 제공되는 선호되는 실시예들에 한정되지 않는다. 예를 들면, 무선 위치결정 시스템의 제공되는 선호되는 실시예의 전술한 기재는 SCS, TLP, AP, LMU 등과 같은 예시적인 용어를 사용하며, 이들은 이하의 청구항들의 보호 범위를 제한하도록 해석되어서는 안되며, 또는 무선 위치결정 시스템의 개선된 측면들이 기재된 특정 방법 및 장치에 한정되지 않는 것을 의미한다. 게다가, 당업자들이 이해할 수 있는 것과 같이, 본원에 기재된 개선된 다수의 측면들은 TDOA 기술들에 기초하지 않은 위치결정 시스템에서 적용될 수 있다. 예를 들면, 본 발명은 상기 기재된 것과 같이 해석되는 SCS들을 적용하는 시스템들에 한정되지 않는다. 본질적으로 SCS, TLP 등은 본원에 기재된 개선된 측면들로부터 벗어나지 않고 다양한 형태를 취할 수 있는 프로그램가능한 데이터 수집 및 프로세싱 장치들이다. 디지털 신호 프로세싱 및 다른 프로세싱 기능들의 급속도로 떨어지는 정해진 비용으로, 예컨대 시스템의 개선된 동작을 변경하지 않고, 본원에 기재된 기능적 요소들 중 하나(예컨대 TLP)로부터 다른 기능적 요소(예컨대, SCS)들로 특정 기능에 대한 프로세싱을 이전하는 것이 용이하게 가능하다. 다수의 경우, 본원 에 기재된 구현(즉, 기능적 요소)의 배치는 단순히 설계자의 선호이며, 정해진 요구사항은 아니다. 이에 따라, 한정되게 표현될 수 있는 개념을 제외하고는, 이하 청구항들의 보호 범위는 상기 기재된 특정 실시예들에 한정되어 해석되는 것으로 의도되지 않는다.

Claims (78)

  1. 미리 정해진 광대역 채널에 걸쳐 있는 복수의 미리 정해진 협대역 주파수 채널들 상에서 신호 성분들을 송신하는 것을 포함하는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; 직교 주파수 분할 멀티플렉싱) 디지털 변조 방식을 적용하는 무선 송신기를 위치결정(location)하기 위한 시스템에 있어서,
    상기 미리 정해진 협대역 주파수 채널들의 일부분에서 위치결정되는 제 1 무선 송신기에 의해 송신된 신호 성분들의 일부분을 수신하고, 위치 관련 측정치들을 도출하기 위해 상기 신호 성분들의 일부분을 프로세싱하도록 구성된 제 1 수신 시스템;
    상기 제 1 무선 송신기에 의해 송신된 상기 신호 성분들의 일부분을 수신하고, 위치 관련 측정치들을 도출하기 위해 상기 신호 성분들의 일부분을 프로세싱하도록 구성된 제 2 수신 시스템; 및
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템에 동작가능하게 결합되고, 상기 무선 송신기의 위치를 계산하기 위해 상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템으로부터의 위치 관련 측정치들을 사용하도록 구성된 프로세싱 시스템을 포함하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템에 의해 도출된 상기 위치 관련 측정치들은 TDOA(time difference of arrival: 도달 시간차) 측정치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템에 의해 도출된 상기 위치 관련 측정치들은 TOA(time of arrival: 도달 시간) 측정치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템에 의해 도출된 상기 위치 관련 측정치들은 AOA(angle of arrival: 도달 각) 측정치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템에 의해 도출된 상기 위치 관련 측정치들은 왕복 시간 측정치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템에 의해 도출된 상기 위치 관련 측정치들은 수신된 전력 측정치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  7. 청구항 1에 있어서,
    상기 미리 정해진 협대역 주파수 채널들의 일부분은 상기 제 1 무선 송신기가 에너지를 송신하는 적어도 하나의 파일럿(pilot) 채널을 포함하고, 상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 신호 포착 및 복조를 보조하기 위해 상기 파일럿 채널의 신호 성분들을 사용하도록 구성된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  8. 청구항 1에 있어서,
    상기 미리 정해진 협대역 주파수 채널들의 일부분은 상기 제 1 무선 송신기가 최소 에너지를 송신하는 보호(guard) 채널들을 배제하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  9. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 각각 RF 필터를 포함하고, 상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 각각 상기 RF 필터와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하도록 구성된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  10. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 각각 IF(intermediate frequency; 중간 주파수) 필터를 포함하고, 상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 각각 상기 IF 필터와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하도록 구성된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  11. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 각각 샘플 레이트에 의한 특징을 갖는 ADC(analog to digital converter; 아날로그 대 디지털 변환기)를 포함하고, 상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 각각 상기 샘플 레이트와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하도록 구성된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  12. 청구항 11에 있어서,
    상기 ADC들은 데시메이션(decimation) 이후 샘플 레이트에 의한 특징을 더 갖고, 상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 상기 데시메이션 이후 샘플 레이트와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하도록 구성된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  13. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 각각 수신된 신호 성분들을 나타내는 데이터를 저장하기 위한 가용 메모리를 포함하고, 상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 상기 가용 메모리와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하도록 구성된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  14. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 각각 DSP(digital signal processor; 디지털 신호 프로세서) 프로세싱 처리량(throughput)에 의한 특징을 갖는 DSP를 포함하고, 상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 상기 DSP 프로세싱 처리량과 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하도록 구성된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  15. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 상기 수신 시스템 상의 현재의 부하(load)와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하도록 구성된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  16. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 위치결정되는 복수의 무선 송 신기들로부터 신호들을 수신하기 위해 복수의 채널들로 동조하도록 구성된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  17. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 복수의 선택된 채널들로 동조하도록 구성되고, 상기 선택된 채널들은 간섭 레벨에 기초하여 판단된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  18. 청구항 17에 있어서,
    상기 선택된 채널들은 수신된 신호들의 측정치들에 기초하여 판단된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  19. 청구항 17에 있어서,
    상기 선택된 채널들은 스펙트럼 사용에 기초하여 판단된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  20. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 대역폭 합성을 위해 스펙트럼의 다수의 슬라이스(slice)들을 수집하도록 구성된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  21. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 OFDM 파형 스펙트럼의 상당 부분을 커버하기 위해 주파수에 민감한(frequency agile) 수신기의 재동조(re-tuning)에 순차적인 패턴을 사용하도록 구성된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  22. 청구항 1에 있어서,
    상기 시스템은 다중 경로(multipath) 지연 확산을 감소시키기 위해 교차 상관 함수의 증가된 분해능(resolution)을 제공하도록 대역폭 합성 프로세스를 사용하게 구성된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  23. 청구항 1에 있어서,
    상기 시스템은 기지국 기반(station-based) 프로세싱 방법을 사용하도록 구성된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  24. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 OFDM 수신 및 복조 프로세싱을 수행하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  25. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 협대역 수신기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  26. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 광대역 수신기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 시스템.
  27. 광대역 채널에 걸쳐 있는 복수의 협대역 주파수 채널들 상에서 신호 성분들을 송신하는 것을 포함하는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; 직교 주파수 분할 멀티플렉싱) 디지털 변조 방식을 적용하는 무선 송신기를 위치결정(location)하기 위한 방법에 있어서,
    제 1 수신 시스템에서 상기 협대역 주파수 채널들의 일부분에서 위치결정되는 제 1 무선 송신기에 의해 송신되는 신호 성분들의 일부분을 수신하고, 위치 관련 측정치들을 도출하기 위해 상기 신호 성분들의 일부분을 프로세싱하는 단계;
    제 2 수신 시스템에서 상기 제 1 무선 송신기에 의해 송신된 상기 신호 성분들의 일부분을 수신하고, 위치 관련 측정치들을 도출하기 위해 상기 신호 성분들의 일부분을 프로세싱하는 단계; 및
    상기 무선 송신기의 위치를 계산하기 위해 상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템으로부터 상기 위치 관련 측정치들을 프로세싱하는 단계를 포함하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  28. 청구항 27에 있어서,
    상기 위치 관련 측정치들은 TDOA(time difference of arrival; 도달 시간차) 측정치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  29. 청구항 27에 있어서,
    상기 위치 관련 측정치들은 TOA(time of arrival; 도달 시간) 측정치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  30. 청구항 27에 있어서,
    상기 위치 관련 측정치들은 AOA(angle of arrival; 도달 각) 측정치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  31. 청구항 27에 있어서,
    상기 위치 관련 측정치들은 왕복 시간 측정치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  32. 청구항 27에 있어서,
    상기 위치 관련 측정치들은 수신된 전력 측정치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  33. 청구항 27에 있어서,
    상기 협대역 주파수 채널들의 일부분은 상기 제 1 무선 송신기가 에너지를 송신하는 적어도 하나의 파일럿(pilot) 채널을 포함하고, 상기 파일럿 채널의 신호 성분들은 신호 포착 및 복조를 보조하기 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  34. 청구항 27에 있어서,
    상기 협대역 주파수 채널들의 일부분은 상기 제 1 무선 송신기가 최소 에너지를 송신하는 보호(guard) 채널들을 배제하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  35. 청구항 27에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 각각 RF 필터를 포함하고, 상기 방법은 상기 RF 필터와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  36. 청구항 27에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 각각 IF(intermediate frequency; 중간 주파수) 필터를 포함하고, 상기 방법은 상기 IF 필터와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  37. 청구항 27에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 각각 샘플 레이트에 의한 특징을 갖는 ADC(analog to digital converter; 아날로그 대 디지털 변환기)를 포함하고, 상기 방법은 상기 샘플 레이트와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  38. 청구항 37에 있어서,
    상기 ADC들은 데시메이션(decimation) 이후 샘플 레이트에 의한 특징을 더 갖고, 상기 방법은 상기 데시메이션 이후 샘플 레이트와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  39. 청구항 27에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 각각 수신된 신호 성분들을 나타내는 데이터를 저장하기 위한 가용 메모리를 포함하고, 상기 방법은 상기 가용 메모리와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  40. 청구항 27에 있어서,
    상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템은 각각 DSP(digital signal processor; 디지털 신호 프로세서) 프로세싱 처리량(throughput)에 의한 특징을 갖는 DSP를 포함하고, 상기 방법은 상기 DSP 프로세싱 처리량과 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  41. 청구항 27에 있어서,
    상기 방법은 상기 제 1 수신 시스템에서 상기 제 1 수신 시스템 상의 현재의 부하(load)와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  42. 청구항 27에 있어서,
    상기 방법은 상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템에서 위치결정되는 복수의 무선 송신기들로부터 신호들을 수신하기 위해 복수의 채널들로 동조하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  43. 청구항 27에 있어서,
    상기 방법은 상기 제 1 및 제 2 수신 시스템에서 복수의 선택된 채널들로 동조하는 단계를 포함하고, 상기 선택된 채널들은 간섭 레벨에 기초하여 판단되는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  44. 청구항 43에 있어서,
    상기 선택된 채널들은 수신된 신호들의 측정치들에 기초하여 판단된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  45. 청구항 43에 있어서,
    상기 선택된 채널들은 스펙트럼 사용에 기초하여 판단된 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  46. 청구항 27에 있어서,
    상기 방법은 상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템에서 대역폭 합성을 위해 스펙트럼의 다수의 슬라이스(slice)들을 수집하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  47. 청구항 27에 있어서,
    상기 방법은 상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템에서 OFDM 파형 스펙트럼의 상당 부분을 커버하기 위해 주파수에 민감한(frequency agile) 수신기의 재동조(re-tuning)에 순차적인 패턴을 사용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  48. 청구항 27에 있어서,
    상기 방법은 상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템에서 다중 경로(multipath) 지연 확산을 감소시키기 위해 교차 상관 함수의 증가된 분해능(resolution)을 제공하도록 대역폭 합성 프로세스를 사용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  49. 청구항 27에 있어서,
    기지국 기반(station-based) 프로세싱 방법을 사용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  50. 청구항 27에 있어서,
    상기 방법은 상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템에서 OFDM 수신 및 복조 프로세싱을 수행하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  51. 청구항 27에 있어서,
    상기 방법은 상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템에서 협대역 수신기들을 사용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  52. 청구항 27에 있어서,
    상기 방법은 상기 제 1 수신 시스템 및 제 2 수신 시스템에서 광대역 수신기들을 사용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기를 위치결정하기 위한 방법.
  53. 미리 정해진 광대역 채널에 걸쳐 있는 복수의 미리 정해진 협대역 주파수 채널들 상에서 신호 성분들을 송신하는 것을 포함하는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; 직교 주파수 분할 멀티플렉싱) 디지털 변조 방식을 적용하는 무선 송신기를 위치결정(location)하기 위한 시스템에 배치된 수신 시스템에 의해 사용되는 실행가능 명령(executable instruction)들을 포함하는 컴퓨터 판독가능 매체(computer readable medium)에 있어서,
    수신 시스템이 상기 협대역 주파수 채널들의 일부분에서 위치결정되는 무선 송신기에 의해 송신되는 신호 성분들의 일부분을 수신하는 단계를 포함하는 방법을 수행하게 하는 실행가능 명령들, 및
    상기 수신 시스템이 위치 관련 측정치들을 도출하기 위해 상기 신호 성분들 의 일부분을 프로세싱하는 단계를 포함하는 방법을 수행하게 하는 실행가능 명령들을 포함하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  54. 청구항 53에 있어서,
    상기 위치 관련 측정치들은 TDOA(time difference of arrival: 도달 시간차) 측정치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  55. 청구항 53에 있어서,
    상기 위치 관련 측정치들은 TOA(time of arrival: 도달 시간) 측정치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  56. 청구항 53에 있어서,
    상기 위치 관련 측정치들은 AOA(angle of arrival: 도달 각) 측정치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  57. 청구항 53에 있어서,
    상기 위치 관련 측정치들은 왕복 시간 측정치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  58. 청구항 53에 있어서,
    상기 위치 관련 측정치들은 수신된 전력 측정치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  59. 청구항 53에 있어서,
    상기 협대역 주파수 채널들의 일부분은 상기 제 1 무선 송신기가 에너지를 송신하는 적어도 하나의 파일럿(pilot) 채널을 포함하고, 상기 파일럿 채널의 신호 성분들은 신호 포착 및 복조를 보조하기 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  60. 청구항 53에 있어서,
    상기 협대역 주파수 채널들의 일부분은 상기 제 1 무선 송신기가 최소 에너지를 송신하는 보호(guard) 채널들을 배제하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  61. 청구항 53에 있어서,
    상기 수신 시스템은 RF 필터를 포함하고, 상기 방법은 상기 RF 필터와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  62. 청구항 53에 있어서,
    상기 수신 시스템은 IF(intermediate frequency; 중간 주파수) 필터를 포함하고, 상기 방법은 상기 IF 필터와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  63. 청구항 53에 있어서,
    상기 수신 시스템은 샘플 레이트에 의한 특징을 갖는 ADC(analog to digital converter; 아날로그 대 디지털 변환기)를 포함하고, 상기 방법은 상기 샘플 레이트와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  64. 청구항 63에 있어서,
    상기 ADC들은 데시메이션(decimation) 이후 샘플 레이트에 의한 특징을 더 갖고, 상기 방법은 상기 데시메이션 이후 샘플 레이트와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  65. 청구항 53에 있어서,
    상기 수신 시스템은 수신된 신호 성분들을 나타내는 데이터를 저장하기 위한 가용 메모리를 포함하고, 상기 방법은 상기 가용 메모리와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매 체.
  66. 청구항 53에 있어서,
    상기 수신 시스템은 DSP(digital signal processor; 디지털 신호 프로세서) 프로세싱 처리량(throughput)에 의한 특징을 갖는 DSP를 포함하고, 상기 방법은 상기 DSP 프로세싱 처리량과 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  67. 청구항 53에 있어서,
    상기 방법은 상기 수신 시스템에서 상기 수신 시스템 상의 현재의 부하(load)와 양립가능한 대역폭 내의 신호 성분들을 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  68. 청구항 53에 있어서,
    상기 방법은 상기 수신 시스템에서 위치결정되는 복수의 무선 송신기들로부터 신호들을 수신하기 위해 복수의 채널들로 동조하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  69. 청구항 53에 있어서,
    상기 방법은 상기 수신 시스템에서 복수의 선택된 채널들로 동조하는 단계를 포함하고, 상기 선택된 채널들은 간섭 레벨에 기초하여 판단되는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  70. 청구항 69에 있어서,
    상기 선택된 채널들은 수신된 신호들의 측정치들에 기초하여 판단되는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  71. 청구항 69에 있어서,
    상기 선택된 채널들은 스펙트럼 사용에 기초하여 판단된 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  72. 청구항 53에 있어서,
    상기 방법은 상기 수신 시스템에서 대역폭 합성을 위해 스펙트럼의 다수의 슬라이스(slice)들을 수집하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  73. 청구항 53에 있어서,
    상기 방법은 상기 수신 시스템에서 OFDM 파형 스펙트럼의 상당 부분을 커버하기 위해 주파수에 민감한(frequency agile) 수신기의 재동조(re-tuning)에 순차적인 패턴을 사용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매 체.
  74. 청구항 53에 있어서,
    상기 방법은 상기 수신 시스템에서 다중 경로(multipath) 지연 확산을 감소시키기 위해 교차 상관 함수의 증가된 분해능(resolution)을 제공하도록 대역폭 합성 프로세스를 사용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  75. 청구항 53에 있어서,
    상기 방법은 기지국 기반(station-based) 프로세싱 방법을 사용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  76. 청구항 53에 있어서,
    상기 방법은 상기 수신 시스템에서 OFDM 수신 및 복조 프로세싱을 수행하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  77. 청구항 53에 있어서,
    상기 방법은 상기 수신 시스템에서 협대역 수신기들을 사용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
  78. 청구항 53에 있어서,
    상기 방법은 상기 수신 시스템에서 광대역 수신기들을 사용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능 매체.
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