CN101561687B - 一种带有源负电流调制的同步升压电路及其控制方法 - Google Patents

一种带有源负电流调制的同步升压电路及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种带有源负电流调制的同步升压电路及其控制方法，其电路包括升压电路和有源负电流调制电路，包括：升压电路，包括上管和下管，接收输入电压，并产生大于所述输入电压的输出电压；以及有源负电流调制电路，检测所述上管是否流过负电流，当检测到所述负电流时，所述有源负电流调制电路控制所述上管导通，使其工作于线性模式，并将所述负电流限制至预设电流值。

Description

一种带有源负电流调制的同步升压电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及模拟集成电路，特别地，涉及一种开关模式稳压电路。
背景技术
在传统的同步升压电路中，包括两个开关晶体管，可以分别简称为上管或下管，其输入端连接有电感。在低负载和空载状况下，上管的导通时间可能过长，致使电感电流降低至零甚至反向，即电感电流方向由正变负。由于下管的体二极管上的压降和寄生参数引起的电压过冲，在进入和离开死区时反向的电感电流将在下管两端产生额外的电压应力。反向的电感电流越大，电压应力越大。因此，在同步升压电路中需要限制反向电感电流以避免产生过高的电压应力。
此外，由于寄生参数的影响，上管的关断会在开关节点处引起高频振荡。通常，这个振荡的频率要远远高于开关频率，因而在输出会出现高频纹波，引起电磁干扰(electromagnetic interference，EMI)，影响整个电路的性能。现有技术通常用无源RC缓冲电路来抑制振荡，这种方法虽然有效，但会大大降低效率。
因此，需要提出一种改进的同步升压电路来限制反向电感电流、抑制高频振荡、减小EMI，并且保持电路的高效率。
发明内容
本发明的目的在于提供能限制反向电感电流、有效抑制高频振荡、减小EMI，并且保持整个电路高效率的电路和方法。
依据本发明提出的一种带有源负电流调制的同步升压电路，包括：升压电路，包括上管和下管，接收输入电压，并产生大于所述输入电压的输出电压；以及有源负电流调制电路，检测所述上管是否流过负电流，当检测到所述负电流时，所述有源负电流调制电路控制所述上管导通，使其工作于线性模式，并将所述负电流限制至预设电流值。
依据本发明提出的一种带有源负电流调制的同步升压电路的控制方法，其中所述同步升压电路包括上管和下管，所述方法包括：检测流过所述上管的电流是否为负电流；若检测到所述负电流，控制所述上管，使其工作于线性模式；以及限制所述负电流为预设电流值。
本发明采用上述结构的电路和/或上述方法，通过检测流过上管的负电流，并将其限制在预设电流值，从而限制反向电感电流、有效抑制高频振荡、减小EMI，并保持高效率。
附图说明
图1为根据本发明一实施例的带有源负电流调制的同步升压电路100的框图；
图2为根据本发明一实施例的带有源负电流调制的同步升压电路200的电路图；
图3A为根据本发明一实施例的图2所示带有源负电流调制的同步升压电路200在重载下的波形图；
图3B为根据本发明一实施例的图2所示带有源负电流调制的同步升压电路200在轻载下的波形图；
图4为根据本发明一实施例的带有源负电流调制的同步升压电路的控制方法400的流程图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。
图1为根据本发明一实施例的带有源负电流调制的同步升压电路100的框图。同步升压电路100包括升压电路110和有源负电流调制电路120。在一个实施例中，同步升压电路100可以为集成电路封装，包括开关节点引脚101、输出引脚102、反馈引脚103、参考电压引脚104和地引脚105。在输出引脚102处可得到输出电压VOUT，而且输出电压VOUT在此处通过串联的电阻114和电阻117被反馈。上述两个电阻连接端的反馈电压FB被接入反馈引脚103，以调节升压电路110。地引脚105通常电连接至电气地119，以得到地信号GND。在一个实施例中，在同步升压电路100内部设置第一参考电压VREF1。有源负电流调制电路120电耦接至升压电路110，检测所述上管是否流过负电流，当检测到所述负电流时，使上管导通并工作于线性模式，并将此负电流限制至一预设电流值。需要注意的是，本申请中所指的“轻载”是指低负载或空载，而且同步升压电路100还可以包括其他引脚，例如使能引脚(未示出)、电源引脚(未示出)等。
图2为根据本发明一实施例的带有源负电流调制的同步升压电路200的电路图。其中同步升压电路200在开关节点引脚101处电连接至电感202，电感202的另一端和电容203电连接在一起并电连接至输入节点201，电容203的另一端电连接至电气地119。输入节点201接收输入电压VIN。
在升压电路110中，下管204为nMOSFET(n-channel Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor，n沟道金属氧化物场效应晶体管)，电连接至上管209，上管209为pMOSFET(p-channel Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor，p沟道金属氧化物场效应晶体管)。下管204的漏极电连接至电感202和上管209的漏极，下管204的源极在地引脚105处电连接至电气地119。上管209的源极电连接至输出引脚102和输出电容217，输出电容217的另一端电连接至电气地119。
第一栅极驱动电路205驱动下管204，第二栅极驱动电路208驱动上管209。脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)控制电路207驱动第一栅极驱动电路205和第二栅极驱动电路208，其中PWM控制电路207由第一误差放大器206驱动。第一误差放大器206的同相输入端电连接至参考电压引脚104以接收第一参考电压VREF1，反相输入端电连接至反馈引脚103、电阻114和电阻117。电阻114的另一端电连接至输出引脚102，电阻117的另一端电连接至电气地119。
在有源负电流调制电路120中，比较器214的反相输入端电连接至上管209的漏极，其同相输入端电连接至上管209的源极，其输出端电耦接以控制第二栅极驱动电路208。在一个实施例中，用RS触发器220来实现对第二栅极驱动电路208的控制。RS触发器220的置位端S电连接至比较器214的输出端，复位端R电连接至PWM控制电路207的输出端和第一栅极驱动电路205的输入端，输出端Q电连接至第二栅极驱动电路208，以控制第二栅极驱动电路208进入或退出输出高阻态。其中，复位端R的优先级高于置位端S。
晶体管211电耦接至上管209，形成电流镜，其中晶体管211的栅极电连接至上管209的栅极，它们的源极也电连接在一起。晶体管211为pMOSFET。在一个实施例中，在集成电路中晶体管211的尺寸被制作为上管209尺寸的1/N，因此流过上管209的电流是流过晶体管211电流的N倍。第二误差放大器215和pnp BJT(pnp Biopolar Junction Transistor，pnp双极结型晶体管)212电连接用以确保晶体管211的漏极电压与上管209的漏极电压相等。第二误差放大器215的同相输入端电连接至上管209的漏极，其反相输入端电连接至晶体管211的漏极和pnp BJT 212的发射极，其输出端电连接至pnp BJT 212的基极。
第三误差放大器210被用来控制晶体管211的栅极，以调制流过其上的电流。第三误差放大器210的同相输入端电连接至pnp BJT 212的集电极和电阻213。pnp BJT 212的发射极电连接至晶体管211的漏极，电阻213的另一端电连接至电气地119。pnp BJT 212将流过晶体管211的电流传递至电阻213。第三误差放大器210的反相输入端接收第二参考电压VREF2，以通过电阻213产生参考电流，其使能端电连接至RS触发器220的输出端Q。
如果负电流出现，导致开关节点引脚101处的开关节点电压VSW小于输出电压VOUT，比较器214将检测到上管209的漏源电压极性的改变，并输出高电平以置位RS触发器220。RS触发器220的输出Q变高，使第二栅极驱动电路208进入输出高阻态，并使能第三误差放大器210。因此，第二栅极驱动电路208不再驱动上管209的导通与关断，上管209导通，并受第三误差放大器210的输出控制而工作于线性模式，同时第三误差放大器210将检测到的负电流限制为预设电流值。在下一个开关周期中，当下管204再次导通，PWM控制电路207复位RS触发器220，使其输出Q变低。因此，第二栅极驱动电路208退出输出高阻态，并恢复对上管209栅极的驱动，此时第三误差放大器210被去使能。
以下结合图3A和3B对同步升压电路200的工作原理做进一步的描述。图3A为图2所示带有源负电流调制的同步升压电路200在重载下的波形图。其中，电压波形301A表示输入下管204栅极的第一栅极驱动电压VG1，电压波形302A表示输入上管209栅极的第二栅极驱动电压VG2。PWM控制电路207控制波形301A和302A，以确保上管209或下管204在另一个导通前关断，这是为了避免上管209和下管204同时导通而引起直通。因此，时间段T1～T2、T3～T4、T5～T6和T7～T8为死区时间，在死区时间中，无论输出电容217是否能维持输出电压VOUT，上管209和下管204均关断。
从时刻T0到时刻T1，第一栅极驱动电压VG1和第二栅极驱动电压VG2均为高，下管204导通，而上管209关断。因此，开关节点引脚101电连接至电气地119，如表示开关节点电压VSW的波形303A所示。电感电流IL的斜率为 dI L dt = V IN L , 如表示电感电流IL的波形304A所示。
从时刻T1到时刻T2为死区时间，下管204和上管209均关断，开关节点引脚101从电气地119断开。此时，由于电感电流的续流作用而引起的反向电压，使得上管209的体二极管(未示出)导通。因此，开关节点引脚101通过上管209的体二极管(未示出)电连接至输出引脚102，开关节点电压VSW为输出电压VOUT和体二极管的正向电压VF之和。即从时刻T1到时刻T2，VSW＝VOUT+VF。电感电流IL的斜率为 dI L dt = - ( V OUT + V F ) - V IN L , 如波形304A所示。
从时刻T2到时刻T3，第一栅极驱动电压VG1和第二栅极驱动电压VG2均为低，下管204关断而上管209导通。此时开关节点引脚101电连接至输出端216，开关节点电压VSW降至输出电压VOUT，如波形303A所示。因此，从时刻T2到时刻T3，电感电流IL的斜率为 dI L dt = - V OUT - V IN L , 如波形304A所示。
从时刻T3到时刻T4，同步升压电路200进入第二个死区时间，下管204和上管209均关断，开关节点引脚101通过上管209的体二极管电连接至输出引脚102。此时，开关节点电压VSW上升至输出电压VOUT和体二极管的正向电压VF之和，再一次地，VSW＝VOUT+VF，直到时刻T4。因此，电感电流IL从时刻T3到时刻T4以斜率 dI L dt = - ( V OUT + V F ) - V IN L 下降。
如图3A所示，从时刻T4开始，在接下来的开关周期中，波形300A重复上述过程。
在重载情况下，由于电感电流IL为正，并从开关节点引脚101流至输出引脚102，比较器214在RS触发器220的置位端S产生一低电平信号，因而RS触发器220没有被置位，其输出Q为低，第三误差放大器210没有被使能。因此，第三误差放大器210不干涉第二栅极驱动电路208的运行，即升压电路110完全控制了同步升压电路200。
图3B为根据本发明一实施例的图2所示带有源负电流调制的同步升压电路200在轻载下的波形图。此时，有源负电流调制电路120被使能，用于限制流过上管209的负电流。轻载状况下，下管204和上管209继续被触发导通或关断，直至检测到负电流，如图3B中表示第一栅极驱动电压VG1的波形301B和表示第二栅极驱动电压VG2的波形305B所示。由于有源负电流调制电路120对第二栅极驱动电压VG2的调制，图3B中表示第二栅极驱动电压VG2的波形305B和图3A中的相应波形302A有所不同。
从时刻T0至时刻T1，第一栅极驱动电压VG1和第二栅极驱动电压VG2均为高电平，下管204导通，而上管209关断。此时开关节点引脚101电连接至电气地119，因此开关节点电压VSW为低，如波形307B所示。
从时刻T1至时刻T2，同步升压电路200进入死区时间，上管204和下管209均关断。此时，由于电感电流的续流作用而引起的反向电压，使得上管209的体二极管(未示出)导通。因此开关节点引脚101通过上管209的体二极管电连接至输出引脚102，开关节点电压VSW跳至输出电压VOUT与体二极管的正向电压VF之和，即VSW＝VOUT+VF。
从时刻T2至时刻T3，第一栅极驱动电压VG1和第二栅极驱动电压VG2均为低，下管204关断，而上管209导通，开关节点引脚101电连接至输出引脚102。此时，开关节点电压VSW从VOUT+VF下降至VOUT，如波形307B所示。流过上管209的电流减小，当其减小至零并且继续减小，即其反向变成负电流时，比较器214检测到上管209的漏源电压极性的改变。此时，比较器214输出一个高电平以置位RS触发器220，RS触发器220的输出Q变高，使第二栅极驱动电路208进入输出高阻态，并使能第三误差放大器210。即此时第二栅极驱动电路208不再驱动上管209的导通与关断，上管209导通，并受第三误差放大器210的输出控制而工作于线性模式，第三误差放大器同时限制负电流至预设电流值
Figure G2009101283399D00071
由于第三误差放大器210的调制，第二栅极驱动电压VG2上升至一控制电平VCTRL，如波形305B所示。
从时刻T3至时刻T4，上管209处于导通状态，并且工作于线性模式，流过其上的负电流为预设电流值
Figure G2009101283399D00072
此时，开关节点引脚101与电气地119和输出引脚102均不相连，因此开关节点电压VSW降至输入电压VIN。
从时刻T4至时刻T5，同步升压电路200再次进入死区时间，下管204和上管209均关断。
从时刻T5至时刻T6，下管204再次导通，PWM控制电路207将RS触发器220复位。因此，RS触发器220的输出Q变低，使第二栅极驱动电路208退出输出高阻态，同时第三误差放大器电路210被去使能。于是第三误差放大器电路210停止对晶体管211的栅极控制，也即有源负电流调制电路120释放对同步升压电路200的控制，此时同步升压电路200的运行完全由升压电路110控制。
如图3B所示，从时刻T6开始，在随后的开关周期中，波形300B重复上述过程。
图4为根据本发明一实施例的带有源负电流调制的同步升压电路的控制方法400的流程图，其中同步升压电路包括上管和下管，其方法包括如下步骤：步骤401，调制输入电压；步骤402，检测流过上管的电流是否为负电流；步骤403，如果检测到负电流，则控制上管，使其工作于线性模式；步骤404，限制该负电流至一预设电流值，如果没有检测到负电流，控制同步升压电路，使其运行于正常模式。该方法还包括步骤405：检测下管是否导通，如果检测到下管导通，正常调制输入电压，否则，继续限制该负电流至预设电流值。
参看步骤401，调制输入电压。输入电压VIN被接收和调制，以产生输出电压VOUT。在一个实施例中，采用一同步升压电路200来实现调制，并且步骤401用升压电路110来实现。即升压电路110在开关节点引脚101接收输入电压VIN，并在输出引脚102产生调制后的输出电压VOUT。更具体地说，步骤401采用如下方式实现：用第一栅极驱动电路205驱动下管204，用第二栅极驱动电路208驱动上管209，从而将输入电压VIN转换成输出电压VOUT，其中第一栅极驱动电路205和第二栅极驱动电路208均由PWM控制电路207控制。
参看步骤402，检测流过上管的电流是否为负电流。同步升压电路200持续检测流过上管209是否过零并由正变负。步骤402通过比较器214实现，其中比较器214的两个输入端电连接在上管209的两端，以检测上管209的漏源电压极性是否反向，其具体工作原理如前所述。
参看步骤403，如果检测到负电流，控制上管，使其工作于线性模式。步骤403进一步包括控制第二栅极驱动电路208，使其进入输出高阻态。这个步骤由比较器214和RS触发器220实现。
在步骤403后，进入步骤404，当检测到负电流时，限制此负电流至一预设电流值。步骤404由图1和图2所示的有源负电流调制电路120实现，更具体地说，步骤404通过一电流镜电路实现，其中电流镜电路由第二误差放大器215、第三误差放大器210、晶体管211、pnp BJT 212以及电阻213组成，其具体工作原理如前所述。
参看步骤405，检测下管是否导通。当检测到下管在下一个开关周期中导通时，同步升压电路200回复到正常运行模式，也即电感电流不再被控制。若检测到下管未导通时，继续限制负电流为预设电流值。步骤405由有源负电流调制电路120实现。更具体地说，当检测到下管204导通时，RS触发器220的置位端S被释放，因此同步升压电路200的运行仅由升压电路110控制。当检测到下管204未导通时，有源负电流调制电路120继续控制同步升压电路200，并限制负电流至预设电流值
Figure G2009101283399D00091
需要声明的是，上述发明内容及具体实施方式意在证明本发明所提供技术方案的实际应用，不应解释为对本发明保护范围的限定。本领域技术人员在本发明的精神和原理内，当可作各种修改、等同替换、或改进。本发明的保护范围以所附权利要求书为准。

Claims (19)

1.一种带有源负电流调制的同步升压电路，包括：
升压电路，包括上管和下管，接收输入电压，并产生大于所述输入电压的输出电压；以及
有源负电流调制电路，检测所述上管是否流过负电流，当检测到所述负电流时，所述有源负电流调制电路控制所述上管导通，使其工作于线性模式，并将所述负电流限制至预设电流值。
2.如权利要求1所述的同步升压电路，其特征在于，当所述下管在下一个开关周期中导通时，所述有源负电流调制电路停止对所述上管的控制。
3.如权利要求1所述的同步升压电路，其特征在于，进一步包括电感和电容，其中所述电感电耦接至所述电容和所述升压电路，接收所述输入电压。
4.如权利要求1所述的同步升压电路，其特征在于，其中：
所述下管包括n型金属氧化物场效应晶体管；
所述上管包括与所述n型金属氧化物场效应晶体管串联的p型金属氧化物场效应晶体管。
5.如权利要求1所述的同步升压电路，其特征在于，所述升压电路进一步包括：
第一栅极驱动电路，驱动所述下管；以及
第二栅极驱动电路，驱动所述上管。
6.如权利要求5所述的同步升压电路，其特征在于，所述升压电路进一步包括：
脉冲宽度调制控制电路，控制所述第一栅极驱动电路和所述第二栅极驱动电路；以及
第一误差放大器，接收第一参考电压和来自所述输出电压的反馈电压。
7.如权利要求5所述的同步升压电路，其特征在于，当检测到所述负电流时，所述有源负电流调制电路控制所述第二栅极驱动电路，使其进入输出高阻态。
8.如权利要求5所述的同步升压电路，其特征在于，所述有源负电流调制电路包括：
比较器，电耦接至所述上管，检测所述负电流；以及
电流镜电路，电耦接至所述比较器和所述升压电路，限制所述负电流至所述预设电流值。
9.如权利要求8所述的同步升压电路，其特征在于，所述电流镜电路包括电耦接至所述上管的p型金属氧化物场效应晶体管，所述p型金属氧化物场效应晶体管和所述上管构成电流镜。
10.如权利要求9所述的同步升压电路，其特征在于，所述比较器包括同相输入端、反相输入端和输出端，其中所述同相输入端电耦接至所述上管的源极，所述反相输入端电耦接至所述上管的漏极。
11.如权利要求10所述的同步升压电路，其特征在于，所述电流镜电路进一步包括：
第二误差放大器，电耦接至所述上管；
第三误差放大器，电耦接至第二参考电压和所述上管；以及
RS触发器，电耦接至所述第一栅极驱动电路、所述比较器和所述第三误差放大器。
12.如权利要求11所述的同步升压电路，其特征在于，所述电流镜电路进一步包括：
pnp双极结型晶体管，电耦接至所述第二误差放大器和所述p型金属氧化物场效应晶体管；
电阻，电耦接至所述pnp双极结型晶体管和电气地。
13.如权利要求9所述的同步升压电路，其中在集成电路中所述p型金属氧化物场效应晶体管的尺寸被制作为小于所述上管。
14.一种带有源负电流调制的同步升压电路的控制方法，其中所述同步升压电路包括上管和下管，所述方法包括：
调制输入电压；
检测流过所述上管的电流是否为负电流；
若检测到所述负电流，控制所述上管导通，使其工作于线性模式；
以及限制所述负电流为预设电流值。
15.如权利要求14所述的控制方法，其特征在于，进一步包括检测来自所述同步升压电路输出电压的反馈电压。
16.如权利要求14所述的控制方法，其特征在于，检测流过所述上管的电流是否为负电流，包括检测所述上管两端的电压是否改变极性。
17.如权利要求14所述的控制方法，其特征在于，限制所述负电流为预设电流值包括：
产生电流值为所述预设电流值的参考电流；以及
通过电流镜使所述负电流和所述参考电流相等，其中所述电流镜包括所述上管。
18.如权利要求17所述的控制方法，其特征在于，产生所述参考电流包括提供第二参考电压和电阻。
19.如权利要求14所述的控制方法，其特征在于，进一步包括当所述下管在下一个开关周期中导通时，使所述上管退出线性模式，同时停止限制所述负电流至所述预设电流值。
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