CN101556330A - 用于便携式射线照相检测器的电源 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于便携式射线照相检测器的电源。数字射线照相检测器包括以行和列放置的二维光电感应器阵列。多条信号导线连接到该光电感应器并沿着该二维阵列在第一方向上延伸。开关电源被连接到电源并且具有第一和第二存储电感器，其中该第一和第二存储电感器基本匹配，电性串联，并且包括相位相反磁通场，以及基本上沿着信号导线的第一方向对齐。

Description

用于便携式射线照相检测器的电源

技术领域

本发明一般涉及数字射线照相成像系统，并且尤其地涉及具有板上开关电源的数字射线照相接收器。

背景技术

通常，对于多种类型的电子检测装置来说，尤其是对于便携式数字射线照相成像检测器来说，便携式电池供电的无线性能正成为期待的性能。对于医用成像接收器设备来说，便携的无线操作提供了改善病人护理的希望，具有包括改进的工作流程和设备适应性的优点。

数字射线照相(DR)检测器，也被称作平板检测器(FPD)，通过提供快速可视化和传输X射线图像的能力，已掀起了通用射线照相领域的革命。病人的X光片能有效地通过数据网络传送到一个或多个远程机构，以便放射科医师分析和诊断，避免了通过邮件或送信员送递物理胶片至远处的放射科医师带来的延迟。

图1显示了常规FPD的基本成像器件的局部剖面图。FPD一般包括一个大面积的二维图像传感器阵列10，该二维图像传感器器阵列10具有上千个被配置成行列矩阵的放射敏感像素点14。每个像素点14有一个或多个诸如PIN光电二极管的光电感应器12和一个或多个诸如薄膜晶体管(TFT)的开关元件16。一般理解为，光电感应器将X射线放射转换成由开关元件16读出并被存储在与检测器相关联的存储器内的信号。这种传统的DR配置通过使用横跨检测器平板长和宽延伸的导电金属行和列，允许对每一个放射敏感像素点14来单独地被寻址和被读出。

FPD的放射敏感像素点14通常使用诸如PIN光电二极管的光电二极管，但是也可使用其他的光电感应器技术。当光电二极管用于射线照相检测时，X射线放射首先被转换成适合于在每个放射点的光电二极管的波长。这通常通过使用闪烁屏15完成，闪烁屏15根据一个波长的X射线放射的激励发射在光电二极管敏感度内的第二波长内的光子。然后，每个光电二极管产生与其接收到的光子数量成正比的电荷。以这种方式检测X射线放射，将检测到的射线转换为数字信息，以及内部存储数字信息的过程在这里被称为图像采集。一旦采集到X射线图像，将该图像从FPD传送至操作员控制台，以便图像评估，下游分发和/或长期存储。

传统上，大型数字射线照相装置，FPD被永久安装在预定位置用于对患者成像。这类类型的安装一般设定为获取大量病人常规上需要的放射性图像的标准集。然而，在需要非标准图像的情况下，病人相对于固定的DR检测器定位。对一些病人来说，这就产生了数字射线照相不容易解决的问题，甚至必须使用旧技术，例如荧光体计算机射线照相(CR)X射线盒。这会导致增加的成本和低效，也要求医疗机构维护旧设备以便处理在DR系统上难以执行的成像类型。

便携式盒型FPD提供了定位问题的替代方案，允许更小更便携的X射线成像系统。因为检测器能轻易地放置到病人身后，而不要求病人采取不便的姿势以便成像，便携式FPD提高了操作员工作流程的效率。很多情况下，由于同样的检测器可以用于墙壁固定位置和水平工作台位置，FPD能代替多种检测器的需求。便携式FPD具有灵活性，简单快速地移动至DR套装的任意合适的位置，还提供了即时存取所获得的X射线图像。

电子元件和封装技术的进步使便携式盒型检测器成为可能，允许整体尺寸和重量的明显减少。例如在美国专利No.5,844,961中描述了盒型FPD，其一般描述了其外部尺寸近似等于标准大小的X射线胶片或者CR盒的尺寸的无胶片数字X射线盒。组合通信和电源连接线或者电线用作从FPD传输数字图像数据和给平板装置供应电源的装置。外部AC至DC电源也通过组合通信和电源连接线连接到盒。诸如电池的电源可选择地位于盒内部以便克服需要用于这个目的的直接的线连接的不便。

美国专利7,015,478，题为“X-ray Imaging Apparatus”(Yamamoto)，描述了具有提供通信和电源的互联电线的便携式电子盒型检测器。该专利描述了将第二根电线连接至盒，以便当检测器放置在病人下面时连接和分离该设备。电池和电源可以位于检测器机架内。

诸如McEvoy等人和Yamamoto的专利中介绍的有线方案有先天的缺点。需要在互联电线的每一端都进行连接并维持连接，当移动FPD至病人周围和某些部位的后面时，这很难做到。当试着最优化地在病人下面定位盒型FPD时，电线会成为明显障碍。在移动FPD至新位置时可能会不小心抓到或绊到电线，因此电线也是导致检测设备损坏的潜在因素。电线也限制了检测器能离开控制台的距离。其他问题涉及用于检测和处理电路的不同部分的多个DC电平需求。因为这些原因，有线DR成像平板有特别的困难。

为了有效地去除有线电源，需要紧凑的、轻的、能连续工作数小时的便携式板上电源。例如，一般具有两个或多个串联连接的电池的高能锂聚合物电池，能为便携式FPD上的复合通信、控制和成像电路提供足够的能源。开关模式电源(SMPS)是一种DC到DC转换器，它使用电池并且能产生低于或高于电池所提供的电压的输出电压。一般有多种类型的DC到DC转换器的拓扑结构用于SMPS设备，并且被电子领域的技术人员所熟知。一些这些拓扑结构的例子是降压、升压、SEPIC、CUK、逆向和正向转换器。

SMPS通过周期性切换进入到用作能量存储元件的感应器和电容器的电流来工作。因为它们的能量存储和开关元件可以相对较小，SMPS设备相比而言紧凑和重量轻。同时，SMPS设备的电能转换效率高能达到95％。

尽管SMPS有这些优点，它也有显著的缺点。相比于线性电源调节器和其他电源类型，自身的高噪声电平是这些缺点之一。由SMPS开关所产生的噪声可以被传导和放射，产生明显的干扰和伪影，降低周边装置、子系统或电路的性能，特别是在信噪比(SNR)方面。该影响对诸如具有DR检测器，高阻抗检测器电路封装在非常靠近SMPS上的电感器的敏感性设备尤为明显。

来自开关电源的电磁感应(EMI)的主要类型是产生在靠近于开关器件的放射电磁场。已经使用许多传统方法来最小化SMPS的EMI效应。对导电式EMI模式，需要使用额外的滤波器器件，沿着靠近电源输入和输出线的导电路径串联增加。这些滤波器器件一般包括电容器和串联的铁氧体电感器，用于在高频能量传导至周边电路之前分流或者吸收该高频能量。

一般与噪声滤波器器件组合使用的另一种减小导电式EMI方法是使一个或多个开关模式电源的开关频率与其他已用于电子设备的时序波形或主内部时钟同步。例如，时序波形会是用于采样保持测量、电荷转移和小信号模数(A/D)转换的触发敏感操作。当装置中所有的开关模式电源与公共时钟同步或者在公共时钟上运行，由于干扰噪声被限制到一个公共频率段，可以简化滤波器的实现。使用同步于主系统时钟的开关模式电源，可以调节来自开关模式PWM波形的瞬态噪声的时序以防止在敏感装置操作的过程中产生瞬变。作为一个时序同步技术的例子，美国专利No.4,034,232描述了同步多个电源和位置上相移各自的时钟来最小化破坏性瞬变的方法。

因为放射噪声可能来自于EMI敏感电路或子系统附近的多个不同的源，放射性EMI传播的抑制技术是比较困难和昂贵的。传统的减少放射EMI的方案包括通过屏蔽保护敏感电路器件。由于放射EMI有电性器件和磁性器件，需使用两种类型的屏蔽。地平面和法拉第罩已经被用于E场屏蔽，有效地分流并明显地减少E场。对磁H场器件，已经使用诸如Mu金属、铁镍合金的具有高渗透性的厚铁磁材料来分流杂散磁通和使其避免耦合进入周边电路的敏感导线。

尽管SMPS能被封装成符合便携式DR检测器窄的限制，在检测器机架里集成这些噪声电源而不引入干扰尤其是个挑战。避免SMPS产生的导电性和放射性EMI的需求显著增加了无线DR检测器的尺寸和重量要求。增加的用于传导噪声补偿的滤波器器件增加了SMPS的总体成本、尺寸和复杂性。传统的用于解决放射噪声的H场屏蔽方案，包括Mu金属，并且在所使用的高开关频率处是无效的。即使能够找到合适的屏蔽材料，屏蔽会明显地增加设备尺寸和重量。

因此，需要改良的数字成像检测器，该数字成像检测器包括板上SMPS电源，但不会受到EMI影响而产生图像劣化。

发明内容

本发明的目的在于，解决具有减小的EMI的开关模式电源的需要。根据这个目的，本发明的一个方面提供了包括以行和列配置的二维光电感应器阵列、多个信号线和开关电源的数字射线照相检测器。多个信号线被连接至光电感应器并沿着二维阵列的第一方向延伸。开关电源连接至电源并包括第一和第二储存电感器，该第一和第二储存电感器基本上匹配并串联连接，包括相位相反的磁通场，并且基本上沿着信号线的第一方向对齐。

本发明的一个方面提供了一种数字射线照相检测器，包括：按行和列放置的二维光电感应器阵列；多条信号导线，连接所述光电感应器并且沿着所述二维阵列在第一方向延伸；以及开关电源，连接到电源并且包括第一和第二存储电感器，其中所述第一和第二存储电感器基本匹配，电性串联，包括相位相反的磁通场，并基本上沿着所述信号导线的所述第一方向对齐。

本发明的特征在于，上述的数字射线照相检测器进一步包括连接到所述电源的第二开关电源，并包括第三和第四存储电感器，其中所述第三和第四存储电感器基本上匹配，电性串联，包括相位相反的磁通场，并且基本上沿着所述信号导线的所述第一方向对齐

本发明的特征在于，上述的数字射线照相检测器中第一和第二存储电感器与该第三和第四存储电感器交错。

本发明的特征在于，上述的数字射线照相检测器中第一和第二存储电感器与该第三和第四存储电感器充分地分开，使得该第一和第二存储电感器的该磁场与该第三和第四存储电感器的该磁场不相互干扰。

本发明的特征在于，上述的数字射线照相检测器中第一和第二存储电感器位于该多条信号导线的第一部分上，该第三和第四存储电感器位于该多条信号导线的第二部分上。

本发明的特征在于，上述的数字射线照相检测器中所述电源是放置在所述数字射线照相检测器上的可充电电池。

本发明的特征在于，上述的数字射线照相检测器中所述电源通过电缆有线连接到所述检测器。

本发明的特征在于，上述的数字射线照相检测器中该电缆进一步地在数字射线照相检测器和外部源之间传输数据信号。

本发明的特征在于，上述的数字射线照相检测器进一步包括无线数据接口。

本发明的特征在于，上述的数字射线照相检测器进一步包括处理器，所述处理器被配置来为所述光电感应器阵列提供开关电源驱动信号之间的可调整的时序偏移和采样信号的时序。

本发明的特征在于，上述的数字射线照相检测器中所述开关电源是降压、升压、反向、斩波电路或者推拉型电源中的一个。

本发明的特征在于，上述的数字射线照相检测器中所述开关电源同步于读出电路的主时钟。

本发明的一个方面提供了一种向数字射线照相检测器提供电源的方法，其中所述数字射线照相检测器包括按行和列放置的二维光电感应器阵列和连接到所述光电感应器并沿着所述二维阵列在第一方向上延伸的多条信号导线，所述方法包括：提供DC电源；将开关电源连接到所述电源，所述开关电源包括第一和第二存储电感器，其中所述第一和第二存储电感器基本匹配，电性串联，并且包括相位相反的磁通场，以及沿着与所述数字射线照相检测器的所述多条信号导线相平行的方向基本上对齐；以及偏移用于感应所述检测器的设备的采样控制信号的信号跳变和所述开关电源的开关跳变。

本发明的特征在于，上述的方法中所述DC电源是放置在所述射线照相检测器上的电池。

本发明的特征在于，上述的方法进一步包括调整该偏移。

本发明的特征在于，提供使用成对电感抵消相互的漏磁通场的开关电源。

本发明的优点在于，提供一种开关电源的设计，允许紧凑封装并且可以用于有减少emf屏蔽要求的电子装置。

通过参考下面的优选实施例的详细说明和所附的权利要求，将更清晰地理解和认识本发明的这些和其他方面、目的、特征和优点。

附图说明

说明书以具体指明和明确保护本发明主题的权利要求结尾，相信结合附图和下面的说明书，将更好地理解本发明。

图1是传统DR成像平板的成像感应元件的局部剖面图。

图2是传统地用于DR射线照相的图像感应器阵列的局部的示意方框图。

图3是示出从每个像素获取信号的信号路径的示意方框图。

图4是传统的开关模式电源的示意方框图。

图5A是传统的开关模式电源共用的铁氧体电感器器的透视图。

图5B是图5A中电感器的局部剖面图。

图6A显示了图5A的电感器周围的磁场

图6B显示了图6A的沿电路导线向外放射的磁场。

图7是示出了根据本发明的优选实施例的使用匹配且反向的电感器的开关电源的示意方框图。

图8是双电感器对齐和相应磁极的透视图。

图9是示出了互反EMF信号自抵消效应的时序波形图。

图10是与电路导线相关的双电感器对齐平面图。

图11是示出了成对双电感器对齐的平面图，一对用于每个开关电源。

图12是根据本发明实施例的DR检测器透视剖面图。

图13是示出了用于每行像素的图像信号采集的控制信号之间关系的时序图。

图14是示出了无轻微相移的对开关瞬态的可能敏感度的时序图。以及

图15是示出了减少对开关瞬态的敏感度的开关电源相移的时序图。

具体实施方式

应理解为未特别示出或说明的元件可以采用本领域技术人员公知的各种形式。

本发明的装置和方法提供了一种具有开关模式电源(SMPS)的数字射线照相(DR)检测器，其有助于减少周边电路的EMI。本发明的SMPS配置于DR检测器机架内以提供EMI效应自抵消的一些方法，否则EMI效应会被引入到数字检测器的耦合信号导线内。

DR检测器电路结构

为了理解使用用于DR检测器平板的板上电源的问题难度，首先详细了解检测器电路是如何配置的是有益的。图2显示了在传统的DR检测器中图像传感器阵列10的小部分的示意图，其中图像传感器阵列10形成为在图1中描述的像素点14的矩阵。一个像素点14指示在虚线框内。每个像素点14包括诸如光电二极管的光电感应器12，与诸如TFT的开关元件16成对。每个光电感应器12可以选择性地由其相关联的开关元件16连接至列读出线22。图2中，像素点14有光电二极管作为光电感应器12和TFT作为开关元件16；光电二极管阴极通过TFT切换至列读出线22。TFT栅极通过栅极驱动器阵列18中相应的栅极驱动器被控制在行线20上。光电二极管阳极通过导线24连接至公共偏压源34。当沿某一个行线20驱动特定行时，该行内的所有光电二极管通过相关联的TFT或其他开关元件16连接至相应的导电列读出线。然后，每个光电二极管的电荷被送至一组充电放大器26中的一个。每个光电二极管的电荷与来自DR接收器闪烁屏15的(图1)撞击到特定光电二极管的光线数量成比例。光线数量依次与在成像检测器特定区域上接收到的X射线数量成正比。因此，当传感器阵列内的所有光电二极管都被处理，形成了表示病人X射线图像的两维模拟图像。

每个充电放大器26对来自相应的光电二极管或其他光电感应器12的电荷进行积分，提供与电荷成正比的电压。该电压通过信号总线30被作为A/D转换器28的多路转换器(MUX)32的输入而传送。A/D转换器28将每个充电放大器26的输出处的电压转换成相应数字数值，然后存储至存储器(未示出)。一旦使用这个方法读出所有像素点14，例如，产生的X射线图像数据可以暂时存入DR检测器的本地存储器单元。在该点，产生的二维图像数据被从检测器传送到外部处理器或者操作控制台来进行初步评估。从那儿，图像数据可以根据需要进一步地被下行传输以便诊断和长期归档存储。

图3的示意方框图显示了应用于来自每个像素的图像信号采集的信号路径，仍使用光电二极管作为接收光线λ的光电感应器12的例子。将光电二极管的阴极连接至作为开关元件16的与其相关联的TFT晶体管的漏极。TFT源极端子通过列读出线22连接至相应的充电放大器26的输入。每根列读出线22都有一个相应的分布电容和电阻54。TFT栅极通过栅极驱动器线52连接至栅极驱动器阵列18(图2)的栅极驱动器50。栅极驱动器线52也有沿其长度分布的电容和电阻。然而，由于它的低阻抗和数字特性，该线一般不像像模拟信号线一样对电磁干扰那么敏感。充电放大器26包括跨接积分电容器58的相关联的开关56。当开关56在低阻状态下(关闭)，其有效地对电容器58进行短路，并使充电放大器26的输出置零或重启充电放大器26的输出。由于充电放大器电路固有的偏移电压，重启时的电压将不会严格为零。当开关56在高阻状态下(打开)，充电放大器26对来自光电二极管的电荷积分并转换成电压，该电压被施加到相关双采样(CDS)电路60。充电放大器26的电压与撞击到光电二极管的光线数量成正比，该光线数量又与在此位置上的X射线放射密度成比例，加上充电放大器26固有的偏移误差电压。

CDS电路60对电压放大器26的输出进行采样，并在两种不同条件下将该采样传送至MUX 32。CDS电路60有两个采样电容器62、64，每个具有相应的开关66、68。当开关56关闭时，短路积分电容器58，在充电放大器26重启的时候进行感应信号偏移误差的第一采样。包含同样的加上像素信号的偏移的第二次采样在开关56打开和充电放大器26通过储能电容器58从光电感应器12加速充电之后进行。关闭开关68允许电荷储存，提供了横跨电容器64的电压信号。来自CDS电路60的两个电压信号由MUX 32选择，相减，并传送至A/D转换器28，在A/D转换器28中电压差被转换成数字值。在积分之前的相减去除了充电放大器26中存在的偏移电压。然后结果可以存储至成像检测器电子器件的数字存储器(未示出)中。

图2和图3中显示的整体电路结构和图像采集信号路径表明了DR检测器为什么极易受到噪声影响。一些最明显的噪声考虑如下：

(i)由列导线24上的光电二极管产生的并切换到读出线22的电流是微安级，因此轻微噪声也是不宜的。

(ii)读出线22有高阻特性。扩展成像传感器阵列10的全长(宽)并连接至充电放大器26，根据现有的DR平板设计上千个列读出线22中的每一个长度高达43厘米或者更长。高阻抗和较长长度的组合使列读出线22尤其容易受到时变磁场的外部噪声干扰，其中该时变磁场靠近像素点14或靠近导电读出线22放射的。

(iii)诸如导电导线24的偏压源34导线具有高阻抗特性，易受杂散时变磁场影响。

(iv)行导线，行线20，也受到这些同样的时变磁场的影响。然而，行导线被连接至栅极驱动器阵列18的栅极驱动器，相比于列导体的阻抗电路，它通常是更低的阻抗电路。另外，行栅极信号是阈值数字信号，因此相比于列导电读出线22的信号来说对是对外部噪声低敏感的数量级。

(v)将充电放大器26的输出传送至MUX32和A/D转换器的信号总线30的导线对噪声更加敏感，因为这些线是模拟信号线。这些都容易受到放射磁场的干扰，但因为充电放大器26本身的低输出阻抗，相比于列读出线22往往更不敏感。

(vi)在上述的两种采样工作过程中，到把信号切换到采样电容器62、64所需要的时序和信号采样工作使得相关双采样操作对噪声敏感。也就是说，即使相关双采样本身能减少感应噪声信号的影响，在开关瞬态过程中，仍然存在一些噪声干扰的风险。

总而言之，大面积高阻抗图像检测器的标准结构使其易受EMI影响。值得期待的是，减少来自射线照相检测器内的其他电路，尤其是临近信号线并将这些信号传输以便存储和测量的电路，的工作的外部噪声。采取屏蔽和其他方法来尽可能地减少来自附近源的EMI，以便降低噪声电平和提供诊断成像需要的信噪比。

因为之前提到的电源本身具有高EMI水平，在DR检测器内使用的板上开关电源与这些要求正好相反。当考虑到DR接收器的轻重量和紧凑结构的要求，这些问题变得更加尖锐。

为了理解本发明的设备是如何解决这些噪声问题的，描述DC-DC开关电源的整体结构和工作是有帮助的。图4中SMPS100的简化示意图显示了通常用在这些电源中的整体电路拓扑结构，显示了在这类电路中使用的元件和一些示例性信号波形。电池84经过滤波电容器86提供电源。开关控制电路80选择性地切换两个固态开关，在图4中示为MOSFET功率晶体管82a、82b，提供通过二极管88的电压波形94并控制电感器70的电流98。通过电感器70的电流是类似于图4所示的三角斜波96。电感器70中出现的切换电流产生在电源的开关频率处随时间(t)在幅值上变化的磁通。在各种开关模式的设计中这个频率数值范围从几百赫兹至1兆赫兹以上。如波形94所示的ON对OFF时间的占空比决定或调节滤波电容器90和负载92的输出电压。开关模式控制电路80通过由反馈线(未示出)来监测电感器70的输出电压从而来调节负载92上存在的电压。

一般地，用作SMPS100中使用的能源存储元件的能量存储元件是铁氧体电感器。图5A显示了通常怎样封装电感器70。若用于开关模式电源，电感器70通常如此构造以减少漏入电感器线圈周围区域的磁通量。图5B的局部剖面图显示了电感器线圈72环绕铁氧体材料的中心的配置。

考虑到设计和封装技术，电感器70会放射出导致周围电路信号干扰的磁场。图6A显示了分布由于磁通泄漏而在电感器70周围的一般的环形磁场74。图6A中磁场74的描述类型是粗略近似的，而不是精确描述，用于下面讨论的说明的目的。

磁场74的方向或是北极(表示为N)，或是南极(S)，形成于电感器的端部。图6B描述了同样的电感器70和沿着导线78向外放射的磁场74，其中导线78沿着导线附近的路径延伸。导线78，工作在开关模式电源电感器70附近，穿过或者连接电感器70的磁场74的线。如此，导线78由于磁场74的变化的磁通容易受到感应电压的影响，根据法拉第电磁感应定量，通常表达如下：

$\mathrm{\ϵ}=-\frac{\mathrm{d\φ}}{\mathrm{dt}}$

此处，ε是感应电动势(emf)，单位伏特，φ是磁通量，单位韦伯。导线78应是读出线22。这种情况下，磁通泄漏可能将噪声增加到信号内容。

从这个等式中注意到具有时变磁场的电感器的感应电压与连接电感器的磁通的时间变化率成正比。磁通量φ与电感器70中线圈72的安培匝数乘以常数的积成比例。常量的具体值由铁氧体电感器70的具体结构和与铁氧体材料具体类型和气隙尺寸相关的各种参数决定。

返回至图6B，线圈72中电流波形的变化率dI/dt由于电感器70周围的磁通泄漏产生了dφ/dt或者时变磁场74。这个时变磁场在连接这个磁场的导线78内感应出相应的emf电压。

如图4的电流图96所示，对一些类型的DC至DC转换器拓扑结构来说，感应场幅值除了包括被称为DC偏压的DC分量，还包括AC分量。AC分量被称为是“骑在”DC偏压电平上。正是磁场的AC分量感应引起了在周围敏感导电电路的噪声电压。

因此，如前述的图2至6B讨论，在信号导线附件使用开关模式电源有明显的缺点。例如，由流过电感器线圈的电流产生的磁通量变化产生了相应的emf电压，该emf电压被引入处于电感器周围的导线。进一步沿信号处理路径下行(参考图3所示)，该感应emf电压与在列读出导线内存在的任何检测器信号电压相加。该额外的emf电压是一种可能最终将人为干扰引入至检测器输出图像的噪声源。

传统的屏蔽或抑制的方法难以应用或者不足以满足需求，尤其是紧凑和轻重量设计的需求。增加电感器和导线之间的距离是一种与紧凑设计相反的方案。类似地，为信号导线提供充分的屏蔽是不切实际的。尽管使用了一些屏蔽，额外的屏蔽会增加尺寸和重量；而且，高开关频率不允许使用多种传统屏蔽材料。

本发明的实施例通过引入反emf来解决感应的emf的问题，这抵消了至少部分在开关模式电源电路的信号线上产生的磁通场。图7中DR检测器190的示意框图描述了这如何在SMPS200中通过使用串联的电感器对70a、70b而实现的第一实施例。这种方案中，电感器70a、70b是基本匹配的，那就是说，有基本相同的感应系数，但配置成对同一开关电流提供反向相位的关系。SMPS 200的开关模式工作符合参考图4中的SMPS100描述的同样的通用模式，例如，能和板上电池84一起使用，也可选择性地通过有线与外部DC源44的电源一起使用。开关控制电路80驱动功率晶体管82a、82b、或其他类型的开关元件将电流传导通过储电感应元件，这里该储电感应元件由串联的两个电感器70a、70b组成。(负载92表示从SMPS200功能角度看过来的负载，因为被从电路提供电源的实际元件会包括阵列10中的至少一部分或者图示的一部分逻辑器件)如图7和随后的时序图所示，控制逻辑处理器120协调来自开关控制电路80的开关信号的时序和由主时钟230控制的来自成像传感器阵列10的采样信号。

但是，在图7的实施例和图4中举例的传统开关模式电源实施例之间存在明显不同。下面将是比较明显的区别：

(a)电感器70a、70b是串联的，但连接成使通过电感器70a的用于电流切换的电流98a与通过电感器70b的电流98b反向。电感器70a、70b近似匹配，使得每一个电感器为开关电源所需的总体感应系数的一半。

(b)由于通过电感器70a、70b的电流是反向的，电感器70a产生漏磁通场104a，其与电感器70b产生的漏磁通场104b成180度反相。磁通场104a、104b幅值相同，相位相反。这也在各自的波形96a(对应于电感器70a)和波形96b(对应于电感器70b)中示出。净效应是指一些量的感应emf被抵消，尤其是沿着附近的导线78的路径，其中一个被表示为通过磁通场104a，104b。

(c)电感器70a、70b沿导线78的路径被排成直线。也就是说，为了最有效地抵消感应emf的影响，两个电感器70a、70b应在与沿着最近的感应耦合信号线，这里是导线78，的方向相同的方向上对齐。参考图8的透视图，导线78在电感器70a、70b对齐的方向即D方向延伸，以便为周边导线78提供最有效的emf抵消。在此处，电感器70a、70b基本上与导线78同等耦合。

(d)相互匹配的电感器70a、70b应当足够的近使得它们的部分磁场重叠。电感器70a、70b之间过大的距离会减少自抵消效应的好处。

图9中时序波形示出了分离的相位(φ₁，φ₂)和emf(emf₁，emf₂)信号，它们被组合以便提供用于emf补偿的合成的emf信号(emf_res)。波形106a、106b显示了各自的电感器70a、70b的变化的磁通场。Emf波形108a、108b显示了由这种磁通变化产生的并且分别与电感器70a、70b的导电信号导线78耦合的感应emf信号。任一个在导线78中感应的感应emf电压都是噪声误差源，这个误差容易导致在射线照相检测器的伪影，但当两个感应emf电压在同样的邻近区域同时存在，并沿同一信号线对齐，则净和提供需要的抵消，只得到残差emf_res波形信号108c，该残差emf_res波形信号108c比单独的emf波形108a或emf波形108b小很多。

图10的平面图是显示电感器70a、70b在导线78上精确对齐的俯视图。示出了三条导线78。可以看到在实际的图像检测器装置中，每个电感器下面或周围可延伸有几百条导线。因此，优选地使电感器对的每一个电感器相等地位于接近同一组导线，也就是说，沿着数字成像检测器的信号线的主要方向对齐。

如图7-10所示，单个电感器对70a、70b用于每一个开关模式电源。应当注意到，为了提供各种逻辑、处理和感应电路需要的电源，诸如射线照相检测器的复杂装置可能需要许多不同电压。因此，单个DR检测器中会包含多个开关模式电源，每个电源有自己的电感器对。在这种情况下，最好隔离开电感器对使它们以合适的距离彼此交错分开，这样不会干扰附近的电感器对的场抵消效应。图11的俯视图显示了可能的电感器对放置示例。在此处显示了两个电感器对110a、110b。为了取得合适的性能，放置第一和第二电感器对110a、110b使它们不会处于同样的导线78上。可能的话，目的是防止耦合到同一导线组的两个或多个电感器对具有两个残差电压，因为这会使导线上所产生的误差电压加倍，并增加由于更大的残差电压引起的图形伪影。

图12显示了便携式DR检测器190的实施例。此处，一系列导电信号导线78在方向V(与DR检测器190的传统定位垂直的方向)上延伸了DR检测器190的长度。与垂直方向V正交的是水平方向H。DR检测器190的整个感应表面有两维像素点14的阵列；图12的透视图示出了少量像素点14，但不按规定比例。还提供无线接口40，以使DR检测器190是完全便携式成像平板。

在独立的实施例中，DR检测器190包含至少一个提供电源的板上电池84。这个实施例使用多个开关电源200，每个开关电源都有两个的对齐的电感器70a、70b，电感器70a、70b被配置成直线，在V方向上延伸并沿附近的信号导线78对齐。应注意到，用于不同电源200的电感器70a、70b并不沿与主导线方向V正交的H方向对齐。反而如之前参照图11所述，每对电感器70a、70b与邻近电感器对交错，使得各电感器对彼此不对齐。这有助于最小化当使用多个电源200时在相邻的成对电感器之间发生地任何可能的交叉耦合。

如图9所示，邻近电感器70a和70b的导线上仍存在一定量的残余感应噪声emf_res 108c。甚至根据降低的噪声，会有一些对开关瞬态特别敏感的图像采集操作。为了帮助减轻信号感应电路上的电源开关瞬态效应，可以相对于信号采集时序调整电源开关的时序而移相。

图13的时序图显示了与用于每个像素行的相关双采样图像采集有关的波形。元件标记是图3的框图。脉冲210定义了读出一行中所有列的读出间隔212。在开关66被关闭和采样电容器62充电的时间中产生箝位脉冲214。在积分间隔222之后，产生充电脉冲224和采样电容器64充电，存储来自充电放大器的积分信号。ADC时钟226用于A/D转换器28的时序。时钟226与主时钟230(图7)同步。图13的波形表示了一个光电二极管点是如何工作的。但是应当理解图13所示的操作在读出操作期间对给定行的所有光电二极管点同步地发生。

图14和15看起来更接近图13中积分间隔222的时序，示出了相移如何相对于电源时序和电流波形94、96工作。图14示出了不使用相移的传统时序。跳变223、225表示电容器58(图3)充电至用于像素点的信号电平的有限积分时间。跳变223、225指出信号采集处理尤其易受开关瞬态影响的两个瞬间时间。波形96、94分别显示了用于电源200的电感器电流和开关时钟。图14显示了电源200开关时间与跳变223、225相一致的的配置。由于这个时序，感应噪声信号倾向于在图像数据中产生伪影。

微小的时序调整有助于补偿这个困难。图15显示了优选实施例中的相位调整的结果及其优点。此处，开关波形94偏离采样跳变，它的开关信号充分偏移足以移动其跳变通过跳变223，225。参考图7的示意图，通过操作者命令入口把时序相位校正提供到控制逻辑处理器120。

通过在制造时检查来自射线照相图像检测器的图像数据，可以操作上地确定最优位置相位位置。用于射线照相检测器的所有开关模式电源的时钟与主时钟230同步，该主时钟230控制行读出电路并使行读出电路同步。然而，每个开关模式电源的位置相位关系可各自调整至唯一的相位偏差位置。为了最小化目标图像伪影，这个特征与可编程调整相位位置的能力提供了高度灵活性以调整射线照相检测器中每个开关电源的操作。

本发明的方法有助于减少开关电源带来的在射线照相检测器中的噪声影响，尤其是当开关电感器用作储能元件时由于磁场波动产生的噪声。通过使用串联的两个电感器，并且位置上与列读出线对齐和反极性连接，使得开关电流在任意时刻在每个电感器内反向流过，本发明的装置和方法提供了相反的电磁场使之沿着邻近信号线的路径相互抵消。使用本发明的方法和装置，可以最小化开关电感器带来的感应emf效应，降低了屏蔽要求。射线照相图像检测器的信号线和一些图像采集元件能靠近电源元件放置或分布。

本发明的装置和方法提供了便携式DR检测器平板，不需任何类型的线或缆连接来工作。无线接口40(图12)可使用许多不同的无线协议和机制中的任一种，包括IEEE 802.11g或IEEE802.11n和其他接口工具。电池84可反复充电，例如锂离子电池或其他源，使得DR检测器在需要重新充电或更换电池前能工作数小时。可选地，参考图7所述，电源可由外部DC源44提供，例如使用有线电缆。在其他实施例中，可选择地使用有线连接或者无线配置，断开与有线电缆的连接以工作在电池上。带线或无线配置是可选择的，以适应获取具体类型的射线照相图像的电源要求。有线电缆方法也允许传输电压的同时传输数据信号，消除了或补充了无线通信的要求。例如在有线电缆方法中提供标准USB或以太网数据连接以及DC电源。

参考图7和13-15所示，本发明的实施例允许相对于数据采集功能时序来控制开关电源时序的各种选择。这种控制是可编程的、可动态调整的、或者操作者可控制或可校正。例如，如参考图15的讨论，校正序列可用于调整时序偏移以获得最低的测量噪声水平。校正调整可以使用熟悉电子领域的技术人员公知的方法手动地或通过软件指令实现。

具体参照其中某些优选实施例详细描述了本发明，但是应当理解，在上述的本发明的精神内和在所附的权利要求表明的范围的变化和修改仍是有效果的，对于本领域的技术人员来说，这些变化和修改没有脱离本发明范围。例如，可以使用与图5A-6B所示的配置不同的电感器封装配置。尽管本说明书主要阐述了在DR检测器内的开关电源设计和使用，本发明的装置可以和容易地与其他类型的使用板上开关电源的信号感应或处理装置一起使用。开关电源本身可以是包括降压、升压、反向、推拉、斩波电路(Cuk)和其他的许多类型中的任一个。

因此，本文提供了一种用于配置成用于数字成像检测器或其他感应电子装置的开关电源装置和方法。

元件列表

10.图像传感器阵列

12.光电感应器

14.像素点

15.闪烁屏

16.开关元件

18.栅极驱动器阵列

20.行线

22.读出线

24.导线

26.放大器

28.A/D转换器

30.总线

32.多路转换器

34.偏压源

40.无线接口

44.DC源

50.栅极驱动器

52.驱动器线

54.分布电容和电阻

56.开关

58.电容器

60.CDS电路

62、64.电容器

66、68.开关

70、70a、70b.电感器

72.线圈

74.磁场

78.导线

80.开关控制电路

82a、82b.功率晶体管

84.电池

86.电容器

88.二极管

90.电容器

92.负载

94、96、96a、96b.波形

98、98a、98b.电流

100.电源

102a、102b.电流

104a、104b.磁通场

106a、106b.波形

108a、108b、108c.波形

110a、110b.电感器对

120.控制逻辑处理器

190.DR检测器

200.电源

210.脉冲

212.间隔

214.脉冲

222.间隔

223、225.跳变

224.脉冲

226.时钟

230.波形，主时钟

E.放大剖面

H.水平

V.垂直

Claims (10)

1.数字射线照相检测器包括：

按行和列放置的二维光电感应器阵列；

多条信号导线，连接所述光电感应器并且沿着所述二维阵列在第一方向延伸；以及

开关电源，连接到电源并且包括第一和第二存储电感器，其中所述第一和第二存储电感器基本匹配，电性串联，包括相位相反的磁通场，并基本上沿着所述信号导线的所述第一方向对齐。

2.如权利要求1所述的数字射线照相检测器，进一步包括连接到所述电源的第二开关电源，并包括第三和第四存储电感器，其中所述第三和第四存储电感器基本上匹配，电性串联，包括相位相反的磁通场，并且基本上沿着所述信号导线的所述第一方向对齐。

3.如权利要求1所述的数字射线照相检测器，其中所述电源是放置在所述数字射线照相检测器上的可充电电池。

4.如权利要求1所述的数字射线照相检测器，其中所述电源通过电缆有线连接到所述检测器。

5.如权利要求1所述的数字射线照相检测器，进一步包括无线数据接口。

6.如权利要求1所述的数字射线照相检测器，进一步包括处理器，所述处理器被配置来为所述光电感应器阵列提供开关电源驱动信号之间的可调整的时序偏移和采样信号的时序。

7.如权利要求1所述的数字射线照相检测器，其中所述开关电源是降压、升压、反向、斩波或者推拉型电源中的一个。

8.如权利要求1所述的数字射线照相检测器，其中所述开关电源同步于用于读出电路的主时钟。

9.向数字射线照相检测器提供电源的方法，其中所述数字射线照相检测器包括按行和列放置的二维光电感应器阵列和连接到所述光电感应器并沿着所述二维阵列在第一方向上延伸的多条信号导线，所述方法包括：

提供DC电源；

将开关电源连接到所述电源，所述开关电源包括第一和第二存储电感器，其中所述第一和第二存储电感器基本匹配，电性串联，并且包括相位相反的磁通场，以及沿着与所述数字射线照相检测器的所述多条信号导线相平行的方向基本上对齐；以及

偏移所述开关电源的开关跳变和采样控制信号的信号跳变用于感应所述检测器的设备。

10.如权利要求9所述的方法，其中所述DC电源是放置在所述射线照相检测器上的电池。

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