CN101554006A - 发送方法、发送装置以及接收方法 - Google Patents

Abstract

以简单的结构抑制因衰落等造成的差错率特性的劣化的发送装置。设置有：编码单元(11_1～11_4)，对发送数据进行编码；映射单元(3304)，进行使通过编码单元(11_1～11_4)依次形成的编码数据不连续地包含于同一码元的映射，形成数据码元；以及码元交织器(3301)，对数据码元进行交织。由此，能够以较小的电路规模进行与比特交织同等的交织处理，有效地提高在接收端的接收质量。

Description

发送方法、发送装置以及接收方法

技术领域

本发明涉及对发送数据进行编码，由多个编码数据形成1个码元而发送的发送方法、发送装置以及该码元的接收方法。

背景技术

一般地，在无线通信中，为了提高纠错能力而对发送数据进行编码后发送。作为一种编码，有非专利文献1中记载的LDPC(Low Density Parity Check：低密度奇偶校验)码。该LDPC码能够以非常大的分块(约束长度：constraintlength)为单位进行纠错，所以认为其对应突发差错较强，适合于衰落环境下的通信。

而且，作为用于提高数据传输速度的技术，已知有非专利文献2中记载的从多个天线发送OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：正交频分复用)信号的多天线发送装置。在这种多天线发送装置中，作为抑制因频率选择性衰落造成的突发差错的一种方法，提出了将数据在频率方向(副载波方向)进行交织的方法。

图1表示这种多天线发送装置发送的发送信号的帧结构例。在图1中，在帧的开头配置用于估计因衰落变动造成的失真，即信道估计以及发送接收机之间的频偏的前置码，紧随其后配置数据码元。而且，在载波Y中配置用于估计常时性地变动的频偏的导频码元。另外，图中的一个四方形表示1个码元。也就是说，在图1的例子中，在各个时间i、i+1、...上，发送由数据码元和导频合并后合计7个码元构成的一OFDM码元。此时，在一OFDM码元内，数据被进行交织，按照(1)(2)(3)...(11)(12)的顺序被配置。

【非专利文献1】「低密度パリテイ検査符号とその復号法LDPC(LowDensity Parity)符号/sum-product復号方法」トリケツプス2002年

【非专利文献2】「High Speed Physical Layer(PHY)in 5GHzband」IEEE802.11a 1999.

【非专利文献3】B.Lu，G.Yue，and X.Wang，“Performance analysisand design optimization of LDPC-coded MIMO OFDM systems”IEEE Trans.Signal Processing.，vol.52，no.2，pp.348-361，Feb.2004

【非专利文献4】B.M.Hochwald，and S.ten Brink，“Achievingnear-capacity on a multiple-antenna channel”IEEE Trans.Commun.，vol.51，no.3，pp.389-399，March 2003

【非专利文献5】S.J.Hagenauer，and M.Witzke，“Iterativedetection of MIMO transmission using a list-sequential(LISS)detector”Proc.ofIEEE ICC 2003，May 2003

【非专利文献6】B.M.Hochwald，and S.ten Brink，“Achievingnear-capacity on a multiple-antenna channel”IEEE Trans.Commun.，vol.51，no.3，pp.389-399，March 2003

【非专利文献7】S.

J.Hagenauer，and M.Witzke，“Iterativedetection of MIMO transmission using a list-sequential(LISS)detector”Proc.ofIEEE ICC 2003，May 2003

【非专利文献8】P.Robertson，E.Villebrun，and P.

“Acomparison of optimal and sub-optimal MAP decoding algorithms in the logdomain”Proc.IEEE ICC 1995，pp.1009-1013，June 1995

【非专利文献9】K.Kobayashi，Y.Murakami，M.Orihashi，and T.Matsuoka，“Varying interleave patterns with iterative decoding for improvedperformance in MIMO systems”Proc.of IEEE PIMRC2004，vol.2，pp.1429-1433，Sep.2004

【非专利文献10】T.Ohgane，T.Nishimura，and Y.Ogawa，“Applications of space division multiplexing and those performance in a MIMOchannel，”IEICE Trans.Commun.，vol.E88-B，no.5，pp.1843-1851，May2005

【非专利文献11】「デイジタルワイヤレス伝送技術」ピアソン·エデユケ-シヨン

【非专利文献12】「畳み込み符号の最ゆう復号とその特性」電子情報通信学会A Vol.J73-A No.2 pp.218-224

发明内容

本发明要解决的问题

可是，在使用了LDPC等分块码分块码时，例如越增大调制阶数，用于发送一个编码分块(block coding)的码元数越少，从而一个编码分块以更短的时间被发送编码分块。其结果，在该发送期间存在因衰落造成的陷波时，容易发生突发差错。也就是说，调制阶数越大，发生突发差错的概率越高。

这里，能够改变LDPC等分块码的分块大小(block size)，使分块大小越大(即，使约束长度越长)，则由衰落的陷波等引起的突发差错的发生概率越小。因此考虑到，像自适应调制那样地改变调制阶数时，越增大调制阶数，使编码分块大小越大，则能够抑制突发差错。

但是，以每次变更调制阶数时改变分块大小的方式设计编码器，会使编码器的结构复杂化，所以不期望这样。

另外，在MIMO(Multiple-Input Multiple-Output：多入多出)等多天线发送中存在下述的问题，对于配置在帧的开头的前置码紧后的数据码元，由于能够确保较高的分离精度，所以作为接收信号能够确保较高的SNR(Signalto Noise Ratio：信噪比)，但是随着远离前置码，分离精度下降，从而使接收信号的SNR也下降。

另外，如上所述的由衰落造成的差错率特性的劣化在使用分块编码以外的编码时也同样发生。

作为抑制上述由衰落造成的差错率特性的劣化的方法，有将编码数据进行比特交织的方法。但是，以往的比特交织难以兼顾下述两方面，即，电路规模的削减和处理的高速化。因此，存在下述问题，即不适合于搭载在小型且要求高速数据传输的近年来的便携式终端等通信设备上。

本发明的目的在于，提供能够以较小的电路规模抑制因衰落等造成的差错率特性的劣化，并且能够进行高速传输的发送方法、发送装置以及接收方法。

解决问题的方案

本发明的发送方法的一种形态为，对由多个比特构成的发送数据进行编码处理，形成由多个比特构成的编码数据；对属于所述编码数据的比特进行重新排列处理；对所述重新排列后的编码数据进行调制处理，并输出与码元对应的基带信号；以及发送基于所述基带信号的发送信号，在该发送方法中，所述调制处理能够使用多种调制方式，无论使用了哪一种调制方式，从构成所述码元的多个比特中任意提取的二个比特都属于相互不同的所述编码数据的比特，所述编码数据是进行了卷积编码的数据，在所述编码处理中，能够使用多个不同的编码率形成所述编码数据，在所述重新排列处理中，将属于所述编码数据的比特重新排列，以集合属于多个所述编码数据的任一个编码数据的比特而构成1个码元，而且使重新排列中所使用的所述多个编码数据中至少包含一个以与所述多个编码数据中任意选择的一个编码数据的编码率不同的编码率形成的编码数据。

本发明的发送装置的一种形态采用的结构包括：编码单元，对由多个比特构成的发送数据进行编码处理，形成由多个比特构成的编码数据；重新排列单元，将属于所述编码数据的比特重新排列；调制单元，对所述重新排列后的编码数据进行调制处理，并输出与所述码元对应的基带信号；以及发送单元，发送基于所述基带信号的调制信号，所述调制单元能够使用多种调制方式，无论使用了哪一种调制方式，从构成所述码元的多个比特中任意提取的二个比特都属于相互不同的所述编码数据的比特，在所述编码单元中所形成的所述编码数据是进行了卷积编码的数据，所述编码单元能够使用多个不同的编码率形成所述编码数据，所述重新排列单元将属于所述编码数据的比特重新排列，以集合属于多个所述编码数据的任一个编码数据的比特而构成1个码元，而且重新排列中所使用的所述多个编码数据中，至少包含一个以与所述多个编码数据中任意选择的一个编码数据的编码率不同的编码率形成的编码数据。

本发明的接收方法的一种形态为，用于接收调制信号，该接收方法用于接收具有下述特征的发送方法的调制信号，所述特征为，从所述调制信号生成的多个码元是通过多种调制方式生成的，无论使用了哪一种调制方式进行了生成，从构成所述码元的多个比特中任意提取的二个比特都属于相互不同的所述编码数据的比特，所述编码数据是进行了卷积编码的数据，可以使用多个不同的编码率形成所述编码数据，并且所述编码数据中至少包含一个以与所述多个编码数据中任意选择的一个编码数据的编码率不同的编码率形成的编码数据，该接收方法为基于接收信号生成基带信号，通过在与所述基带信号对应的码元中，进行将多个所述码元所包含的比特重新排列的处理，生成由多个比特构成的编码数据，通过对所述编码数据进行解码，生成由多个比特构成的解码数据。

本发明的发送装置的一种形态采用的结构包括：映射单元，并行地输入多个系统的编码数据，输出1系统的数据码元；以及码元交织器，将所述数据码元进行交织。

根据该结构，通过组合映射处理和码元交织处理，能够使编码处理和交织处理高速动作且实现削减了电路规模的结构的交织器。

本发明的发送装置的一种形态采用的结构包括：编码单元，对发送数据进行编码；映射单元，进行使通过所述编码单元依次形成的编码数据不是连续地包含于同一码元的映射，形成数据码元；以及码元交织器，将所述数据码元进行交织。另外，该映射单元的处理也可以换称为，将编码数据分配给多个码元而形成数据码元的处理。

根据该结构，在映射单元中，进行下述的单纯的处理即可，即，进行使通过编码单元依次形成的编码数据不是连续地包含于同一码元的映射，在码元交织器中，对1系统的码元进行交织处理即可。其结果，通过单纯的处理的组合，能够进行与以往的比特交织器同等的处理，所以与以往的比特交织器相比较能够简化结构。

本发明的发送装置的一种形态采用的结构包括：所述编码单元由多个编码单元构成；所述映射单元进行使从所述多个编码单元输出的多个系统的编码数据混合存在于1个码元内的映射，从而形成1系统的数据码元；以及所述码元交织器将所述1系统的数据码元进行交织。

根据该结构，由多个编码单元进行编码，所以能够使编码处理高速化。另外，通过映射，进行使从所述多个编码单元输出的多个系统的编码数据混合存在于1码元内的映射而形成1系统的数据码元，并通过码元交织器，将所述1系统的数据码元进行交织，所以与在多个编码单元的后级分别配置比特交织器的情况相比较，能够抑制电路规模的增大。其结果，能够抑制电路规模的增大，并且进行高速的比特交织。

本发明的接收装置的一种形态采用的结构包括：码元解交织器，对接收码元进行解交织；多个解码单元；以及分配单元，将所述解交织后的信号并行地分配给所述多个解码单元。

根据该结构，能够由多个解码单元并行地进行解码处理，所以即使在码元率较高时，也能够实现追随该码元率的解码处理。

本发明的效果

根据本发明，可实现能够以简单的结构抑制因衰落等造成的差错率特性劣化的发送装置、接收装置以及比特交织方法。

附图说明

图1是表示以往的多天线发送装置发送的发送信号的帧结构例的图。

图2是表示本发明实施方式1的发送装置的结构的方框图。

图3是用于说明由编码单元进行的LDPC编码处理的图。

图4是用于说明各个调制方式的图，图4A是用于说明BPSK(BinaryPhase Shift Keying：二相相移键控)的图，图4B是用于说明QPSK(QuadraturePhase Shift Keying：四相移相键控)的图，图4C是用于说明16QAM(QuadratureAmplitude Modulation：正交振幅调制)的图，图4D是用于说明64QAM的图。

图5是表示由重新排列单元进行的将LDPC编码数据分配给各个码元的图。

图6是表示由重新排列单元进行的将LDPC编码数据分配给各个码元的图。

图7是表示由重新排列单元进行的将LDPC编码数据分配给各个码元的图。

图8是表示由重新排列单元进行的将LDPC编码数据分配给各个码元的图。

图9是表示实施方式2的多天线发送装置的结构的方框图。

图10是表示从多天线发送装置的各个天线发送的调制信号的帧结构例的图。

图11是表示实施方式2的多天线接收装置的结构的方框图。

图12是表示多天线发送装置和多天线接收装置之间的通信模式的图。

图13是表示多天线接收装置的信号处理单元的结构的方框图。

图14是表示接收装置中各个时间点的信号的SNR特性的关系的图。

图15是表示编码后的数据的重新排列处理例的图。

图16是表示编码后的数据的重新排列处理例的图。

图17是表示实施方式2的多天线发送装置的其他结构例的方框图。

图18是表示编码后的数据的重新排列处理例的图。

图19是表示编码后的数据的重新排列处理例的图。

图20是表示编码后的数据的重新排列处理例的图。

图21是表示信号处理单元的结构的方框图。

图22是表示LDPC编码数据的重新排列处理例的图。

图23是表示LDPC编码数据的重新排列处理例的图。

图24是表示进行自适应调制的多天线发送装置的结构的方框图。

图25是表示接收自适应调制信号的多天线接收装置的结构的方框图。

图26是用于说明实施方式4的图，图26A是表示最后发送的编码分块的数量为一个时的图，图26B是表示最后发送的编码分块的数量多于一个且为二个以下时的图，图26C是表示最后发送的编码分块的数量多于二个时的图。

图27是用于说明作为比较例的、适用了以往的编码分块的分配方法时的因通信状况造成的接收质量特性劣化的图，图27A是表示接收电场强度的状态的图，图27B是表示调制方式为BPSK时的帧结构例的图，图27C是表示调制方式为BPSK时的帧结构例的图。

图28是表示基于实施方式5进行的分配给各个码元的比特分配例的图，图28A是表示QPSK时的分配给各个码元的比特分配的图，图28B是表示16QAM时的分配给各个码元的比特分配的图，图28C是表示帧结构例的图。

图29是表示实施方式5的发送装置的结构的方框图。

图30是表示实施方式5的接收装置的结构的方框图。

图31是表示基于实施方式5进行的分配给各个码元的比特分配的其他例子的图，图31A是表示QPSK时的分配给各个码元的比特分配的图，图31B是表示16QAM时的分配给各个码元的比特分配的图，图31C是表示帧结构例的图。

图32是表示基于实施方式6的分配给各个码元的比特分配的图，图32A是表示QPSK时的分配给各个码元的比特分配的图，图32B是表示16QAM时的分配给各个码元的比特分配的图，图32C是表示帧结构例的图。

图33是表示实施方式6的发送装置的结构的方框图。

图34是用于说明实施方式6的码元交织器的动作的图。

图35是表示实施方式6的接收装置的结构的方框图。

图36是表示基于实施方式6的分配给各个码元的比特分配的其他例子的图，图36A是表示QPSK时的分配给各个码元的比特分配的图，图36B是表示16QAM时的分配给各个码元的比特分配的图，图32C是表示帧结构例的图。

图37是表示实施方式7的发送装置的结构的方框图。

图38是用于说明实施方式7中的分块编码的动作图，图38A是用于说明QPSK时的动作的图，图38B是用于说明16QAM时的动作的图。

图39是用于说明实施方式7中的网格(trellis)编码单元的动作以及映射单元的分配给码元的比特分配动作的图，图39A是用于说明QPSK时的动作的图，图39B是用于说明16QAM时的动作的图。

图40是表示实施方式7的接收装置的结构的方框图。

图41是表示N_t×N_r空分复用MIMO系统的结构的图，图41A是表示发送装置的示意结构的图，图41B是表示接收装置的示意结构的图。

图42是表示实施方式8的系统模型(system model)的图，图42A是表示发送装置的示意结构的图，图42B是表示接收装置的示意结构的图。

图43是用于说明交织后的码元的顺序的图。

图44是数据流A、数据流B的交织图案相同时的因子图。

图45是数据流A、数据流B的交织图案不同时的因子图。

图46是表示从单个天线发送多个数据流(stream)的信号的发送装置的结构的方框图。

图47是表示实施方式8的多天线发送装置的结构例的方框图。

图48是表示从天线114A发送的调制信号(数据流)A的、分配给码元的比特分配处理例的图。

图49是表示从天线114B发送的调制信号(数据流)B的、分配给码元的比特分配处理例的图。

图50是表示从天线114A发送的调制信号(数据流)A的、分配给码元的比特分配处理例的图。

图51是表示从天线114B发送的调制信号(数据流)B的、分配给码元的比特分配处理例的图。

图52是表示实施方式8的发送装置的结构例的方框图。

图53是表示实施方式8的发送装置的结构例的方框图。

图54是表示实施方式8中的分配在频率轴方向上的码元的分配例的图，图54A是表示将码元规则地配置在频率轴方向上的例子的图，图54B是表示将码元随机地配置在频率轴方向上的例子的图。

图55A是表示在数据流A、数据流B的调制方式都相同(QPSK)的情况下的、对天线114A(数据流A)和天线114B(数据流B)的比特移位的图，图55B是表示在数据流A、数据流B的调制方式不同的情况下的、对天线114A(数据流A)和天线114B(数据流B)的比特移位的图。

图56是表示实施方式8的发送装置的结构例的方框图。

图57是表示实施方式9的发送装置的结构例的方框图。

图58是表示特播(Turbo)编码器的结构例的方框图。

图59是表示将本发明适用于使用了特征模式的系统时的结构例的方框图。

图60A是表示基站与终端A～终端D之间的距离较远时的图，图60B是表示基站与终端A～终端D之间的距离较近时的图。

图61是表示一例基站与终端之间的数据的流程的图。

图62A是表示一例基站与终端之间的距离较远的情况下的分配给码元的比特分配方法的图，图62B是表示一例基站与终端之间的距离较近的情况下的分配给码元的比特分配方法的图。

图63A是表示基站与终端之间的距离较远的情况下的帧结构例的图，图63B是表示基站与终端之间的距离较近的情况下的帧结构例的图。

图64是表示实施方式10的基站的结构例的方框图。

图65是表示实施方式10的终端的结构例的方框图。

图66A是表示一例基站与终端之间的距离较远的情况下的分配给码元的比特分配方法的图，图66B是表示一例基站与终端之间的距离较近的情况下的分配给码元的比特分配方法的图。

图67A是表示基站与终端之间的距离较远的情况下的帧结构例的图，图67B是表示基站与终端之间的距离较近的情况下的帧结构例的图。

图68A是表示基站与终端之间的距离较远的情况下的帧结构例的图，图68B是表示基站与终端之间的距离较近的情况下的帧结构例的图。

图69A是表示基站与终端之间的距离较远的情况下的帧结构例的图，图69B是表示基站与终端之间的距离较近的情况下的帧结构例的图。

图70A是表示基站与终端之间的距离较远的情况下的帧结构例的图，图70B是表示基站与终端之间的距离较近的情况下的帧结构例的图。

图71A是表示一例基站与终端之间的距离较远的情况下的分配给码元的比特分配方法的图，图71B是表示一例基站与终端之间的距离较近的情况下的分配给码元的比特分配方法的图。

图72A是表示一例替代16QAM而使用的调制方式的同相I-正交Q平面上的信号点配置的图，图72B是用于说明b1、b2的比特的决定方法的图。

图73A是表示一例替代64QAM而使用的调制方式的同相I-正交Q平面上的信号点配置的图，图73B是用于说明b1、b2的比特的决定方法的图。

图74A是表示一例基站与终端之间的距离较远的情况下的分配给码元的比特分配方法的图，图74B是表示一例基站与终端之间的距离较近的情况下的分配给码元的比特分配方法的图。

图75A是表示一例替代64QAM而使用的调制方式的同相I-正交Q平面上的信号点配置的图，图75B是用于说明b1、b2、b3、b4的比特的决定方法的图。

图76是表示终端#A发送的信号的时间轴上的帧结构例的图。

图77是表示终端#B发送的信号的时间轴上的帧结构例的图。

图78是表示实施方式11中的一例终端#A和终端#B之间的数据的流程的图。

图79是表示实施方式11中的数据码元的结构例的图，图79A是表示QPSK时的数据码元的结构例的图，图79B是表示16QAM时的数据码元的结构例的图。

图80是表示实施方式11中的数据码元的结构例的图，图80A是表示QPSK时的数据码元的结构例的图，图80B是表示16QAM时的数据码元的结构例的图。

图81是表示实施方式11的终端#A的结构例的方框图。

图82是表示实施方式11的终端#B的结构例的方框图。

图83是表示实施方式11中的数据码元的结构例的图，图83A是表示QPSK时的数据码元的结构例的图，图83B是表示16QAM时的数据码元的结构例的图。

图84是表示实施方式11中的数据码元的结构例的图，图84A是表示QPSK时的数据码元的结构例的图，图84B是表示16QAM时的数据码元的结构例的图。

图85是表示其他实施方式的发送装置的结构例的方框图。

图86是表示其他实施方式的发送装置的结构例的方框图。

图87是表示其他实施方式的接收装置的结构例的方框图。

具体实施方式

以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

图2表示本发明实施方式1的发送装置的结构。发送装置10将发送数据S1输入到编码单元11。编码单元11对发送数据S1进行分块编码处理，将由此获得的分块编码数据S2输出到重新排列单元12。在本实施方式的情况下，编码单元11进行LDPC编码处理。

重新排列单元12将分块编码数据S2重新排列，以集合不同的编码分块的分块内的编码数据而构成一个数据码元，并将其输出到调制单元15。具体而言，将分块编码数据S2输入到选择器13，通过该选择器13将分块编码数据S2以比特单位输出到存储器14-1～14-3或调制单元15。存储器14-1～14-3具有作为缓冲存储器的功能，将暂时存储的比特匹配定时地输出到调制单元15。例如，在调制单元15进行QPSK时，使用存储器14-1，并且与从选择器13直接输出到调制单元15的比特的定时匹配地输出存储器14-1中所存储的比特。由此，在调制单元15中，使用从存储器14-1输入的比特和从选择器13直接输入的比特共二个比特形成QPSK的1个码元。而且，在调制单元15进行16QAM时，使用存储器14-1～14-3，并且与从选择器13直接输出到调制单元15的比特的定时匹配地输出存储器14-1～14-3中所存储的比特。由此，在调制单元15中，使用从存储器14-1～14-3输入的比特和从选择器13直接输入的比特共四个比特形成16QAM的1码元。

另外，为了简化图2，在图2中，只记载了三个存储器14-1～14-3，在调制单元15进行64QAM时，设置五个存储器，通过调制单元15，使用来自各个存储器的输入和直接从选择器13输入的比特共六个比特形成64QAM的1码元即可。

另外，图2所示的重新排列单元12的结构是一个例子，总之，只要是将分块编码数据S2重新排列以使一个分块内的编码数据被分配给多个数据码元，此后提供给调制单元15的结构，可以采用任何结构。

调制单元15基于控制信号S10进行自适应调制。也就是说，调制单元15基于控制信号S10，变更在BPSK、QPSK、16QAM或64QAM中进行哪一种方式的调制处理。另外，控制信号S10也被输入到重新排列单元12的选择器13，选择器13根据调制单元15进行哪种调制处理，变更比特重新排列规则。其细节在后面论述。

与通过调制单元15获得的发送码元对应的基带信号S3被输入到无线单元16。无线单元16对基带信号S3进行数字模拟变换和上变频等规定的调制处理，并将由此获得的RF信号S4提供给天线17。

使用图3，说明本实施方式的编码单元11的LDPC码的生成处理。编码单元(LDPC编码器)11输入发送数据S1(即，LDPC编码前的数据)，通过对其进行LDPC编码而输出分块编码数据S2(即，LDPC编码后的数据)。例如，若将LDPC编码前的数据设为(m1a，m2a，...，m490a)，并将奇偶校验矩阵设为G，则输出(C1a，C2a，...，C980a)作为LDPC编码后的数据。也就是说，基于由490比特构成的编码前分块#1，形成由980比特构成的编码后的分块#1。

使用图4说明由调制单元15进行的调制处理。由于该调制处理是众所周知的技术，所以简单地说明。图4A表示BPSK的信号点配置，以1码元发送1比特即b1。图4B表示QPSK的信号点配置，以1码元发送2比特即(b1，b2)。图4C表示16QAM的信号点配置，以1码元发送4比特即(b1，b2，b3，b4)。图4D表示64QAM的信号点配置，以1码元发送6比特即(b1，b2，b3，b4，b5，b6)。

接着，使用图5～图8，说明本实施方式的特征即由重新排列单元12进行的重新排列处理。图5～图8是表示，进行了LDPC编码的各个编码分块内的比特被分配给调制后的哪个码元的图。具体而言，其是表示由980比特构成的一个分块内的编码数据(LDPC编码后的数据)被配置给哪个码元的图。而且，横轴表示码元的时间上的排列。纵轴表示，构成1码元的比特号码，即BPSK时为b1，QPSK时为b1、b2，16QAM时为b1、b2、b3、b4，64QAM时为b1、b2、b3、b4、b5、b6。

另外，图中#X-Y表示，第X编码分块中的第Y位(980比特中的第Y位)的比特。例如，#1-1表示第1编码分块中的第1位的比特。同样地，例如#3-979表示第3编码分块中的第979位的比特。

图5的(a)表示调制方式为BPSK时的分配给各个码元的比特分配。调制方式为BPSK时，以1码元发送1比特(b1)，所以通过980码元仅发送一个980比特的编码分块。

图5的(b)表示调制方式为QPSK时的分配给各个码元的比特分配。调制方式为QPSK时，以1码元发送2比特(b1、b2)，所以通过980码元发送二个980比特的编码后的分块。据图可知，集合不同的编码分块的分块内的编码数据构成这里的各个码元。具体而言，将编码后的分块#1的比特#1-1～#1-980分配给QPSK的980码元的比特b1，将编码后的分块#2的数据#2-1～#2-980分配给QPSK的980码元的比特b2。由此，能够将各个编码分块内的比特(数据)时间性分散地配置到与BPSK为相同数目的码元，从而能够避免因衰落产生的陷波所造成的编码分块内的数据质量的整体下降。也就是说，编码分块内的大部分的数据突发性地发生差错的概率降低了，从而能够改善差错率特性。

图5的(c)表示调制方式为16QAM时的分配给各个码元的比特分配。调制方式为16QAM时，以1码元发送4比特(b1、b2、b3、b4)，所以通过980码元发送四个980比特的编码后的分块。这里的分配给各个码元的比特分配的特征在于，与QPSK时同样地将一个分块内的编码数据分配给多个码元。具体而言，将编码后的分块#1的数据#1-1～#1-980分配给16QAM的980码元的比特b1，将编码后的分块#2的数据#2-1～#2-980分配给980码元的比特b2，将编码后的分块#3的数据#3-1～#3-980分配给980码元的比特b3，将编码后的分块#4的数据#4-1～#4-980分配给980码元的比特b4。由此，能够将各个编码分块内的比特(数据)时间性分散地配置到与BPSK为相同数目的码元，从而能够避免因衰落产生的陷波所造成的编码分块内的数据质量的整体下降。也就是说，编码分块内的大部分的数据突发性地发生差错的概率降低了，从而能够改善差错率特性。

图5的(d)表示调制方式为64QAM时的分配给各个码元的比特分配。调制方式为64QAM时，以1码元发送6比特(b1、b2、b3、b4、b5、b6)，所以通过980码元发送六个980比特的编码后的分块。这里的分配给各个码元的比特分配的特征在于，与QPSK或16QAM时同样地将一个分组内的编码数据分配给多个码元。具体而言，将编码后的分块#1的数据#1-1～#1-980分配给64QAM的980码元的比特b1，将编码后的分块#2的数据#2-1～#2-980分配给980码元的比特b2，将编码后的分块#3的数据#3-1～#3-980分配给980码元的比特b3，将编码后的分块#4的数据#4-1～#4-980分配给980码元的比特b4，将编码后的分块#5的数据#5-1～#5-980分配给980码元的比特b5，将编码后的分块#6的数据#6-1～#6-980分配给980码元的比特b6。

由此，能够将各个编码分块内的比特(数据)时间性分散地配置到与BPSK为相同数目的码元，从而能够避免因衰落产生的陷波所造成的编码分块内的数据质量的整体下降。也就是说，编码分块内的大部分的数据突发性地发生差错的概率降低了，从而能够改善差错率特性。

接着，使用图6说明本实施方式的重新排列单元12的重新排列处理的第二个例子。在图6中也将一个分块内的编码数据分配给多个码元，此方面与图5相同，从而能够获得与图5所示排列时相同的效果。图6与图5的不同点在于，在QPSK、16QAM、64QAM中，并不是将一个编码后的分块分配给固定比特(例如，仅分配给b1)，而是分配给所有的比特(例如，16QAM时为b1、b2、b3、b4)。具体而言，具有下述特征，例如调制方式为16QAM时，对编码后的分块#1而言，以将数据#1-1分配给b1、将#1-2分配给b2、将#1-3分配给b3、将#1-4分配给b4那样，使用b1、b2、b3、b4发送分块#1的数据。

说明采用这种分配方法的理由。在16QAM的b1的接收质量、b2的接收质量、b3的接收质量、以及b4的接收质量之间存在差异。这里，假设b1的接收质量最差。于是，例如，在仅用b1发送分块#1时，分块#1成为接收质量差的分组。在进行分组通信时，分组差错受到接收质量最差的分块的接收质量的影响。因此，此时，应尽量使分块#1～#4的接收质量均等为宜。若进行图6所示的分配，则能够实现接收质量的均等。另外，优选的是，对分块#1～分块#4而言，分配给b1、b2、b3、b4的次数应尽可能地均匀为宜。另外，期望的是，分配的次数的差至多为1次。也就是说，发送码元数并不一定是4(比特)的倍数(16QAM在1码元上能够发送的比特数)，所以无论怎样分配，有时也会发生1次的差。

另外，这里以16QAM时为例进行了说明，但通过对64QAM进行同样的处理，也能够获得同样的效果。但是，QPSK时，因为b1、b2上不存在接收质量的差异，所以并不一定能够获得同样的效果。但是，不能否定由于发送装置、接收装置造成的失真而使接收质量出现差异的可能性，所以也能够获得效果。

接着，图7表示本实施方式的重新排列单元12的重新排列处理的第三个例子。在图7中也将一个分块内的编码数据分配给多个码元，这方面与图5相同，从而能够获得与图5所示排列时相同的效果。图7与图5的不同点在于，在同一码元上发送同一分块分块数据，作为发送的顺序，在QPSK中交替地发送分块#1的数据、分块#2的数据分块，在16QAM中以分块#1、分块#2、分块#3...的顺序进行发送，在64QAM中，以分块#1、分块#2、分块#3、分块#4、分块#5、分块#6的顺序进行发送。也就是说，也可以将分块的数据分配给隔开了间隔的码元而不是如图5所示将分块的数据分配给连续的码元。但是，图5或图6所示的分配方法能够将分块内数据分散到较多的码元，从而接收质量的改善效果较高。

接着，图8表示本实施方式的重新排列单元12的重新排列处理的第四个例子。在图8中也将一个分块内的编码数据分配给多个码元，这方面与图5相同，从而能够获得与图5所示排列时相同的效果。图8是组合了图6和图7的方式的例子。在图8中，以2比特为单位，变更分配的码元。由此，能够获得与图5或图6相同的效果，但是图5或图6所示的分配方法能够将分块内数据分散到较多的码元，从而接收质量的改善效果较高。

这样，根据本实施方式，通过设置下述单元，即编码单元11，对发送数据进行分块编码处理而形成分块编码数据；调制单元15，对分块编码数据进行调制而形成数据码元；以及重新排列单元12，将分块编码数据重新排列，以集合不同的编码分块的分块内的编码数据而构成一个数据码元，并将其提供给调制单元15，从而实现即使在增大了调制阶数时，也能够通过较简单的结构抑制突发差错而不改变编码分块的分块大小的发送装置10。

另外，重新排列单元12的处理也可以称为下述处理，即，将分块编码数据重新排列，以在调制单元15的调制阶数越大，集合越多的分块的分块编码数据构成1个码元。

另外，在本实施方式中，主要说明了使用LDPC码作为分块码的情况，但也能够广泛地适用于LDPC码以外的分块码。作为LDPC码以外的分块码有BCH(Bose Chaudhuri Hocquenghem)码、里德-所罗门(Reed-Solomon)码等。而且，在本实施方式中，主要以使用LDPC码等分块码的情况为例进行了说明，但是本实施方式的分配给码元的比特分配也能够适用于使用特播码或卷积码等网格码的情况。在实施方式6说明其细节。

而且，本实施方式以单载波的情况为例进行了说明，但是，即使是OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：正交频分复用)等多载波方式下，也能够广泛地适用。

(实施方式2)

图9表示本发明实施方式2的多天线发送装置的结构。

多天线发送装置100是进行所谓OFDM-MIMO通信的发送装置，从二个天线发送彼此不同的调制信号。具体而言，从天线114A发送调制信号A，从天线114B发送调制信号B。这里在图9中，由于调制信号A的信号处理系统和调制信号B和处理系统大体是相同的结构，所以对于调制信号A的处理系统在标号的后面附加“A”来表示，对于与其对应的调制信号B的处理系统在标号后附加“B”来表示。

多天线发送装置100的帧结构信号生成单元115输出与帧结构有关的信息、编码方法的信息以及调制方式的信息等控制信号116。编码单元102A将调制信号A的数据101A及控制信号116作为输入，进行基于控制信号116的编码，并将编码后的数据103A输出。

重新排列单元104A将编码后的数据103A及控制信号116作为输入，基于控制信号116将编码后的数据103A重新排列，并将重新排列后的数据105A输出。

调制单元106A将重新排列后的数据105A及控制信号116作为输入，基于控制信号116进行BPSK、QPSK、16QAM或64QAM中的任何一个的调制，并输出基带信号107A。

串并行变换单元(S/P)108A将基带信号107A作为输入，进行串并行变换，并输出并行信号109A。傅立叶逆变换单元(ifft)110A将并行信号109A作为输入，进行傅立叶逆变换，并输出傅立叶逆变换后的信号111A即OFDM信号。无线单元112A将傅立叶逆变换后的信号111A作为输入，通过进行变频、放大等规定的无线处理而形成调制信号A的发送信号113A。发送信号A从天线114A作为电波输出。

对调制信号B而言，通过编码单元102B、重新排列单元104B、调制单元106B、串并行变换单元(S/P)108B、傅立叶逆变换单元(ifft)110B、无线单元112B进行同样的处理，调制信号B的发送信号113B从天线114B作为电波输出。

图10表示从多天线发送装置100的各个天线114A、114B发送的调制信号A、调制信号B的帧结构例。图10的(a)是表示从天线114A发送的调制信号A的帧结构的图，图10的(b)是表示从天线114B发送的调制信号B的帧结构的图。在本实施方式的情况下，作为通信方式使用空分复用的MIMO(Multiple-Input Multiple-Output：多入多出)传输，所以同一载波、同一时间的调制信号A和调制信号B的码元分别从不同的天线同时被发送，并在空间被复用。

配置在帧的开头的前置码用于估计信道变动，在接收机中，使用前置码来估计信道变动，并进行ZF(Zero Forcing：迫零)、MMSE(Minimum MeanSquare Error：最小均方误差)，从而能够分离调制信号A和调制信号B。

配置在载波Y的时间方向上的导频码元在接收装置中是用于估计和除去用前置码未能除去的频偏或因装置的特性所造成的(振幅/相位)失真的码元。

而且，数据码元是用于传输数据的码元，紧接着前置码之后被发送。

图11表示对从多天线发送装置100发送的信号进行接收和解调的多天线接收装置的结构。

多天线接收装置300的无线单元303_1将天线301_1接收到的接收信号302_1作为输入，对其进行放大、变频等，输出基带信号304_1。傅立叶变换(fft)305_1将基带信号304_1作为输入，进行傅立叶变换，并输出傅立叶变换后的信号306_1。

调制信号A的信道变动估计单元307_1将傅立叶变换后的信号306_1作为输入，提取图10的(a)所示的调制信号A的前置码，基于该前置码估计调制信号A的信道变动，并输出调制信号A的信道变动估计信号308_1。

调制信号B的信道变动估计单元309_1将傅立叶变换后的信号306_1作为输入，提取图10的(b)所示的调制信号B的前置码，基于该前置码估计调制信号B的信道变动，并输出调制信号B的信道变动估计信号310_1。

另外，无线单元303_2、傅立叶变换305_2、调制信号A的信道变动估计单元307_2、调制信号B的信道变动估计单元309_2进行与上述同样的动作。

信号处理单元311将傅立叶变换后的信号306_1、306_2、调制信号A的信道变动估计信号308_1、308_2、调制信号B的信道变动估计信号310_1、310_2作为输入，进行ZF(Zero Forcing)、MMSE(Minimum Mean Square Error)等处理而且进行解码，从而获得调制信号A的接收数据312A和调制信号B的接收数据312B。使用图13在后面论述信号处理单元311的详细动作。

图12表示多天线发送装置和多天线接收装置之间的通信模型(model)。将从天线409A发送的调制信号设为Txa(t)、将从天线409B发送的调制信号设为Txb(t)(t：时间)。而且，若将各个发送接收天线之间的信道变动分别设为h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)，将天线410_1接收到的接收信号设为Rx1(t)、将天线410_2接收到的接收信号设为Rx2(t)，则以下的关系式成立。

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Rx}1\left(t\right)\\ \mathrm{Rx}2\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h21\left(t\right)\\ h12\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{Txa}\left(t\right)\\ \mathrm{Txb}\left(t\right)\end{array}\right)...\left(1\right)$

图13表示多天线接收装置300的信号处理单元311的结构。分离/频偏估计/补偿单元401将傅立叶变换后的信号306_1、306_2、调制信号A的信道变动估计信号308_1、308_2、调制信号B的信道变动估计信号310_1、310_2作为输入，进行式(1)的逆矩阵运算(ZF)，从而将调制信号A和调制信号B分离。而且，分离/频偏估计/补偿单元401使用图10所示的导频码元，估计频偏或因装置的特性造成的(振幅/相位)失真，并基于估计结果，对其进行补偿，从而获得调制信号A的补偿后的基带信号402A、调制信号B的补偿后的基带信号402B。

软判定计算单元403A将调制信号A的补偿后的基带信号402A作为输入，计算分支度量，从而获得软判定值404A。解交织单元405A将软判定值404A作为输入，进行解交织(进行与重新排列单元104A相反的处理)，从而获得解交织后的软判定值406A。解码器407A将解交织后的软判定值406A作为输入，对其进行解码，从而获得调制信号A的接收数据408A。

而且，软判定计算单元403B、解交织单元405B、解码器407B进行与上述同样的动作，获得调制信号B的接收数据408B。

图14表示一例在以图10的帧结构发送调制信号的情况下，在接收装置中获得的、时间i、i+1、i+2、i+3、i+4、i+5的从载波1至载波6的信号功率与噪音功率之比(SNR)的关系。如图14所示，对数据码元的SNR而言，随着在时间上逐渐远离前置码，SNR降低。这是因为，随着在时间上逐渐远离前置码，接收装置中的频率的估计误差、因装置的特性造成的失真(振幅/相位)的估计误差变大。

例如，如图1所示，在1OFDM码元内进行交织，在接收装置中进行了解交织的情况下，考虑到图14的现象，即使进行解交织，属于像时间i+4、i+5那样地时间上远离前置码的OFDM码元的数据也仅由SNR低劣的数据码元构成，所以即使进行纠错也难以获得编码增益，差错率特性劣化。

这里，在发送接收装置分别仅具备一个天线的以往的系统中，解决该问题的方法非常简单。插入用于频偏及失真估计的码元，例如导频码元即可。此时，由于导频码元的插入频度并不需要太多，所以因插入导频码元造成的传输速度下降也较小，即使插入导频码元，系统的缺陷(demerit)也不大。

另一方面，在以使用了空分复用的MIMO系统为例的多天线系统中，必需有用于分离在传输路径上混合的各个调制信号的分离用码元(图10的前置码)。而且，使用该分离用码元，估计信道变动h11～h22。

这里，作为使信道变动h11～h22的估计精度劣化的主要原因有频偏、失真的时间性变动。但是，仅仅通过插入导频码元，来估计频偏、失真估计的时间性变动，难以防止上述的SNR的下降。

这是因为，只要不确保信道变动h11～h22的估计精度，终究难以防止上述的SNR的下降。为了实现此目的，考虑到提高分离用码元的插入频度的方法。也就是说，即使提高导频码元的插入频度，也难以解决该问题。

但是，分离用码元需要遍及全部载波地配置，因此产生下述问题，即提高分离用码元的插入频度后传输速度显著下降。因此，重要的是，尽可能仍旧保持较少的分离用码元的插入频度，而改善SNR。

在本实施方式中提出了，不增加前置码的插入频度，而能够将分配给远离前置码的位置的码元的数据的差错率特性的劣化进行抑制的多天线发送装置。

在本实施方式中，通过对设置在编码单元102A、102B和调制单元106A、106B之间的重新排列单元104A、104B的重新排列处理想办法，解决了上述问题。以下说明其细节。

这里，重新排列单元104A、104B进行重新排列，以将所输入的第m位的数据配置给频率轴上载波p(m)的位置的数据码元并且配置给时间轴上时间q(m)的位置的数据码元。用π(m)＝(p(m)，q(m))来表示该重新排列处理。

图15和图16表示由重新排列单元104A、104B进行的编码后的数据的重新排列处理例。另外，图15和图16是表示在60FDM码元内进行数据的重新排列的例子作为一个例子的图。另外，省略了前置码。在图15和图16中，(1)、(2)、(3)...表示数据的配置顺序，意味着以下事实：例如将第一位输入的数据配置给(1)的数据码元，将第二位输入的数据配置给(2)的数据码元。

图15和图16的重新排列中重要的是，第一位的数据和第二位的数据配置在不同时间的数据码元位置。例如，编码单元102A、102B进行分块大小为6的分块编码处理的情况下，重新排列单元104A、104B将编码分块内的6个数据分配给时间上不同位置的码元。也就是说，例如将分块编码后的数据分配给码元，以使q(1)≠q(2)≠q(3)≠q(4)≠q(5)≠q(6)、q(7)≠q(8)≠q(9)≠q(10)≠q(11)≠q(12)。

由此，在由接收装置进行了解交织的数据序列中，不存在连续的SNR恶劣的数据，所以能够通过纠错而获得编码增益，从而能够抑制差错率特性的劣化。

另外，在考虑了频率轴方向上的SNR的相关性(彼此相近的载波之间SNR的相关性较高)时，除了上述的条件以外，还将编码数据重新排列，以使p(1)≠p(2)≠p(3)≠p(4)≠p(5)≠p(6)、p(7)≠p(8)≠p(9)≠p(10)≠p(11)≠p(12)，从而能够进一步抑制差错率特性的劣化。

这样，根据本实施方式，通过设置重新排列单元104A、104B来进行重新排列，以使同一编码分块内的编码数据被分配给时间方向上的多个数据码元，从而能够避免将编码分块内的所有的数据分配给位于远离前置码的位置的数据码元。换言之，能够实质上使各个编码分块之间的距前置码的距离均等，从而能够实现可抑制由于距前置码的距离所引起的差错率特性的劣化的多天线发送装置100。而且，也能够减轻因衰落造成的陷波的影响。

另外，在本实施方式中，如图10所示，以仅由前置码、数据码元、导频码元构成的帧结构为例进行了说明，但并不限于此，也可以包含例如用于传输控制信息的码元等。关键在于，广泛地适用于在数据码元之前配置前置码的结构。

而且，在图9所示的结构例中，说明了对于各个调制信号A、B分别设置编码单元102A、102B的结构，但是，也能够适用以一个编码单元进行调制信号A、B双方的编码处理的结构。

图17表示该结构例。在与图9相对应的部分附加相同的标号而进行表示的图17中，多天线发送装置500与多天线发送装置100的不同点在于，只有一个编码单元102及重新排列单元104。

编码单元102将数据101和控制信号116作为输入，进行基于控制信号116的编码，从而获得编码后的数据103。重新排列单元104将编码后的数据103及控制信号116作为输入，基于包含在控制信号116中的帧结构的信息，将编码后的数据103重新排列，并将重新排列后的数据105A和105B分别提供给调制单元106A和106B。

图18、图19和图20表示由重新排列单元104进行的编码后的数据的重新排列处理例。

首先，在图18中，将编码后的6比特的数据分配给调制信号A的不同时间的数据码元(相当于图18的(1)、(2)、(3)、(4)、(5)、(6))。另外，将编码后的6比特的数据分配给调制信号B的不同时间的数据码元(相当于图18的(7)、(8)、(9)、(10)、(11)、(12))。接着，将编码后的6比特的数据分配给调制信号A。这样，将编码后的数据分配给不同时间的数据码元，而且交替地分配给调制信号A、调制信号B。通过这种方式，除了能够获得与图15和图16所示的分配例子同样的效果以外，由于交替地分配给调制信号A和调制信号B，所以能够进一步获得下述效果，即可以获得空间分集增益。

在图19中，交替地对调制信号A、调制信号B分配数据。此时，将仅提取奇数位所得的6比特的数据或仅提取偶数位所得的6比特的数据配置给不同时间的码元。观察例如调制信号A的(1)(3)(5)(7)(9)(11)的数据码元，则一目了然。通过这种方式，除了能够获得与图15和图16所示的分配例同样的效果以外，由于交替地分配给调制信号A和调制信号B，所以能够进一步获得下述的效果，即可以获得空间分集增益。

在图20中，首先，将数据分配给调制信号A，接着分配给调制信号B。然后，以编码后的6比特为单位，将其配置给不同时间的码元。通过这种方式，能够获得与图15和图16所示的分配例子同样的效果。

图21表示对从如图17所示的结构的多天线发送装置500发送的信号进行接收解调的多天线接收装置的信号处理单元的结构。这里，使多天线接收装置的整体结构为图11所示的结构即可，使信号处理单元311为图21所示的结构即可。

与图13相对应的部分附加相同的标号而进行表示的图21的信号处理单元311，除了仅设置一个解交织单元405及解码器407以外，与图13的信号处理单元311为相同的结构。解交织单元405将调制信号A的软判定值404A和调制信号B的软判定值404B作为输入，基于帧结构进行解交织(进行与图17的重新排列单元104相反的处理)，从而获得解交织后的软判定值406。解码器407将解交织后的软判定值406作为输入，对其进行解码，从而获得接收数据408。

(实施方式3)

在本实施方式中，说明在多天线发送装置进行LDPC编码时的具体方式。还说明进行自适应调制时的具体方式。

图22表示，图9的编码单元102A、102B分别进行了编码后的分块大小为980个比特的LDPC编码后的、由重新排列单元104A、104B进行的分配给数据码元的编码后的数据的分配例子。将一个编码分块内的980比特分配给调制信号A的A(1)、A(2)、.........、A(980)的980码元。这里，(1)、(2)、...、(980)表示数据的顺序。同样地，将一个编码分块内的980比特分配给调制信号B的B(1)、B(2)、...、B(980)的980码元。这样，一个编码分块内的数据(比特)被分配给多个数据码元。由此，与将一个编码分块内的数据分配给较少的数据码元的情况相比较，能够抑制突发差错。

图23表示，图17的编码单元102进行了分块大小为980比特的LDPC编码后的、由重新排列单元104进行的分配给数据码元的编码后的数据的分配例子。将一个编码分块内的980比特分配给调制信号A以及调制信号B的980码元。这里，(1)、(2)、...、(980)表示数据的顺序。这样，与将一个编码分块内的数据分配给较少的数据码元的情况相比较，通过将一个编码分块内的数据(比特)分配给多个数据码元及多个无线，除了能够抑制突发差错以外，还能够进一步获得下述的效果，即可以获得空间分集增益。

接着，说明对根据通信状况进行自适应调制(即切换调制方式)的多天线发送装置适用本发明时的形态。

图24表示进行自适应调制的多天线发送装置的结构。与图9相对应的部分附加相同的标号而进行表示的图24的多天线发送装置600，例如被设置在基站。接收装置2303将天线2301接收到的接收信号2302作为输入，进行接收处理，从而获得通信对方的终端发送的通信状况的信息，例如比特差错率、分组差错率、帧差错率、接收电场强度、多路径的状况等信息，据此决定调制方式，并将其作为控制信息2304输出。帧结构信号生成单元115将控制信号2304作为输入，基于控制信息2304，决定调制方式、帧结构，并将其作为帧结构信号116输出到调制单元106A、106B，还将其输出到编码单元102A、102B以及重新排列单元104A、104B。

重新排列单元104A、104B与实施方式1中进行的说明同样地，根据调制方式变更重新排列。

图25表示与多天线发送装置600进行通信的通信对方的终端的结构例。与图11相对应的部分附加相同的标号而进行表示的图25的多天线接收装置700的发送装置2403将发送数据2402、基带信号304_1、304_2、接收数据312A、312B作为输入，例如从基带信号304_1、304_2估计接收电场强度，从接收数据312A、312B求比特差错率、分组差错率、帧差错率，形成包含有这些信息和发送数据的发送信号2404，并从天线2405作为电波输出。由此，基站(多天线发送装置600)的调制方式被变更。

另外，调制方式的变更方法并不限于此，可以由通信对方即终端指定所期望的调制方式，或者基站接收通信对方的终端发送的调制信号，并基于该接收状态决定要发送的调制信号的调制方式，这样也能够同样地进行实施。

(实施方式4)

在本实施方式中，说明LDPC编码后的最后的分块数据的分配方法的巧妙办法。在图26中，纵轴表示频率，使用载波1至载波n来发送数据。而且横轴表示时间。

在图26中，假设最初使用16QAM发送1分块的数据。因此，例如像实施方式1中说明的方法那样，以980个码元并行地发送四个编码后的分块#1～#4。若1分组的数据量是可变的，则最后发送的数据量并不一定是满足16QAM中四个编码分块的量。这里，重要的是，使1码元为集合了不同的编码分块的分块内的编码数据的结构，也可以使用后述的实施方式5的构成方法。

在本实施方式中，在最后发送的编码分块的数目为一个时，如图26A所示，选择BPSK作为最后的分块的调制方式，以980码元仅发送一个编码分块#1。

而且，在最后发送的编码分块的数目多于一个而在二个以下时，如图26B所示，选择QPSK作为最后的分块的调制方式，以980码元发送二个编码分块#1、#2。此时，也可以进行图5的(b)、图6的(b)、图7的(b)或图8的(b)中说明了的重新排列。

而且，在最后发送的编码分块的数目多于二个时，如图26C所示，选择16QAM作为最后的分块的调制方式，以980码元发送例如四个编码分块#1～#4。此时，也可以进行图5的(c)、图6的(c)、图7的(c)或图8的(c)中说明了的重新排列。

通过这样地进行发送，总由980码元发送一个编码分块数据，所以能够减轻因衰落的陷波造成的影响，提高接收质量。

另外，作为另外的分配方法，也可以不管编码分块的数目而选择16QAM，不足部分的数据统统发送例如“0”的假数据。即使这样地进行发送，由于总由980码元发送一个编码分块数据，所以能够减轻因衰落的陷波造成的影响，提高接收质量。

以上的操作在进行了分组通信时，对为了尽可能地使接收质量均等来说，是非常重要的。也就是说，如果以少于980码元的码元数发送最后的编码分块的数据，则最后的编码分块的差错率特性劣化，分组差错的发生概率变大。根据本实施方式的方法能够有效地避免该问题。

(比较例)

这里，使用图27说明以往一般地进行的分配方法和其缺点，作为与基于本发明的编码分块数据的分配给多个码元的均等分配方法的比较例。

图27A表示980个码元区间的接收电场强度的状态作为一例时间与接收电场强度的关系，即通信状况。

图27B表示调制方式为BPSK时的帧结构例。另外，在图27B中，以例如像OFDM那样使用从载波1至载波n的多载波传输方式的情况为例进行表示。因此，纵轴为频率轴，存在从载波1到载波n的载波。调制方式为BPSK时，如图27B所示传输一个编码后的分块(分块#1)需要980个码元。

与此相对，调制方式为16QAM时，在16QAM能够以1码元传输4比特，所以传输一个编码后的分块需要245码元。因此，若使用980码元，则能够发送分块#1、分块#2、分块#3、分块#4的四分块。

然后，以往如图27C所示，与BPSK同样地，一般是在时间方向上依序分配为分块#1的码元、分块#2的码元、分块#3的码元、分块#4的码元。

这里，如图27B所示使用BPSK时，即使在如图27A所示的通信状况下，在一个编码分块内存在接收电场强度大的时间和接收电场强度小的时间，所以若以编码分块为单位进行解码，则由于接收电场强度大的数据的影响，差错被纠正的可能性很高。

与此相对，如图27C所示使用16AQM时，分块#1及分块#3由于接收电场强度较大所以接收质量较好，但是分块#2及分块#4，由于接收电场强度较小所以接收质量较差。这样，随着调制方式的调制阶数增加，一个编码分块所需的码元数减少了，从而容易受到因衰落造成的接收电场强度的陷波的影响。也就是说，容易受到因陷波造成的接收质量下降。

如上述实施方式中的说明，本发明的发送装置有效地解决该问题而不改变码长(分组大小)。

(实施方式5)

在本实施方式中，说明实施方式1的简单的变形例。也就是说，本实施方式在所谓“集合不同编码分块的分块内的编码数据而构成一个数据码元”的基本结构上与实施方式1相同，本实施方式是其变形例。

本实施方式中的发送装置的结构例正如图2中的结构例，其动作也与实施方式1相同。而且，与本实施方式中的编码单元11的LDPC码的生成处理有关的结构正如图3中的结构，其动作与实施方式1相同。

在本实施方式中，以调制单元15的调制处理是在QPSK及16QAM的情况下为例进行说明。也就是说，在本实施方式的情况下，调制单元15进行如图4所示的信号点配置及比特配置。

图28表示，本实施方式的发送装置将进行了LDPC编码的各个编码分块内的比特分配给调制后的哪个码元的图。具体而言，其是表示将由980比特构成的一个分块内的编码数据(LDPC编码后的数据)配置给哪个码元的图。而且，横轴表示码元的时间上的排列。纵轴表示构成1码元的比特号码，即，QPSK时为b1、b2，16QAM时为b1、b2、b3、b4。

另外，图中#X-Y表示，第X编码分块的第Y位(980比特中的第Y位)的比特。例如，#1-1表示第1编码分块中的第1位的比特。同样地，例如，#2-979表示第2编码分块中的第979位的比特。

图28A表示调制方式为QPSK时的分配给各个码元的比特分配。在本实施方式中，调制方式为QPSK时，以1码元发送2比特(b1、b2)，使用两比特，发送第1编码分块的数据。因此，使用490码元发送由980比特构成的一个编码分块。

图28B表示调制方式为16QAM时的分配给各个码元的比特分配。调制方式为16QAM时，以1码元发送4比特(b1、b2、b3、b4)，所以通过490码元发送二个由980比特构成的编码后的分块。这里的分配给各个码元的比特分配的特征在于，将一个分块内的编码数据分配给多个码元。具体而言，将编码后的分块#1的比特#1-1～#1-980分配给16QAM的980码元的比特b1、b2，将编码后的分块#2的数据#2-1～#2-980分配给16QAM的980码元的比特b3、b4。

由此，能够将各个编码分块内的比特(数据)时间性(或者，频率性(特别是在OFDM等多载波传输时))(或者，空间性(特别是MIMO传输时))分散地配置到与QPSK为相同数目的码元，从而能够避免因衰落产生的陷波所造成的编码分块内的数据质量的整体下降。也就是说，编码分块内的大部分的数据突发性地发生差错的概率降低了，从而能够改善差错率特性。

图28C表示，使用单载波传输时的本实施方式的帧结构例。前置码2801例如是用于在接收装置进行信号检测、频偏估计及补偿、增益控制的码元。控制信息码元2802例如是用于传输调制方式的信息、编码率的信息、分组的长度的信息的码元。数据码元2803是用于传输数据的码元，在调制方式为QPSK时，以图28A的结构传输数据，在调制方式为16QAM时，以图28B的结构传输数据。

图29表示本实施方式的发送装置的结构例。在图29中，对与图2同样地动作的部分附加相同的标号。发送装置2900具有选择器2901。选择器2901将发送数据S1、控制信号S10作为输入，根据控制信号S10中包含的调制方式的信息，分配发送数据S1。在本实施方式中，在调制方式为QPSK时，选择器2901将分配数据#1作为输出信号2901_1输出到编码单元11_1。此时，选择器2901不将输出信号2901_2输出到编码单元11_2。与此相对，在调制方式为16QAM时，选择器2901将分配数据#1作为输出信号2901_1输出到编码单元11_1，而且将分配数据#2作为输出信号2902_2输出到编码单元11_2。

编码单元11_1、11_2分别对输入的数据进行编码，并输出编码后的数据2902_1、2902_2。编码单元11_2在调制方式为QPSK时不进行编码动作。另外，编码单元11_1、11_2可以从控制信号S10获知调制方式的信息。

调制单元15将编码后的数据2902_1、2902_2、控制信号S10作为输入，通过进行对应于控制信号S10的调制方式的调制而获得发送码元、即基带信号S3，并将其输出到无线单元16。此时，调制单元15也附加前置码和控制信息码元。无线单元16以后的动作与图2相同。

在图29的发送装置2900中，并列地配置编码单元11_1、11_2，对于调制阶数越大的调制方式，使越多的编码单元并行地动作。由此，与图2所示的结构相比较，能够使发送处理高速化。特别是有下述优点，即使在切换到调制阶数较大的调制方式时，也能够维持与调制阶数较小的调制方式同等的码元率。但是，即使以图2所示的结构，也能够形成图28所示的发送帧。图2的结构与图29的结构相比较，虽然发送处理速度较慢，但因为编码单元较少，所以电路规模较小即可。

图30表示本实施方式的接收装置的结构例。接收装置3000将天线3001接收到的接收信号3002输入到无线单元3003，对接收信号3002进行变频、正交解调等处理而获得基带信号3004，并将其输出。

控制单元3005将基带信号3004作为输入，检测图28C的前置码2801、控制信息码元2802，并基于这些码元，进行信号检测、频偏估计及信道估计而且提取调制方式的信息，并将包含有这些信息的控制信号3006输出到各个单元。

软值生成单元3007将基带信号3004、控制信号3006作为输入，从控制信号3006中所包含的信道估计信息和基带信号3004，计算用于解码的各个比特的软值，从而获得软值信号3008，并将其输出。

分配单元3009将控制信号3006、软值信号3008作为输入，在控制信号3006中所包含的调制方式的信息表示调制方式为QPSK时，将软值信号3008作为软值#1信号3010_1输出到解码单元3011_1。与此相对，分配单元3009在调制方式的信息表示调制方式为16QAM时，将软值信号3008分为软值#1信号3010_1和软值#2信号3010_2，并将其分别输出到解码单元3011_1、3011_2。这里，软值#1信号3010_1是有关图28A、图28B的分块#1的软值，软值#2信号3010_2是有关图28B的分块#2的软值。

解码单元3011_1将软值#1信号3010_1、控制信号3006作为输入，基于软值#1信号3010_1进行解码，从而获得解码后的数据#1信号3012_1，并将其输出。该解码后的数据#1信号3012_1相当于图28A、图28B的#1的分块的数据。

解码单元3011_2将软值#2信号3010_2、控制信号3006作为输入，基于软值#2信号3010_2进行解码，从而获得解码后的数据#2信号3012_2，并将其输出。该解码后的数据#2信号3012_2相当于图28B的#2的分块的数据。另外，解码单元3011_2在调制方式为QPSK时不进行解码动作。

并串行变换单元3013将解码后的数据#1信号3012_1、解码后的数据#2信号3012_2、控制信号3006作为输入，根据调制方式进行重新排列，从而获得重新排列后的数据3014，并将其输出。

通过以上的结构，从图2或图29所示的结构的发送装置10、3000接收到图28所示的帧结构的调制信号时，能够从接收信号获得相当于发送数据S1的解码后的数据3014。

特别是，在本实施方式的接收装置中，如图30所示，并列地设置解码单元，接收信号的调制阶数越大，则使越多的解码单元并行地动作。由此，能够使接收处理高速化。特别是有下述优点，即使在接收信号的调制阶数较大时，也能够以与调制阶数较小的接收信号同等的码元率进行接收处理。进一步而言，即使为了提高接收端的差错率特性而传输了如图28所示的帧结构的调制信号时，若使用图30所示的结构的接收装置3000，则能够进行接收处理而不降低码元率。

如上所述，根据本实施方式，与实施方式1同样地，将分块编码数据重新排列，以集合较多的分块的分块编码数据而构成1码元，从而能够与实施方式1同样地提高接收质量。

另外，根据本实施方式，在发送端并列地配置多个编码单元，对于调制阶数越大的调制方式，使越多的编码单元并行地动作，从而即使在切换为调制阶数较大的调制方式时，也能够维持与调制阶数较小的调制方式同等的码元率。而且，在接收端并列地配置多个解码单元，接收信号的调制阶数越大，则使越多的解码单元并行地动作，从而即使在接收信号的调制阶数较大时，也能够以与调制阶数较小的接收信号同等的码元率进行接收处理。也就是说，对于码元率的高速化，能够容易地对应，所以能够实现更高速的数据传输。

另外，在实施方式1中，说明了例如图5～图8所示那样以1比特为单位将分块数据分配给各个码元的例子，与此相对，在本实施方式中，说明了例如图28所示那样以2比特为单位将分块数据分配给各个码元的例子。也就是说，着眼于16QAM时，在实施方式1中，对于构成1码元的各个比特b1，b2，b3，b4独立地分配分块数据，但是在本实施方式中，以比特b1，b2为一个单位，将分块数据#1分配给这2比特，以比特b3，b4为一个单位，将分块数据#2分配给这2比特。但是，在本实施方式中进行了说明的发送装置及接收装置也能够适用于实施方式1那样的帧结构。图31表示该能够适用的帧结构例。

而且，在本实施方式中，以对LDPC码等分块码进行的处理为例进行了说明，但对特播码或卷积码等网格码，也能够适用与上述的同样的方法。在实施方式6说明其细节。

而且，在本实施方式中，以进行单载波通信的发送装置、接收装置的结构为例进行了说明，但并不限于此，在进行OFDM等多载波通信的发送装置、接收装置中也能够同样地进行实施。

而且，在进行MIMO通信等多天线通信的发送装置、接收装置中也能够同样地进行实施。本实施方式中进行了说明的技术与复用方法无关，从而能够广泛地应用。

特别是，在OFDM等多载波方式中，作为排列码元的方法，除了时间轴以外，还有排列在频率轴即(副)载波方向上的方法(例如，参照图10、图15、图26等)。

本实施方式的技术能够适用于将码元排列在时间轴上的情况或将码元排列在频率轴上的情况中的任一情况，并能够获得与上述的同样的效果。另外，也能够适用于MIMO传输方式那样地将码元排列在空间轴上的情况，并能够获得同样的效果。

(实施方式6)

在实施方式1、实施方式5中，说明了对LDPC码等分块码适用本发明的情况，而在本实施方式中，说明对特播码或卷积码等网格码适用本发明的情况。

本实施方式的特征在于，将通过网格编码依次形成的网格编码数据分配给多个码元而形成发送码元后，将该发送码元以码元单位进行交织。

由此，能够以较小的电路规模，高速地进行与随机比特交织处理同样的处理。也就是说，与以往的随机比特交织处理相比较，能以非常简单的处理完成本实施方式中的、将依次形成的网格编码数据分配给多个码元的处理，而且仅进行对该码元实施码元单位的交织这样的简单处理，所以与以往的比特交织器相比较，能够以简单的电路进行与比特交织同等的处理。

图32A、图32B是表示，本实施方式中的、进行了例如卷积编码所得的各个编码数据被分配给调制后的哪个码元的图。而且，横轴表示码元的时间上的排列。纵轴表示构成1码元的比特号码，即，QPSK时为b1、b2，16QAM时为b1、b2、b3、b4。

另外，图中#X-Y表示通过第X编码处理而获得的第Y位的比特。例如，#1-1表示通过第1编码处理而获得的第1位的比特。同样地，例如，#2-100表示通过第2编码处理而获得的第100位的比特。图32的配置表示码元交织前的顺序，以100码元进行码元交织。使用图33、图34详细地说明码元交织。

图32A表示调制方式为QPSK时的分配给各个码元的比特分配。调制方式为QPSK时，以1码元发送2比特(b1、b2)。在本实施方式中，使用这两个比特，发送第1编码数据和第2编码数据。这里，第1编码数据(#1-1、#1-2、#1-3...)是指进行了一网格编码后所得的数据，而且，第2编码数据(#2-1、#2-2、#2-3...)是指进行了一网格编码后所得的数据。

这里所谓的一网格编码处理是，由一个网格编码器进行编码而依次输出的编码数据的一个汇合。因此，第1编码数据和第2编码数据的生成方法为下述方法即可，设置例如后述的不同的编码单元，将通过第1编码单元获得的编码数据设为第1编码数据，将通过第2编码单元获得的编码数据设为第2编码数据。

而且，也可以将通过单一的编码单元依次输出的编码数据中的、例如从第1个的编码数据至第100个的编码数据为止设为第1编码数据，将从第101个的编码数据至第200个的编码数据为止设为第2编码数据。

图32B表示调制方式为16QAM时的分配给各个码元的比特分配。调制方式为16QAM时，以1码元发送4比特(b1、b2、b3、b4)。在本实施方式中，使用这四个比特，发送四个编码数据。

在图32B的例子中，使用16QAM的比特b1发送有关第1编码数据#1的数据。同样地，使用16QAM的比特b2发送有关第2编码数据#2的数据，使用16QAM的比特b3发送有关第3编码数据#3的数据，使用16QAM的比特b4发送有关第4编码数据#4的数据。

由此，能够将各个编码比特(数据)时间性(或者，频率性(特别是在OFDM等多载波传输时))(或者，空间性(特别是MIMO传输时))分散地配置到与QPSK为相同数目的码元，从而能够避免因衰落产生的陷波所造成的编码数据质量的整体下降。也就是说，能够降低数据突发性差错的概率，从而能够改善差错率特性。当然，对QPSK也以比特单位进行同样的操作，所以能够获得同样的效果。

图32C表示，使用单载波传输时的本实施方式的帧结构例。另外，图32C的帧结构与已说明的图28C相同，所以这里省略其说明。

图33表示本实施方式的发送装置的结构例。在图33中，对与图2、图29同样地动作的部分，附加与图2、图29相同的标号。选择器2901将发送数据S1、控制信号S10作为输入，根据控制信号S10中包含的调制方式的信息，分配发送数据S1。

在本实施方式中，在调制方式为QPSK时，选择器2901将分配数据#1作为输出信号2901_1输出到编码单元11_1，将分配数据#2作为输出信号2901_2输出到编码单元11_2。此时，选择器2901不将输出信号2901_3、2901_4输出到编码单元11_3、11_4。

与此相对，在调制方式为16QAM时，选择器2901将分配数据#1作为输出信号2901_1输出到编码单元11_1，将分配数据#2作为输出信号2902_2输出到编码单元11_2，将分配数据#3作为输出信号2901_3输出到编码单元11_3，将分配数据#4作为输出信号2902_4输出到编码单元11_4。

编码单元11_1、11_2、11_3、11_4分别对所输入的数据进行网格编码，从而获得编码数据2902_1、2902_2、2902_3、2902_4，并将其输出。编码单元11_3、11_4在调制方式为QPSK时不进行编码动作。另外，编码单元11_1～11_4可从控制信号S10获知调制方式的信息。

映射单元3304将编码数据2902_1、2902_2、2902_3、2902_4、控制信号S10作为输入，在为QPSK时进行图32A所示的映射处理，而且在为16QAM时进行图32B所示的映射处理，从而获得发送码元即基带信号3305，并将其输出到交织器3301。

交织器3301将基带信号3305作为输入，对该信号进行码元交织处理，并将交织后的基带信号3302输出。调制单元3303对交织后的基带信号3302进行频带限制，并将频带限制后的基带信号S3输出。

本实施方式的发送装置3300的较大的优点在于交织处理。关于这一点，以下进行详细说明。

一般地，交织器有以比特为单位进行交织处理的比特交织器和以码元为单位进行交织处理的码元交织器。比特交织处理与码元交织处理相比，接收质量的改善效果较大。

本实施方式的发送装置3300的交织器3301对由映射单元3304获得的码元进行交织，所以是码元交织器。但是，在本实施方式中，通过映射单元3304进行映射，以使通过各个编码单元11_1～11_4依次形成的编码数据2902_1～2902_4不是连续地包含在同一码元中，而形成数据码元后，进行码元交织处理，所以能够进行与比特交织等效的处理。

具体而言，在本实施方式中，通过将交织器3301配置在映射单元3304的后级，由交织器3301进行码元交织。

这里，在本实施方式中，由于如图32所示决定了帧结构，所以进行码元交织等同于对各个编码数据#1、#2、#3、#4进行了比特交织。也就是说，在本实施方式中，通过映射单元3304形成图32所示的码元，并在其后级配置码元交织器3301，从而能够在接收端获得与进行比特交织时同样的接收质量。

而且，与设置比特交织器的情况相比较，本实施方式的结构在电路规模上具有优势。理由在于，为进行比特交织，以往一般采用例如在编码单元11_1～11_4和映射单元3304之间配置交织器的方法。但是，这样，在编码单元和映射单元之间配置交织器时，需要四个交织器。与此相对，本实施方式的情况下，用1个码元交织器3301就可以了。

接着，使用图34表示码元交织器3301的一例动作。图34的(a)表示一例由交织器3301进行的内置存储器的码元数据的写入方向和读出方向。如图34所示，假设从映射单元3304按照“码元1”“码元2”“码元3”...“码元100”的顺序输出码元。然后，交织器3301沿图34的(a)的横轴方向写入存储器。而且，交织器3301沿图34的(a)的纵轴方向读出。因此，交织后的码元如图34的(b)所示被重新排列。

在与图30对应的部分标注相同的标号而进行表示的图35中，表示本实施方式的接收装置的结构例。图35与图30的不同点主要在于，插入了解交织器3501以将发送装置3300进行了交织的码元的顺序恢复为原来的顺序，以及具有与四个编码单元11_1～11_4对应的四个解码单元3011_1～3011_4。

根据以上的结构，接收装置3500能够接收从图33的发送装置3300发送的调制信号，并获得解码后的数据3014。特别是，接收装置3500通过并列地设置解码单元3011_1～3011_4，能够高速动作。而且，接收装置3500接收与进行了比特交织的信号同等的信号，并对其进行解码，所以能够获得差错率特性较好的解码数据3014。

如上所述，根据本实施方式，通过设置下述单元，即，编码单元11_1～11_4，对发送数据进行网格编码；映射单元3304，进行映射，以使通过网格编码单元11_1～11_4依次形成的编码数据不是连续地包含在同一码元中，而形成数据码元；以及码元交织器3301，对数据码元进行交织，能够以较小的电路规模进行与比特交织同等的交织处理，有效地提高接收端的接收质量。

也就是说，在映射单元3304中，进行使通过网格编码单元11_1～11_4依次形成的编码数据不是连续地包含于同一码元的映射这样的单纯的处理即可，在交织器3301中，对1个系统的码元进行交织处理即可。本实施方式的发送装置3300以这样的单纯处理的组合，能够进行与以往的比特交织器同等的处理且高速地进行该处理。并列地设置编码单元11_1～11_4对该高速化作出了贡献。但是，若单纯地并列设置编码单元11_1～11_4且进行比特交织，则必须在各个编码单元11_1～11_4的后级设置比特交织器，电路规模变大。本实施方式的结构为在进行比特交织时抑制电路规模的增大且实现高速化的结构。

另外，在本实施方式中，以图32A、图32B为例说明了通过映射单元3304进行的分配给各个码元的比特分配处理，但是并不限于此例，例如也可以进行图36A、图36B所示的分配处理。关键在于，进行使通过各个编码单元11_1～11_4依次形成的编码数据(例如#1-1、#1-2、#1-3、...)不是连续地包含于同一码元的映射即可，作为实施方式1、实施方式5的调制单元的处理而进行了说明的分配给码元的比特分配也能够适合地适用为本实施方式的映射单元3304的处理。

而且，在本实施方式中，说明了对数据进行网格编码后进行发送的情况。特别是详细地说明了交织器、解交织器的插入位置。这里，假设本实施方式中的网格码包含卷积码和特播码。特别是在使用了特播码时，在编码、解码中需要交织器、解交织器。

此时，可考虑到下述情况，即图33的交织器3301和图35的解交织器3501是与特播码的编码、解码时的交织器、解交织器不同的交织器、解交织器。作为另外的情况考虑到下述的方法，即不设置图33所示的交织器3301，各个特播编码器具有不同的交织器。但是，此时，由各个特播编码器编码出的数据需要进行不同的解码，所以不能实现解码单元的通用。

而且，在本实施方式中，以进行单载波通信的发送装置、接收装置的结构为例进行了说明，但并不限于此，在进行OFDM等多载波通信的发送装置、接收装置中也能够同样地进行实施。而且，在进行MIMO通信等多天线通信的发送装置、接收装置中也能够同样地进行实施。本实施方式中进行了说明的技术与复用方法无关，能够广泛地应用。特别是，在OFDM等多载波方式中，作为排列码元的方法，除了时间轴以外，还有排列在频率轴即(副)载波方向上的方法(例如，参照图10、图15、图26等)。本实施方式的技术能够适用于将码元排列在时间轴上的情况或将码元排列在频率轴上的情况中的任一情况，并能够获得与上述的同样的效果。另外，也能够适用于MIMO传输方式那样地将码元排列在空间轴上的情况，并能够获得同样的效果。

也就是说，本实施方式的一个特征在于设置下述单元，即，映射单元3304，其并行地输入多个系统的编码数据，输出1系统的数据码元；以及码元交织器3301，对该数据码元进行交织。

由此，通过映射处理和码元交织处理的组合，能够使编码处理和比特交织处理高速动作且实现削减了电路规模的结构的比特交织器。

(实施方式7)

在本实施方式中，说明特别是将上述的在实施方式1、实施方式5、实施方式6中提出的原理适用于网格码和分块码的连接码的情况。在本实施方式中，说明对分块编码后的数据进行网格编码的情况。

在与图2和图33对应的部分标注相同的标号而进行表示的图37中，表示本实施方式的发送装置的结构例。发送装置3900将发送数据S1、控制信号S10输入到选择器3901。选择器3901基于控制信号S10中包含的调制方式的信息，分配发送数据S1。在本实施方式中，在调制方式为QPSK时，选择器3901将分配数据#1作为输出信号3902_1输出到分块编码单元3903_1。此时，选择器3901不将输出信号3902_2输出到分块编码单元3903_2。与此相对，在调制方式为16QAM时，选择器3901将分配数据#1作为输出信号3902_1输出到分块编码单元3903_1，而且将分配数据#2作为输出信号3902_2输出到分块编码单元3903_2。

分块编码单元3903_1、3903_2分别将分配数据#1(输出信号3902_1)、分配数据#2(输出信号3902_2)作为输入，并分别对所输入的数据进行分块编码，将分块编码后的数据3904_1、3904_2、3905_1、3905_2输出。使用图38说明此时的动作。

图38表示本实施方式的分块编码的例子。图38A表示调制方式为QPSK时的图37的分块编码3903_1的动作。另外，如上所述，此时图37的分块编码单元3903_2不动作。

图中#X-Y表示，第X编码分块的第Y位(980个比特中的第Y位)的比特。例如，#1-1表示第1编码分块中的第1位的比特。同样地，例如，#2-979表示第2编码分块中的第979位的比特。

如图38A，调制方式为QPSK时，仅分块编码单元3903_1动作，通过分块编码单元3903_1生成由980个比特构成且进行了分块编码的数据#1-1～#1-980、#2-1～#2-980。

另一方面，调制方式为16QAM时，如图38B，分块编码单元3903_1、3901_2两个单元都动作，并通过它们分别生成由980个比特构成的分块编码数据。

图37中的网格编码单元3906_1、3906_2、3906_3、3906_4分别将分块编码数据3904_1、3904_2、3905_1、3905_2作为输入，对其进行网格编码，并输出网格编码后的数据3907_1、3907_2、3907_3、3907_4。

使用图39，说明由网格编码单元3906_1、3906_2、3906_3、3906_4进行的动作以及由映射单元3304进行的分配给码元的比特分配动作。

图39A表示，对调制方式为QPSK时的如图38A所示的生成的分块编码数据进一步进行网格编码时的网格码的状态例。通过由网格编码单元3906_1进行的网格编码，从分块编码数据#1-1～#1-490生成网格编码数据#1’-1～#1’-980。其中，通过使用下一个的分块编码数据(图38时为#2的分块编码数据)生成#1’的最后的数个比特的数据。然后，通过映射单元3304，将网格编码数据#1’-1～#1’-980分配给以QPSK调制发送的2比特中的比特b1。

同样地，通过由网格编码单元3906_2进行的网格编码，从分块编码数据#1-491～#1-980生成网格编码数据#1”-1～#1”-980。其中，通过使用下一个的分块编码数据(图38时为#2的分块编码数据)生成#1”的最后的数个比特的数据。然后，通过映射单元3304，将网格编码数据#1”-1～#1”-980分配给以QPSK调制发送的2比特中的比特b2。

图39B表示，对调制方式为16QAM时的如图38B所示的生成的分块编码数据进一步进行网格编码时的网格码的状态例子。通过由网格编码单元3906_1进行的网格编码，从分块编码数据#1-1～#1-490生成网格编码数据#1’-1～#1’-980。其中，通过使用下一个的分块编码数据(图38时为#3的分块编码数据)生成#1’的最后的数个比特的数据。然后，通过映射单元3304，将网格编码数据#1’-1～#1’-980分配给以16QAM发送的4比特中的比特b1。

同样地，通过由网格编码单元3906_2进行的网格编码，从分块编码数据#1-491～#1-980生成网格编码数据#1”-1～#1”-980。其中，通过使用下一个的分块编码后的数据(图38时为#3的分块编码数据)生成#1”的最后的数个比特的数据。然后，通过映射单元3304，将网格编码数据#1”-1～#1”-980分配给以16QAM发送的4比特中的比特b2。

同样地，通过由网格编码单元3906_3进行的网格编码，从分块编码数据#2-1～#2-490生成网格编码数据#2’-1～#2’-980。其中，通过使用下一个的分块编码数据(图38时为#4的分块编码数据)生成#2’的最后的数个比特的数据。然后，通过映射单元3304，将网格编码数据#2’-1～#2’-980分配给以16QAM发送的4比特中的比特b3。

同样地，通过由网格编码单元3906_4进行的网格编码，从分块编码数据#2-491～#2-980生成网格编码数据#2”-1～#2”-980。其中，通过使用下一个的分块编码后的数据(图38时为#4的分块编码数据)生成#2”的最后的数个比特的数据。然后，通过映射单元3304，将网格编码数据#2”-1～#2”-980分配给以16QAM发送的4比特中的比特b4。

由此，能够将各个编码比特(数据)时间性(或者，频率性(特别是在OFDM等多载波传输时))(或者，空间性(特别是MIMO传输时))分散地配置到与QPSK为相同数目的码元，从而能够避免因衰落产生的陷波所造成的编码数据质量的整体下降。也就是说，数据发生突发性差错的概率变低，从而能够改善差错率特性。对QPSK也以比特单位进行同样的操作，所以能够获得同样的效果。在本实施方式中，具有能够对分块码及网格码双方获得上述效果的优点。

另外，对于图37的映射单元3304及交织器3301的动作，由于其与实施方式5、实施方式6中的说明相同，所以在此省略其详细的说明。

在与图30和图35对应的部分标注相同的标号而进行表示的图40中，表示本实施方式的接收装置的结构例。图40与图30及图35的不同点主要在于，发送装置3900进行基于分块编码和网格编码的连接编码，所以在解码的最终级插入分块码的解码单元4001_1、4001_2。分块码解码单元4001_1、4001_2将进行了网格解码的数据3012_1～3012_4作为输入，对分块码进行解码，并输出该数据4002_1、4002_2。

根据以上的结构，接收装置4000能够接收从图37的发送装置3900发送的调制信号，并获得解码后的数据3014。特别是，接收装置4000通过分别并列地设置(网格码用的)解码单元3011_1～3011_4和分块码用解码单元4001_1、4001_2，从而能够高速动作。而且，接收装置4000接收与进行了比特交织的信号同等的信号，并对其进行解码，所以能够获得差错率特性较好的解码数据3014。

如上所述，根据本实施方式，即使在使用连接码的情况下，通过适用实施方式1、实施方式5、实施方式6的方法，也能够获得与实施方式1、实施方式5、实施方式6同样的效果。

另外，在本实施方式中，以图39为例说明了通过映射单元3304进行的分配给各个码元的比特分配处理，但并不限于此例，适当地组合在实施方式1、实施方式5、实施方式6中进行了说明的分配例也能够获得同样的效果。

而且，在本实施方式中，说明了对数据进行网格编码后进行发送的情况。这里，假设本实施方式中的网格码包含卷积码和特播码。特别是在使用了特播码时，在编码、解码中需要交织器、解交织器。此时，除了特播码的编码、解码时使用的交织器、解交织器以外，也可以设置图37的交织器3301和图40的解交织器3501。作为另外的例子，也可以不设置图37所示的交织器3301，而在各个特播编码器设置不同的交织器。但是，此时，由各个特播编码器编码出的数据需要进行不同的解码，所以很难实现解码单元的通用。

而且，在本实施方式中，以进行单载波通信的发送装置、接收装置的结构为例进行了说明，但并不限于此，在进行OFDM等多载波通信的发送装置、接收装置中也能够同样地进行实施。而且，在进行MIMO通信等多天线通信的发送装置、接收装置中也能够同样地进行实施。本实施方式中进行了说明的技术与复用方法无关，能够广泛地应用。特别是，在OFDM等多载波方式中，作为排列码元的方法，除了时间轴以外，还有排列在频率轴即(副)载波方向上的方法(例如，参照图10、图15、图26等)。本实施方式的技术能够适用于将码元排列在时间轴上的情况或将码元排列在频率轴上的情况中的任一情况，并能够获得与上述的同样的效果。另外，也能够适用于MIMO传输方式那样地将码元排列在空间轴上的情况，并能够获得同样的效果。

(实施方式8)

在本实施方式中，说明将实施方式1～6中说明过的数据发送方法适用于MIMO系统特别是图9、图10、图11、图12所示的空分复用MIMO系统的情况下，进一步提高接收质量的方法及结构。

(1)一般的空分复用MIMO系统的概要

在说明本实施方式的特征之前，说明一般的空分复用MIMO系统的结构、发送方法及解码方法的概要。

图41表示N_t×N_r空分复用MIMO系统的结构。在图41中，图41A表示发送装置的示意结构，图41B表示接收从图41A的发送装置发送的信号的接收装置的示意结构。

图41A所示的发送装置，通过编码单元(outer encoder，外部编码器)4101对信息向量z进行编码而获得编码比特向量u’，并且由交织单元(∏)4102进行交织处理而获得交织后的编码比特向量u＝(u₁，…，u_Nt)。其中，u_i＝(u_i1，…，u_iM)，M表示每一码元的发送比特数。

将发送向量表示为s＝(s₁，...，s_Nt)^T，将从发送天线#i发送的发送信号表示为s_i＝map(u_i)时，将发送能量归一化后所得的值被表示为E{|s_i|²}＝E_s/N_t(E_s为每一信道的总能量)。

如图41B所示，接收装置包括：检测器(MIMO detecter：MIMO检测器)4111、解交织器(∏^-1)4112、解码器(outer soft-in/soft-out decoder，外部软值输入/输出解码器)4113、以及交织器(∏)4114。

假设由接收装置接收的接收向量为y＝(y₁，…，y_Nr)^T，则接收向量y如下式所示。

y＝(y₁，…，y_Nr)^T

＝H_NtNr ^s+n    ......(2)

另外，在式(2)中，H_NtNr为信道矩阵，n＝(n₁，...，n_Nr)^T为噪声向量，n_i是平均值为0、方差为σ²的i.i.d.(independent identically distributed：独立且相同分布)复数高斯噪声。

由于发送码元与接收码元之间存在多维高斯分布的关系，所以与接收向量有关的概率p(y|u)可用下式表示。

$p\left(y\right|u)=\frac{1}{{\left(2\mathrm{\π}{\mathrm{\σ}}^2\right)}^{N_r}}\exp (-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}{\left|\right|y-\mathrm{Hs}\left(u\right)\left|\right|}^2)......\left(3\right)$

这里考虑，如图41B所示，接收装置具有MIMO检测器(detecter)4111和外部软值输入/输出解码器(outersoft-in/soft-out decoder)4113，进行迭代解码的情况。下式(4)、(5)和(6)表示在图41B中的对数似然比的向量(L-value)(例如，参照非专利文献3、非专利文献4和非专利文献5)。

$L\left(u\right)={(L\left(u_1\right),...,L\left(u_{N_t}\right))}^T......\left(4\right)$

L(u_i)＝(L(u_i1)，…，L(u_iM))    ......(5)

$L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)=\ln \frac{P(u_{\mathrm{ij}}=+1)}{P(u_{\mathrm{ij}}=-1)}......\left(6\right)$

(2)迭代检波的概要

这里，说明N_t×N_r空分复用MIMO系统中的MIMO信号的迭代检波。

用下式定义x_mn的对数似然比。

$L\left(u_{\mathrm{mn}}\right|y)=\ln \frac{P(u_{\mathrm{mn}}=+1|y)}{P(u_{\mathrm{mn}}=-1|y)}......\left(7\right)$

基于贝叶斯公理(Bayesian principles)，可用下式表示式(7)。

$L\left(u_{\mathrm{mn}}\right|y)=\ln \frac{p\left(y\right|u_{\mathrm{mn}}=+1)P(u_{\mathrm{mn}}=+1)/p\left(y\right)}{p\left(y\right|u_{\mathrm{mn}}=-1)P(u_{\mathrm{mn}}=-1)/p\left(y\right)}$

$=\ln \frac{P(u_{\mathrm{mn}}=+1)}{P(u_{\mathrm{mn}}=-1)}+\ln \frac{p\left(y\right|u_{\mathrm{mn}}=+1)}{p\left(y\right|u_{\mathrm{mn}}=-1)}......\left(8\right)$

$=\ln \frac{P(u_{\mathrm{mn}}=+1)}{P(u_{\mathrm{mn}}=-1)}+\ln \frac{{\mathrm{\Σ}}_{U_{\mathrm{mn},+1}}p\left(y\right|u)p\left(u\right|u_{\mathrm{mn}})}{{\mathrm{\Σ}}_{U_{\mathrm{mn},-1}}p\left(y\right|u)p\left(u\right|u_{\mathrm{mn}})}$

其中，设U_mn，±1＝{u|u_mn＝±1}。这里，例如，如非专利文献6、非专利文献7和非专利文献8中的记载，如果使用下式对式(8)进行近似，

ln∑a_j≈max ln a_j    ......(9)

则可将式(8)近似为下式。

$L\left(u_{\mathrm{mn}}\right|y)\≈\ln \frac{P(u_{\mathrm{mn}}=+1)}{P(u_{\mathrm{mn}}=-1)}+\underset{\mathrm{Umn},+1}{\max }\{\ln p\left(y\right|u)+P\left(u\right|u_{\mathrm{mn}})\}......\left(10\right)$

$-\underset{\mathrm{Umn},-1}{\max }\{\ln p\left(y\right|u)+P\left(u\right|u_{\mathrm{mn}})\}$

用下式表示式(10)中的P(u|u_mn)和ln P(u|u_mn)。

$P\left(u\right|u_{\mathrm{mn}})=\underset{\left(\mathrm{ij}\right)\≠\left(\mathrm{mn}\right)}{\mathrm{\Π}}P\left(u_{\mathrm{ij}}\right)$

$=\underset{\left(\mathrm{ij}\right)\≠\left(\mathrm{mn}\right)}{\mathrm{\Π}}\frac{\exp \left(\frac{u_{\mathrm{ij}}L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)}{2}\right)}{\exp \left(\frac{L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)}{2}\right)+\exp (-\frac{L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)}{2})}......\left(11\right)$

$\ln P\left(u\right|u_{\mathrm{mn}})=\left(\underset{\mathrm{ij}}{\mathrm{\Σ}}\ln P\left(u_{\mathrm{ij}}\right)\right)-\ln P\left(u_{\mathrm{mn}}\right)......\left(12\right)$

其中

$\ln P\left(u_{\mathrm{ij}}\right)=\left|\frac{L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)}{2}\right|\left(u_{\mathrm{ij}}\mathrm{sign}\left(L\left(u_{\mathrm{ij}}\right)\right)\right)$

另外，可用下式表示由式(3)定义的式的对数概率。

$\ln P\left(y\right|u)=-\frac{N_r}{2}\ln \left(2\mathrm{\π}{\mathrm{\σ}}^2\right)-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}{\left|\right|y-\mathrm{Hs}\left(u\right)\left|\right|}^2......\left(13\right)$

因此，基于式(10)和式(13)，在MAP(Maximum A posteriori Propability：最大事后概率)或APP(A Posteriori Probability：后验概率)中，用下式表示后验的L-value(参照非专利文献3)。

$L\left(u_{\mathrm{mn}}\right|y)=\ln \frac{{\mathrm{\Σ}}_{U_{\mathrm{mn},+1}}\exp \{-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}{\left|\right|y-\mathrm{Hs}\left(u\right)\left|\right|}^2+\underset{\mathrm{ij}}{\mathrm{\Σ}}\ln P\left(u_{\mathrm{ij}}\right)\}}{{\mathrm{\Σ}}_{U_{\mathrm{mn},-1}}\exp \{-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}{\left|\right|y-\mathrm{Hs}\left(u\right)\left|\right|}^2+\underset{\mathrm{ij}}{\mathrm{\Σ}}\ln P\left(u_{\mathrm{ij}}\right)\}}......\left(14\right)$

以下将使用式(14)的迭代检波称为“迭代APP解码”。

基于式(10)和式(13)，利用了Max-log近似(参照非专利文献9)的对数似然比(Max-log APP)中的后验的L-value如下式所示(参照非专利文献6和7)。

$L\left(u_{\mathrm{mn}}\right|y)\≈\underset{\mathrm{Umn},+1}{\max }\left\{\mathrm{\Ψ}(u,y,L\left(u\right))\right\}-\underset{\mathrm{Umn},-1}{\max }\left\{\mathrm{\Ψ}(u,y,L\left(u\right))\right\}......\left(15\right)$

$\mathrm{\Ψ}(u,y,L\left(u\right))=-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}{\left|\right|y-\mathrm{Hs}\left(u\right)\left|\right|}^2+\underset{\mathrm{ij}}{\mathrm{\Σ}}\ln P\left(u_{\mathrm{ij}}\right)......\left(16\right)$

以下将使用式(15)和式(16)的迭代检波称为“迭代Max-log APP解码”。通过从式(14)或式(15)减去先验输入，能够求迭代检波所需的外部信息。

(3)本实施方式的系统模型和迭代解码

(3-1)系统模型

图42表示本实施方式的系统模型。为了简化说明，在图42中示出最简单的2×2空分复用MIMO系统的例子。在图42中，图42A表示发送装置的示意结构，图42B表示接收从图42A的发送装置发送的信号的接收装置的示意结构。

图42的发送装置通过编码单元(outer encoder)4201_1对数据流A进行编码，而且通过编码单元(outer encoder)4201_2对数据流B进行编码。在本实施方式的情况下，编码单元4201_1和编码单元4201_2由彼此以同一LDPC码进行编码的LDPC编码器构成。

通过交织器(π_a)4202_1对由编码单元4201_1进行了编码的数据流A进行交织，通过交织器(π_b)4202_2对由编码单元4201_2进行了编码的数据流B进行交织。

通过调制单元(Modulator)4203_1、4203_2分别对交织处理后的数据流A、数据流B进行调制后，从发送天线T#1、T#2发送它们。这里，假设调制单元4203_1、4203_2的调制方式为2^h-QAM(由h比特形成1码元)。

图42B的接收装置进行上述的MIMO信号的迭代检波(迭代APP(或Max-log APP)解码)。在本实施方式的情况下，发送装置进行LDPC编码，所以接收装置进行例如sum-product(和-积)解码作为LDPC码的解码。

图43表示发送帧结构，特别是表示交织后的码元的顺序。在图中，i_a、i_b分别表示数据流A、数据流B的交织后的码元的顺序，j_a、j_b表示调制方式中的比特位置(j_a，j_b＝1，…，h)，π_a、π_b表示数据流A、数据流B的交织器，Ω^b _ia，ja、Ω^b _ib，jb表示数据流A、数据流B的交织前的数据的顺序。另外，图43表示i_a＝i_b时的帧结构。这里，用下式记述(i_a，j_a)、(i_b，j_b)。

$(i_a,j_a)={\mathrm{\π}}_a\left({\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{ia},\mathrm{ja}}^a\right)......\left(17\right)$

$(i_b,j_b)={\mathrm{\π}}_b\left({\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{ib},\mathrm{jb}}^a\right)......\left(18\right)$

(3-2)迭代解码

这里，详细地论述接收装置进行LDPC码的解码时使用的sum-product解码及MIMO信号的迭代检波的算法。

(3-2-1)sum-product解码

二元(M×N)矩阵H＝{H_mn}是作为解码对象的LDPC码的检查矩阵。用下式定义集合[1，N]＝{1，2，…，N}的部分集合A(m)、B(n)。

A(m)≡{n：H_mn＝1}......(19)

B(n)≡{m：H_mn＝1}......(20)

A(m)意味着检查矩阵H的第m行中列索引为1的集合，B(n)是检查矩阵H的第n行中行索引为1的集合。sum-product解码的算法如下所示。

步骤A1(初始化)：对满足H_mn＝1的所有的组(m，n)使先验值(priorivalue)对数比β_mn＝0。设循环变量(迭代次数)l_sum＝1，设定循环最大次数为l_sum，max。

步骤A2(行处理)：按照m＝1，2，…，M的顺序，对满足H_mn＝1的所有的组(m，n)，使用以下的式(21)～式(23)更新式来更新外部值对数比α_mn。

${\mathrm{\α}}_{\mathrm{mn}}=\left(\underset{n^{\′}\∈A\left(m\right)\backslash n}{\mathrm{\Π}}\mathrm{sign}\left({\mathrm{\β}}_{{\mathrm{mn}}^{\′}}\right)\right)\×f\left(\underset{n^{\′}\∈A\left(m\right)\backslash n}{\mathrm{\Σ}}f\left(\right|{\mathrm{\β}}_{{\mathrm{mn}}^{\′}}\left|\right)\right)......\left(21\right)$

$\mathrm{sign}\left(x\right)\&equiv;\left\{\begin{array}{cc}1& x\&GreaterEqual;0\\ -1& x<0\end{array}\right.......\left(22\right)$

$f\left(x\right)\&equiv;\ln \frac{\exp \left(x\right)+1}{\exp \left(x\right)-1}......\left(23\right)$

在上述式子中f是Gallager(哥拉格)的函数。而且，在后面论述求λ_n的方法。

步骤A3(列处理)：按照n＝1，2，…，N的顺序，对满足H_mn＝1的所有的组(m，n)，使用以下的更新式来更新外部值对数比β_mn。

${\mathrm{\&beta;}}_{\mathrm{mn}}={\mathrm{\&lambda;}}_n+\underset{m^{\&prime;}\&Element;B\left(n\right)\backslash m}{\mathrm{\&Sigma;}}{\mathrm{\&alpha;}}_{m^{\&prime;}n}......\left(24\right)$

步骤A4(对数似然比的计算)：对n∈[1，N]，用下式求对数似然比L_n。

$L_n={\mathrm{\&lambda;}}_n+\underset{m^{\&prime;}\&Element;B\left(n\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}{\mathrm{\&alpha;}}_{m^{\&prime;}n}......\left(25\right)$

步骤A5(迭代次数的计数)：若l_sum＜l_sum，max则将l_sum增加“1”，并返回到步骤A2。在l_sum＝l_sum，max时，结束本次的sum-product解码。

以上是1次sum-product解码的动作。其后，进行MIMO信号的迭代检波。在上述的sum-product解码的动作说明中使用了的变量m、n、α_mn、β_mn、λ_n、L_n中，用m_a，n_a，α^a _mana，β^a _mana，λ_na，L_na表示数据流A中的变量，用m_b，n_b，α^b _mbnb，β^b _mbnb，λ_nb，L_nb表示数据流B中的变量。

(3-2-2)MIMO信号的迭代检波

这里，详细地说明MIMO信号的迭代检波中的λ_n的求解方法。

基于式(2)，下式成立。

y(t)＝(y₁(t)，y₂(t))^T......(26)

＝H₂₂(t)s(t)+n(t)

基于图43的帧结构和式(18)、式(19)定义下式。

$n_a={\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{ia},\mathrm{ja}}^a......\left(27\right)$

$n_b={\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{ib},\mathrm{jb}}^b......\left(28\right)$

此时，n_a，n_b∈[1，N]。以下，将MIMO信号的迭代检波的迭代次数为k时的λ_na，L_na，λ_nb，L_nb分别表示为λ_k，na，L_k，na，λ_k，nb，L_k，nb。

步骤B1(初次检波；k＝0)：初次检波时，如下所示求λ_0，na，λ_0，nb。

迭代APP解码时：

${\mathrm{\&lambda;}}_{{0,}_{n_X}}=\ln \frac{{\mathrm{\&Sigma;}}_{U_{{0,}_{\mathrm{nX}},+1}}\exp \{-\frac{1}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}{\left|\right|y\left(i_X\right)-H_{22}\left(i_X\right)s\left(u\left(i_X\right)\right)\left|\right|}^2\}}{{\mathrm{\&Sigma;}}_{U_{{0,}_{\mathrm{nX}},-1}}\exp \{-\frac{1}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}{\left|\right|y\left(i_X\right)-H_{22}\left(i_X\right)s\left(u\left(i_X\right)\right)\left|\right|}^2\}}......\left(29\right)$

迭代Max-log APP解码时：

${\mathrm{\&lambda;}}_{{0,}_{n_X}}=\underset{U_{{0,}_{\mathrm{nX}},+1}}{\max }\left\{\mathrm{\&Psi;}(u\left(i_X\right),y\left(i_X\right))\right\}-\underset{U_{{0,}_{\mathrm{nX}},-1}}{\max }\left\{\mathrm{\&Psi;}(u\left(i_X\right),y\left(i_X\right))\right\}......\left(30\right)$

$\mathrm{\&Psi;}(u\left(i_X\right),y\left(i_X\right))=-\frac{1}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}{\left|\right|y\left(i_X\right)-H_{22}\left(i_X\right)s\left(u\left(i_X\right)\right)\left|\right|}^2......\left(31\right)$

其中，X＝a，b。然后，设MIMO信号的迭代检波的迭代次数为l_mimo＝0，将最大迭代次数设定为l_mimo，max。

步骤B2(迭代检波；迭代次数k)：基于式(12)、式(14)～式(16)、式(27)以及式(28)，用以下的式(32)～式(35)表示迭代次数k时的λ_k，na，λ_k，nb。其中，(X，Y)＝(a，b)(b，a)。

迭代APP解码时：

${\mathrm{\&lambda;}}_{{k,}_{n_X}}=-L_{k-1,{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right)$

$+\ln \frac{{\mathrm{\&Sigma;}}_{U_{{k,}_{\mathrm{nX}},+1}}\exp \{-\frac{1}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}{\left|\right|y\left(i_X\right)-H_{22}\left(i_X\right)s\left(u\left(i_X\right)\right)\left|\right|}^2+\mathrm{\&rho;}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right)\}}{{\mathrm{\&Sigma;}}_{U_{{k,}_{\mathrm{nX}},-1}}\exp \{-\frac{1}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}{\left|\right|y\left(i_X\right)-H_{22}\left(i_X\right)s\left(u\left(i_X\right)\right)\left|\right|}^2+\mathrm{\&rho;}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right)\}}......\left(32\right)$

$\mathrm{\&rho;}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right)=\underset{\mathrm{\&gamma;}=1}{\overset{h}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|\frac{L_{k-1,{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{\&gamma;}}^X}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{\&gamma;}}^X}\right)}{2}\right|\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{\&gamma;}}^X}\mathrm{sign}\left(L_{k-1,{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{\&gamma;}}^X}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{\&gamma;}}^X}\right)\right)\right)$

$+\underset{\mathrm{\&gamma;}=1}{\overset{h}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|\frac{L_{k-1,{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{\&gamma;}}^Y}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{\&gamma;}}^Y}\right)}{2}\right|\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{\&gamma;}}^Y}\mathrm{sign}\left(L_{k-1,{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{\&gamma;}}^Y}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{\&gamma;}}^Y}\right)\right)\right)......\left(33\right)$

迭代Max-log APP解码时：

${\mathrm{\&lambda;}}_{{k,}_{n_X}}=-L_{k-1,{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right)+\underset{U_{{k,}_{\mathrm{nX}},+1}}{\max }\left\{\mathrm{\&Psi;}(u\left(i_X\right),y\left(i_X\right),\mathrm{\&rho;}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right))\right\}$

$-\underset{U_{{k,}_{\mathrm{nX}},-1}}{\max }\left\{\mathrm{\&Psi;}(u\left(i_X\right),y\left(i_X\right),\mathrm{\&rho;}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right))\right\}......\left(34\right)$

$\mathrm{\&Psi;}(u\left(i_X\right),y\left(i_X\right),\mathrm{\&rho;}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right))=-\frac{1}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}{\left|\right|y\left(i_X\right)-H_{22}\left(i_X\right)s\left(u\left(i_X\right)\right)\left|\right|}^2+\mathrm{\&rho;}\left(u_{{\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{iX},\mathrm{jX}}^X}\right)......\left(35\right)$

·步骤B3(迭代次数的计数、码字估计)：若l_mimo＜l_mimo，max则将l_mimo增加“1”，并返回到步骤B·2。在l_mimo＝l_mimo，max时，用下式求估计码字。其中，X＝a，b。

${\hat{u}}_{n_X}=\left\{\begin{array}{cc}1& L_{l_{\mathrm{mimo}},n_X}\&GreaterEqual;0\\ -1& L_{l_{\mathrm{mimo}},n_X}<0\end{array}\right.......\left(36\right)$

(4)基于因子图的研究

这里，记述数据流A、数据流B的交织图案相同(SIP：Same InterleavePattern)的情况下以及交织图案不同(VIP：Varying Interleave Pattern)的情况下的因子图，研究如本实施方式那样使用VIP的情况下的效果。

(4-1)交织图案相同(SIP)的情况下

图44表示，在上述的系统模型中，作为一例设调制方式为16QAM，数据流A、数据流B的交织图案相同时的因子图。此时，以下的关系式

$n_a(={\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{ia},\mathrm{ja}}^a)=n_b(={\mathrm{\&Omega;}}_{\mathrm{ib},\mathrm{jb}}^b)......\left(37\right)$

成立时，以下的关系式

(i_a，j_a)＝(i_b，j_b)＝(i_s，j_s)......(38)

成立。

用于数据流A和数据流B的LDPC码相同，所以如图44所示，以对称轴为中心，节点(node)与边缘(edge)对称。在进行了SIP的情况下，对相对于对称轴存在对称关系的、与数据流A的变量(Variable)节点对应的(i_a，j_a)和与数据流B的变量(Variable)节点对应的(i_b，j_b)而言，式(38)成立。

【示意1】

从图44及式(32)～式(35)可知，迭代次数为k时，传输到与数据流A的n_a对应的变量节点的、来自数据流A的

(γ≠j_a，γ＝1，…，h)及来自数据流B的

(γ＝1，…，h)为同一时间的码元(即，i_a＝i_b＝i_s)，所以信道矩阵H₂₂(i_s)的影响较大。也就是说，由于仅受到有限的时刻的影响，所以数据流A的时间/空间分集增益变小的可能性较高。这对数据流B也是一样的。但是，对于

通过基于sum-product解码的α_mn，β_mn的运算，也受到检查矩阵H中有1的位置的节点的影响，但造成该影响的数据流A的节点和数据流B的节点是同一时间的码元且在调制方式中处于同一比特位置(另外，检查矩阵H中1的数为多个，所以存在多个这些节点)。因此，在sum-product解码中，仅受到有限的时刻的影响，从而数据流A、数据流B的时间/空间分集增益都变小的可能性较高。

(4-2)交织图案不同(VIP)的情况

图45表示，在上述的模式中，作为一例设调制方式为16QAM(即h＝4)，数据流A、数据流B的交织图案不同时的因子图。对于sum-product解码的部分，图45中的节点及边缘以对称轴为中心相对称。但是，与MIMO信号的迭代检波有关的边缘并不相对于对称轴对称。因此，与SIP时相比，VIP时进行较多时刻(或频率)的可靠性传输。因此，提高时间(根据情况为频率)及空间分集增益的可能性变高。

【示意2】

如图45所示，迭代次数为k时，用

表示传输到与数据流A的n_a对应的变量节点的、来自数据流A的

(γ≠j_a，γ＝1，…，h)及来自数据流B的(γ＝1，…，h)。迭代次数为k时，传输到与数据流A的n_a对应的变量节点的、来自数据流A的

(γ≠j_a，γ＝1，…，h)及来自数据流B的

(γ＝1，…，h)为同一时间的码元(即，i_a＝i_b＝i_s)，且信道矩阵H₂₂(i_s)的影响较大。

也就是说，仅受到有限的时刻的影响，从而数据流A的时间/空间分集增益变小的可能性较高。这对数据流B也是一样的。这一点，与进行SIP时相同。

然而，对于

通过基于sum-product解码的α_mn，β_mn的运算，也受到检查矩阵H中有1的位置的节点的影响。对造成该影响的数据流A的节点和数据流B的节点的大部分而言，对称性受损，所以是不同时间的码元且在调制方式中处于不同的比特位置。因此，在sum-product解码中，与使用SIP的情况相比，在受到较多的时间的影响的可能性变高。因此，能够在数据流A提高时间/空间分集增益。这对数据流B也是一样的。

如上所述，通过使数据流A和数据流B的交织图案不同，能够提高进行LDPC编码时的接收质量。另外，在上述的例子中，说明了进行LDPC编码的情况，但并不限于此，关键在于在进行上述的迭代解码时，若对每个数据流以不同的交织图案进行交织处理，则不论天线数(发送调制信号数)和调制方式为何，都能够与上述的例子同样地改善接收质量。

而且，在上述的例子中说明了，在MIMO通信中对每个数据流以不同的交织图案进行交织处理的情况，但并不限于此，如对与图42A对应的部分标注相同的标号而进行表示的图46所示，即使适用于将多个数据流的信号从单个天线发送的发送方式也能够获得同样的效果。

(5)本实施方式的交织方法及结构

以下，详细地说明使用了在实施方式1～7中进行了说明的数据的重新排列方法并且对空分复用MIMO系统利用了上述特征的、本实施方式的交织方法及结构。

(5-1)实施例1

图47表示实施例1方式的多天线发送装置的结构例。多天线发送装置4600的示意结构与在实施方式2进行了说明的图9的多天线发送装置100大致相同，所以对与图9相对应的部分附加相同的标号，并省略其详细的说明。以下，以本实施方式的特征即重新排列单元104A、104B的交织处理(即，相当于分配给码元的比特分配处理)为中心进行说明。

而且，在本例子中，以通过编码单元102A、102B进行图3中说明了的LDPC编码的情况为例进行说明。

图48及图49是表示，LDPC编码后的各个编码分块内的比特被分配给调制后的哪个码元的图。具体而言，其是表示由980比特构成的一个分块内的编码数据(LDPC编码后的数据)被配置给哪个码元的图。而且，横轴表示码元的时间上的排列。纵轴表示，构成1码元的比特号码，即BPSK时为b1，QPSK时为b1、b2，16QAM时为b1、b2、b3、b4，64QAM时为b1、b2、b3、b4、b5、b6。

图48表示，对从图47的天线114A发送的调制信号(数据流)A的交织处理(即，分配给码元的比特分配处理)例。

图48的(a)表示调制方式为BPSK时的分配给各个码元的比特分配。调制方式为BPSK时，以1码元发送1比特(A_b1)，所以通过980码元仅发送一个980比特的编码分块。

图48的(b)表示调制方式为QPSK时的分配给各个码元的比特分配。调制方式为QPSK时，以1码元发送2比特(A_b1，A_b2)，所以通过980个码元发送二个980比特的编码后的分块。据图可知，集合不同的编码分块的分块内的编码数据而构成这里的各个码元。具体而言，将编码后的分块#1的比特#1-1～#1-980分配给QPSK的980个码元的比特A_b1，将编码后的分块#2的数据#2-1～#2-980分配给980个码元的比特A_b2。由此，能够将各个编码分块内的比特(数据)时间性分散地配置到与BPSK为相同数目的码元，从而能够避免因衰落产生的陷波所造成的编码分块内的数据质量的整体下降。也就是说，编码分块内的大部分的数据突发性地发生差错的概率降低了，从而能够改善差错率特性。

图48的(c)表示调制方式为16QAM时的分配给各个码元的比特分配。调制方式为16QAM时，以1码元发送4比特(A_b1、A_b2、A_b3、A_b4)，所以通过980码元发送四个980比特的编码后的分块。这里的分配给各个码元的比特分配的特征在于，与QPSK时同样地将一个分块内的编码数据分配给多个码元。具体而言，将编码后的分块#1的数据#1-1～#1-980分配给16QAM的980个码元的比特A_b1，将编码后的分块#2的数据#2-1～#2-980分配给980个码元的比特A_b2，将编码后的分块#3的数据#3-1～#3-980分配给980个码元的比特A_b3，将编码后的分块#4的数据#4-1～#4-980分配给980个码元的比特A_b4。由此，能够将各个编码分块内的比特(数据)时间性分散地配置到与BPSK为相同数目的码元，从而能够避免因衰落产生的陷波所造成的编码分块内的数据质量的整体下降。也就是说，编码分块内的几乎所有的数据突发性地发生差错的概率降低了，从而能够改善差错率特性。

图48的(d)表示调制方式为64QAM时的分配给各个码元的比特分配。调制方式为64QAM时，以1码元发送6比特(A_b1、A_b2、A_b3、A_b4、A_b5、A_b6)，所以通过980码元发送六个980比特的编码后的分块。这里的分配给各个码元的比特分配的特征在于，与QPSK和16QAM时同样地将一个分块内的编码数据分配给多个码元。具体而言，将编码后的分块#1的数据#1-1～#1-980分配给64QAM的980个码元的比特A_b1，将编码后的分块#2的数据#2-1～#2-980分配给980个码元的比特A_b2，将编码后的分块#3的数据#3-1～#3-980分配给980个码元的比特A_b3，将编码后的分块#4的数据#4-1～#4-980分配给980个码元的比特A_b4，将编码后的分块#5的数据#5-1～#5-980分配给980个码元的比特A_b5，将编码后的分块#6的数据#6-1～#6-980分配给980个码元的比特A_b6。

由此，能够将各个编码分块内的比特(数据)时间性分散地配置到与BPSK为相同数目的码元，从而能够避免因衰落产生的陷波所造成的编码分块内的数据质量的整体下降。也就是说，编码分块内的大部分的数据突发性地发生差错的概率降低了，从而能够改善差错率特性。

图49表示，对从图47的天线114B发送的调制信号(数据流)B的交织处理(即，分配给码元的比特分配处理)例。

图49的(a)表示调制方式为BPSK时的分配给各个码元的比特分配。调制方式为BPSK时，以1码元发送1比特(B_b1)，所以通过980码元仅发送一个980比特的编码分块。

图49的(b)表示调制方式为QPSK时的分配给各个码元的比特分配。调制方式为QPSK时，以1码元发送2比特(B_b1，B_b2)，所以通过980码元发送二个980比特的编码后的分块。据图可知，集合不同的编码分块的分块内的编码数据而构成这里的各个码元。具体而言，将编码后的分块#1的比特#1-1～#1-980分配给QPSK的980个码元的比特B_b1，将编码后的分块#2的数据#2-1～#2-980分配给980个码元的比特B_b2。由此，能够将各个编码分块内的比特(数据)时间性分散地配置到与BPSK为相同数目的码元，从而能够避免因衰落产生的陷波所造成的编码分块内的数据质量的整体下降。也就是说，编码分块内的大部分的数据突发性地发生差错的概率降低了，从而能够改善差错率特性。

图49的(c)表示调制方式为16QAM时的分配给各个码元的比特分配。调制方式为16QAM时，以1码元发送4比特(B_b1、B_b2、B_b3、B_b4)，所以通过980码元发送四个980比特的编码后的分块。这里的分配给各个码元的比特分配的特征在于，与QPSK时同样地将一个分块内的编码数据分配给多个码元。具体而言，将编码后的分块#1的数据#1-1～#1-980分配给16QAM的980个码元的比特B_b1，将编码后的分块#2的数据#2-1～#2-980分配给980个码元的比特B_b2，将编码后的分块#3的数据#3-1～#3-980分配给980个码元的比特B_b3，将编码后的分块#4的数据#4-1～#4-980分配给980个码元的比特B_b4。由此，能够将各个编码分块内的比特(数据)时间性分散地配置到与BPSK为相同数目的码元，从而能够避免因衰落产生的陷波所造成的编码分块内的数据质量的整体下降。也就是说，编码分块内的大部分的数据突发性地发生差错的概率降低了，从而能够改善差错率特性。

图49的(d)表示调制方式为64QAM时的分配给各个码元的比特分配。调制方式为64QAM时，以1码元发送6比特(B_b1、B_b2、B_b3、B_b4、B_b5、B_b6)，所以通过980码元发送六个980比特的编码分块。这里的分配给各个码元的比特分配的特征在于，与QPSK和16QAM时同样地将一个分块内的编码数据分配给多个码元。具体而言，将编码后的分块#1的数据#1-1～#1-980分配给64QAM的980个码元的比特B_b1，将编码后的分块#2的数据#2-1～#2-980分配给980个码元的比特B_b2，将编码后的分块#3的数据#3-1～#3-980分配给980个码元的比特B_b3，将编码后的分块#4的数据#4-1～#4-980分配给980个码元的比特B_b4，将编码后的分块#5的数据#5-1～#5-980分配给980个码元的比特B_b5，将编码后的分块#6的数据#6-1～#6-980分配给980个码元的比特B_b6。

由此，能够将各个编码分块内的比特(数据)时间性分散地配置到与BPSK为相同数目的码元，从而能够避免因衰落产生的陷波所造成的编码分块内的数据质量的整体下降。也就是说，编码分块内的大部分的数据突发性地发生差错的概率降低了，从而能够改善差错率特性。

除了以上所述，在本实施方式中，如图48及图49所示，通过改变调制信号A、调制信号B中的比特移位量，在调制信号A和调制信号B之间改变分配给码元的比特分配图案。具体而言，以不同的比特移位器构成重新排列单元104A、104B即可。由此，能够以简单的电路结构在调制信号A和调制信号B之间改变分配给码元的比特分配图案。关于这一点，以下进行详细说明。

首先，作为一个条件，假设在图48及图49中使用的编码方式相同。由此，能够使编码单元102A、102B通用化，从而能够相应地简化电路。

这里，作为用于在调制信号(数据流)A和调制信号(数据流)B之间改变分配给码元的比特分配图案(交织图案)的最简单的方法，考虑在数据流A和数据流B使用不同的随机交织器。但是，该方法使运算规模变大。

因此，在本实施例中，仅利用比特移位，在调制信号(数据流)A和调制信号(数据流)B之间改变分配给码元的比特分配图案(交织图案)。

如图48的(a)及图49的(a)所示，发送BPSK的调制信号作为调制信号A、调制信号B时，对于调制信号A，移位2比特后形成调制信号B。

而且，如图48的(b)及图49的(b)所示，发送QPSK的调制信号作为调制信号A、调制信号B时，对于以A_b1发送的顺序，使A_b2移位2比特，使B_b1移位4比特，使B_b2移位6比特。由此，能够使调制信号A和调制信号B的交织图案不同，而且使A_b1、A_b2、B_b1、B_b2的交织图案不同。特别是，通过使A_b1、A_b2、B_b1、B_b2的交织图案不同，如使用图44及图45的因子图进行上述处理，能够改善接收质量。

同样地，如图48的(c)及图49的(c)、图48的(d)及图49的(d)所示，发送16QAM、64QAM的调制信号作为调制信号A、调制信号B时，在以各个比特(A_b1、A_b2、...、B_b1、B_b2、...)发送的分块码中，对各个比特进行不同移位量的比特移位，从而使发送的数据的顺序在各个调制信号的各个比特(A_b1、A_b2、...、B_b1、B_b2、...)上不同。

这样，通过对调制信号A、调制信号B的各个比特进行不同的移位量的比特移位，使发送的数据的顺序在各个调制信号的各个比特上不同，从而在接收机中，能够改善进行迭代APP或迭代Max-log APP时的接收质量。

(5-2)实施例2

图50及图51表示与图48及图49不同的交织处理例。图50表示，对从图47的天线114A发送的调制信号(数据流)A的交织处理(即，分配给码元的比特分配处理)例子，图51表示，对从图47的天线114B发送的调制信号(数据流)B的交织处理(即，分配给码元的比特分配处理)例子。

另外，图48与图50的关系以及图49与图51的关系和图5与图6的关系是同样的。

在图50、图51中也将一个分块内的编码数据分配给多个码元，此方面与图48、图49相同，从而能够获得与图48、图49所示排列时同样的效果。图50、图51与图48、图49的不同点在于，在QPSK、16QAM、64QAM中，并不是将一个编码后的分块分配给固定比特(例如，仅分配给A_b1)，而是分配给所有的比特(例如，16QAM时为A_b1、A_b2、A_b3、A_b4)。

说明采用这种分配方法的理由。在16QAM的A_b1的接收质量、A_b2的接收质量、A_b3的接收质量、以及A_b4的接收质量之间存在差异。这里，假设A_b1的接收质量最差。于是，例如，在仅用A_b1发送分块#1时，分块#1成为接收质量较差的分块。在进行分组通信时，分组差错受到接收质量最差的分块的接收质量的影响。因此，此时，应尽量使分块#1～#4的接收质量均等为宜。进行图50、图51所示的分配，能够实现接收质量的均等。另外，最合适的是，对分块#1～分块#4而言，分配给A_b1、A_b2、A_b3、A_b4的次数应尽可能地均匀为宜。另外，期望的是，分配次数的差至多为1次。另外，发送码元数并不一定是4(比特)的倍数(16QAM在1个码元上能够发送的比特数)，所以无论怎样分配，有时也会发生1次的差。

另外，这里以16QAM时为例进行了说明，但通过对64QAM进行同样的处理，也能够获得同样的效果。但是，QPSK时，由于在A_b1、A_b2上不存在接收质量的差异，所以并不一定能够获得同样的效果。但是，不能否定由于发送装置、接收装置造成的失真而使接收质量出现差异的可能性，所以也能够获得效果。而且，如果进行图50、图51所示的交织处理后发送，并在接收机进行迭代APP或迭代Max-log APP，则能够改善接收质量，此与进行图48、图49所示的交织处理的情况是同样的。

另外，在上述的说明中，说明了通过使比特移位量不同而使各个调制信号(数据流)及调制信号(数据流)内的交织图案不同的情况，但是使各个调制信号(数据流)及调制信号(数据流)内的交织图案不同的方法并不限于此。例如，如上所述，也有对各个调制信号进行随机交织的方法。此时，存在运算规模变大的缺点，但在可以改善数据的接收质量的方面，能够获得与上述的例子同样的效果。

而且，也考虑到下述方法，准备多个图34所示的分块交织器，在各个调制信号的各个比特(A_b1、A_b2、…、B_b1、B_b2、…)进行不同的分块交织处理。总之关键在于，在各个调制信号的各个比特(A_b1、A_b2、…、B_b1、B_b2、…)进行不同的数据重新排列。

接着，详细地说明本实施例的发送装置的结构。

图52表示本实施例的发送装置的结构。图52的发送装置5000是用于从各个天线发送图48与图49成对的、或图50与图51成对的调制信号的结构例子。另外，在图52中，对与图29、图33同样地动作的结构要素附加相同的标号。

图52的发送装置5000与图29的发送装置2900及图33的发送装置3300的不同点在于，通过数据流A发送信号生成单元5010及数据流B发送信号生成单元5020从二个数据流S1_A、S1_B生成二个发送信号S4_A、S4_B，并从两个天线17_A、17_B发送它们。

除此以外的不同点在于，在编码单元11和映射单元3304之间设置顺序互换单元5001。

首先，说明数据流A发送信号生成单元5010。编码单元11_1、11_2、11_3、11_4、11_5、11_6由相同的编码器构成。由此，若使连续的顺序互换单元5001_1、5001_2、5001_3、5001_4、5001_5、5001_6的顺序互换(交织图案)不同，则能够如使用图45的因子图进行的上述说明那样提高接收质量。

各个顺序互换单元5001_1、5001_2、5001_3、5001_4、5001_5、5001_6分别进行不同的顺序互换。实际上，顺序互换单元5001_1将编码数据2902_1、控制信号S10作为输入，基于控制信息的帧结构，进行例如图48所示的数据顺序的互换，并输出顺序互换后的编码数据5002_1。顺序互换单元5001_2、5001_3、5001_4、5001_5、5001_6也进行与顺序互换单元5001_1同样的动作。

映射单元3304基于控制信号S10中包含的有关帧结构的信息，通过对顺序互换后的编码数据5002_1、5002_2、5002_3、5002_4、5002_5、5002_6进行映射处理，获得发送数据码元即基带信号S3。

这里，当然是，根据调制方式，动作的编码单元11的数目及顺序互换单元5001的数目不同。

数据流B发送信号生成单元5020的结构与数据流A发送信号生成单元5010的结构相同。重要的一点是，数据流A用的编码单元11和数据流B用的编码单元(未图示)为同一编码方式。另外一点是，数据流A用的顺序互换单元5001和数据流B用的顺序互换单元(未图示)的顺序互换处理例如图48及图49所示完全不同。因此，接收装置能够获得质量较高的数据。

接收从图51的发送装置5000发送的发送信号的接收装置为例如上述的图42B所示的结构即可。

(5-3)实施例3

在上述的(5-1)实施例1及(5-2)实施例2中，说明了如图48与图49成对的调制信号(数据流)A、B或者图50与图51成对的调制信号(数据流)A、B那样使调制信号(数据流)之间的交织处理(即，分配给码元的比特分配处理)不同的情况，但在下面说明使各个调制信号(数据流)之间的交织处理(即，分配给码元的比特分配处理)相同，以另外的方式使交织不同的方法。

例如，也可以使从天线114A(或17_A)发送的调制信号(数据流)A的交织处理(即，分配给码元的比特分配处理)与从天线114B(或17_B)发送的调制信号(数据流)B的交织处理(即，分配给码元的比特分配处理)都为图48所示的处理。同样地，例如，也可以使从天线114A(或17_A)发送的调制信号(数据流)A的交织处理(即，分配给码元的比特分配处理)与从天线114B(或17_B)发送的调制信号(数据流)B的交织处理(即，分配给码元的比特分配处理)都为图50所示的处理。

这样，如果使调制信号(数据流)A的帧结构和调制信号(数据流)B的帧结构相同，则能够使调制信号(数据流)A的编码单元及顺序互换单元和调制信号(数据流)B的编码单元及顺序互换单元为相同的结构，从而能够实现这些部分电路的通用化，并简化发送装置的结构。

图53表示，能够获得与本实施例的采用不同的交织图案的情况下同样的效果的发送装置的结构。图53的发送装置5300与图52的发送5000相比较，在发送OFDM信号方面不同，但作为本实施方式的特征的交织处理(即，分配给码元的比特分配处理)，其与图52的发送装置5000相同。以下，说明(5-2)实施例2的特征以外的、本实施例的结构上独特的重要点。

在对与图52对应的部分附加相同的标号而进行表示的图53中，发送装置5300包括数据流A发送信号生成单元5310和数据流B发送信号生成单元5320。这里，数据流A发送信号生成单元5310与数据流B发送信号生成单元5320的示意结构除了一部分以外大致相同，以下以数据流A发送信号生成单元5310的结构为例进行说明。

重新排列单元5301将基带信号3305作为输入，进行重新排列，并输出重新排列后的基带信号5302。串并行变换单元(S/P)5303将重新排列后的基带信号5302作为输入，进行串并行变换，输出并行信号5304。傅立叶逆变换单元(IFFT)5305将并行信号5304作为输入，进行傅立叶逆变换，输出傅立叶逆变换后的信号S3即OFDM信号。无线单元16将傅立叶逆变换后的信号S3作为输入，进行变频、放大等处理而形成发送信号S4_A。发送信号S4_A从天线17_A作为电波输出。

在发送装置5300中，重要的是，使数据流A发送信号生成单元5310具有的重新排列单元(5301)和数据流B发送信号生成单元5320具有的重新排列单元(未图示)的重新排列处理不同。关于这方面，使用图54对该点详细地说明。

若使数据流A发送信号生成单元5310的重新排列单元5301进行的重新排列处理和数据流B发送信号生成单元5320的重新排列单元(未图示)进行的重新排列处理不同，则能够使从各个天线17_A、17_B发送的OFDM信号的、对频率(副载波)的码元的分配在天线之间不同。

图54表示，能够获得与采用不同的交织图案的情况下同样的效果的码元的分配例子。图54A表示在频率轴方向上规则性地配置码元的例子。图54B表示在频率轴方向上随机地配置码元的例子。另外，图54中的数字表示码元的分配的顺序。如图54所示，若使以天线17_A发送的数据流A与以天线17_B发送的数据流在频率方向上的码元分配不同，则通过在接收机中进行迭代APP或迭代Max-log APP，能够改善接收质量。

(5-4)实施例4

在上述的图48及图49的例子中，说明了数据流A的调制方式与数据流B的调制方式相同的情况下的交织处理(分配给码元的比特分配)例子，但也考虑到数据流A的调制方式与数据流B的调制方式不同的情况。此时，不固定比特位移量，而根据调制方式改变比特位移量即可。使用图55详细地说明此时的例子。

图55A表示，在数据流A、数据流B的调制方式都为QPSK的情况下的、对天线114A(数据流A)和天线114B(数据流B)的交织处理(分配给码元的比特分配)例。图55A所示的处理与图48的(b)及图49的(b)所示的处理相同。

图55B表示在本实施例中提出的、对天线114A(数据流A)和天线114B(数据流B)的交织处理(分配给码元的比特分配)例子。在图55B中表示，数据流A的调制方式为16QAM、数据流B的调制方式为QPSK的情况。

比较图55A所示的对于天线114B(数据流B)的分配给码元的比特分配处理与图55B所示的对于天线114B(数据流B)的比特分配处理可知，在本实施方式中提出的交织方法中，根据对天线114A(数据流A)进行的调制方式，使对于天线114B(数据流B)的比特移位量(重新排列图案)不同。

这样的处理对于允许数据流A的调制方式与数据流B的调制方式不同的系统是有效的。也就是说，在这样的系统下，图48与图49或图50与图51所示的帧结构还不够，还需要追加图55B所示的帧结构(分配给码元的比特分配处理)。

为了实现这种帧结构，例如，若以图52的发送装置5000为例，根据控制信号S10中包含的调制方式的信息，切换顺序互换单元5001_1～5001_6的互换图案即可。由此，不仅在数据流A与数据流B的调制方式相同的情况下，在不同的情况下，也能够进行设定，以使各个数据流之间及各个数据流内的分配给码元的比特分配图案不同。其结果，在数据流A与数据流B的调制方式不同的情况下，通过在接收机进行迭代APP或迭代Max-log APP，能够改善接收质量。

(5-5)效果

如上所述，根据本实施例1～4，在发送装置中，通过使多个重新排列单元(顺序互换单元)的重新排列图案分别不同，从而即使在增大调制阶数的情况下也能够以较简单的结构抑制突发差错而不用改变编码分块的分组大小，并且改善在接收装置进行迭代编码时的接收质量，所述发送装置包括：编码单元，对各个数据流(发送数据)进行分块编码处理而形成各个数据流的分块编码数据；多个重新排列单元(顺序互换单元)，重新排列各个数据流的分块编码数据；以及调制单元(映射单元)，通过对重新排列后的分块编码数据进行调制，形成将不同的编码分块的编码数据集合而构成的数据码元。

另外，在实施例1～4中，主要说明了空分复用MIMO系统的情况，即使采用图48与图49的重新排列图案或者图51与图51的重新排列图案作为如图46所示的、从单个天线发送多个数据流的信号(编码数据)的发送装置的交织器(π_a)4202_1和交织器(π_b)4202_2的交织图案，也能够提高在接收装置端进行迭代检波时的接收质量。如果研究因子图，则能够理解该事实。

也就是说，例如，如图48、图48、图50、图51的帧结构那样，在多个编码数据中，对各个编码数据进行不同的交织(重新排列)，从而能够提高在接收装置进行迭代检波时的数据的接收质量。另外，如图48、图49、图50、图51的帧结构那样，也可以在发送装置中根据通信状况切换调制方式。通过使用例如图52、图53、图57的数据流A发送信号生成单元5010、5310、5610的结构，能够实现这样的发送装置。

而且，例如，在图7、图8、图28的帧结构中，对不同的编码数据进行不同的交织(重新排列)(例如，使编码数据#1与编码数据#2为不同的交织图案)，则与上述同样地有效。总之，在由多个编码数据构成码元的情况下，对不同的编码数据使用不同的交织图案，对于提高接收装置端的数据的接收质量是有效的。

(5-6)实施例5

在本实施例中表示，与对各个天线设置进行相同的编码处理的编码单元的情况不同的结构例。

在对与图53对应的部分附加相同的标号而进行表示的图56中，发送装置5500将发送数据(数据流)S1输入到编码单元5501。编码单元5501对发送数据S1进行编码，并输出编码数据5502。另外，编码单元5501实质上被构成为，以一个编码单元实现图53所示的多个编码单元11_1～11_6的功能。顺序互换单元5503将从编码单元5501输出的编码数据5502的顺序互换，并输出顺序互换后的数据5504。顺序互换单元5503进行例如图48、图49、图50或图51的任一图中所示的顺序的互换，并将顺序互换后的数据5504输出到分配单元5505。

分配单元5505将顺序互换后的数据5504分配并输出给映射单元5507_A及映射单元5507_B。这样，在发送装置5500中，将通过1系统的编码单元5501及顺序互换单元5503获得的顺序互换后的数据5504经由分配单元5505分配给多个映射单元5507_A、5507_B。由此，在发送装置5500中，并不通过顺序互换单元5503进行使重新排列后的数据5506_A、数据5506_B为不同的重新排列图案那样的重新排列处理(即，仅通过顺序互换单元5503进行例如图48、图49、图50或图51的任一个图中所示的单一的重新排列处理)，也能够在接收端获得如图45所示的因子图，从而能够改善接收质量。这样，若采用下述的结构，即将发送数据S1输入到一个编码单元5501，将顺序互换后的数据5504分配给各个天线17_A、17_B的结构，则能够以简单的结构获得与上述的实施例1～4同样的效果。

(5-7)实施例6

在上述的例子中，说明了在各个天线之间进行相同的编码的情况，但基于对因子图的研究，即使在例如设置在图52的数据流A发送信号生成单元5010中的编码单元与设置在数据流B发送信号生成单元5020中的编码单元进行不同的编码时，也能够与上述同样地获得接收质量提高的效果。但是，在这样的情况下，由于不能在数据流之间共用编码单元，所以运算规模及电路规模变大。另外，当然也可以合并实施在数据流之间进行不同的编码的处理以及在数据流之间进行不同的顺序互换的处理。

另外，在本实施方式中，主要说明了使用LDPC码作为分块码的情况，但也能够广泛地适用于LDPC码以外的分块码。作为LDPC码以外的分块码有BCH码、里德-所罗门(Reed-Solomon)码等。而且，在本实施方式中，主要以使用LDPC码等分块码的情况为例进行了说明，但是本实施方式的分配给码元的比特分配也可以适用于使用特播码或卷积码等网格码的情况。

而且，本实施方式以单载波、OFDM的情况为例进行了说明，但是，也能够广泛地适用于CDMA(Code Division Multiple Access：码分多址)和OFDM以外的其他多载波方式。

而且，在本实施方式中，以发送天线数为2、接收天线数为2、发送调制信号数(数据流数)为2的情况为例进行了说明，但并不限于此，对于发送天线数为3以上、发送调制信号数为3以上的情况也能够同样地实施而且获得同样的效果。

另外，在本实施方式中，主要以空分复用MIMO系统为前提，所以数据码元在同一时间，被配置在同一频率而被发送。而且，为了估计式(1)所示的信道变动，除了数据码元以外还发送已知的信号，即导频码元、前置码、以及用于将调制方式通知给通信对方的控制信号。

(实施方式9)

在实施方式8中，论述了采用分块码时的实施方式，在本实施方式中，详细地说明在采用例如卷积码或特播码等网格码时的实施方法。

在对与图52对应的部分附加相同的标号而进行表示的图57中，发送装置5600包括数据流A发送信号生成单元5610和数据流B发送信号生成单元5620，由此，生成从天线17_A发送的发送信号S4_A和从天线17_B发送的发送信号S4_B。由于数据流A发送信号生成单元5610与数据流B发送信号生成单元5620为同样的结构，所以作为代表，详细地说明数据流A发送信号生成单元5610的结构。

数据流A发送信号生成单元5610在编码单元11_1～11_6与映射单元3304之间设置交织器5601_1～5601_6。交织器5601_1～5601_6将编码数据2902_1～2902_6作为输入，并将交织后的数据5602_1～5602_6输出到映射单元3304。

这里，数据流A发送信号生成单元5610的各个编码单元11_1～11_6进行相同的网格编码(例如卷积编码或特播编码)。数据流B发送信号生成单元5620的各个编码单元(未图示)也进行与数据流A发送信号生成单元5610的各个编码单元11_1～11_6相同的网格编码。由此，例如，能够进行高速的编码处理或共享编码单元。并不一定需要在数据流A和数据流B进行相同的编码，但是若使编码处理通用化，则有利于编码处理的高速化及电路规模的削减。

设定各个交织器5601_1～5601_6的交织图案，以与实施方式8的顺序互换单元5001_1～5001_6(图52)同样地使交织图案不同。进行设定，不仅使数据流A发送信号生成单元5610的交织器5601_1～5601_6的交织图案不同，而且使包含数据流B发送信号生成单元5620的交织器(未图示)的所有的交织器的交织图案不同。

作为设定不同的交织图案的方法，例如在使用图34所示的分块交织器的情况下，进行设定，以使交织器5601_1～5601_6的交织图案的读出方向及写入方向的级数不同即可。而且，也可以使用全都不同的随机的交织图案。

另外，在实施方式8的因子图中，以LDPC码为例，说明了基于VIP(Varying Interleave Pattern)的效果，但在对卷积码或特播码进行sum-product解码时，也能够描绘同样的因子图，所以在对卷积码或特播码采用VIP时，也能够与实施方式8同样地获得接收质量提高的效果。

也就是说，根据本实施方式，通过对卷积码或特播码等网格码采用VIP，在接收装置进行迭代APP或迭代Max-log APP，从而基于与实施方式8同样的理由，能够改善接收质量。

接着，详细地说明，特别是使用特播码作为网格码的情况。

图58表示特播编码器的结构例。元素(element)编码器#1将数据5701作为输入，并输出编码数据5703。交织器5704将数据5701作为输入，并输出交织后的数据5705。元素编码器#2将交织后的数据5705作为输入，并输出编码数据5707。删截及复用单元5708将编码数据5703、5707作为输入，对其进行删截及复用处理，并将删截及复用后的编码数据5709输出。复用单元5710将数据5701、删截及复用后的编码数据5709作为输入，对其进行复用并输出复用后的数据5711。

由图58的特播编码器构成图57的编码单元11_1～11_6。因此，在设置上述说明中的交织器5601_1～5601_6时，存在流用特播编码器中搭载的交织器5704的情况和除了交织器5704以外另行设置交织器的情况。

在流用特播编码器中搭载的交织器5704的情况下，如上所述进行设定而使交织图案不同时，会出现以下的问题。

<1>在特播码中，为了确保接收质量，编码器中的交织器的设计是很重要的。另外，准备多个性能良好的交织图案作为代码是困难的。

<2>即使能够准备不同的交织图案，也难以在接收装置中设计与不同的各个交织图案对应的解码器。而且，搭载不同的解码器后，接收装置的电路规模变大。另外，在使用同一代码时，能够容易地实现通用化等，从而接收装置的电路规模较小即可。

这样，考虑到电路规模时，并不愿意使特播编码器中搭载的交织图案不同。

在本实施方式中，考虑到上述问题，除了特播编码器的交织器以外在编码单元11_1～11_6的后级设置了相互的交织图案不同的多个交织器5601_1～5601_6。由此，通过在接收装置进行迭代APP或迭代Max-log APP，基于与实施方式8同样的理由，能够改善接收质量。另外，与实施方式8同样地，无论数据流A的调制方式和数据流B的调制方式是相同还是不同，都能够获得接收质量改善的效果。

接收从图57的发送装置5600发送的发送信号的接收装置，例如为上述的图42B所示的结构即可。

作为与图57不同的发送装置的结构例子，也能够考虑图53所示的结构。图53的顺序互换单元5001_1～5001_6相当于图57的交织器5601_1～5601_6。因此，将图53的各个顺序互换单元5001_1～5001_6的互换图案(交织图案)设定为相互不同的图案。但是，使数据流A发送信号生成单元5310和数据流B发送信号生成单元5320的互换图案相同。而且，设定用于决定对副载波的码元分配的、重新排列单元5301的重新排列图案，以使在数据流A和数据流B之间为不同的重新排列图案。由此，能够获得与上述同样的效果，从而提高接收装置中的数据的接收质量。

如上所述，根据本实施方式，在发送装置中，通过使多个交织器的重新排列图案分别不同，从而即使在增大调制阶数的情况下也能够以较简单的结构抑制突发差错而不用改变编码分块的分块大小，并且改善在接收装置进行迭代编码时的接收质量，所述发送装置包括：编码单元，对各个数据流(发送数据)进行网格编码处理而形成网格编码数据；多个交织器，重新排列各个数据流的网格编码数据；以及调制单元(映射单元)，通过对重新排列后的网格编码数据进行调制，形成将不同的网格内编码数据集合而构成的数据码元。

另外，本实施方式以单载波、OFDM的情况为例进行了说明，但是，也能够广泛地适用于CDMA和OFDM以外的其他多载波方式。

在本实施方式中，以空分复用MIMO系统为前提，所以数据码元在同一时间，被配置在同一频率而被发送。而且，为了估计式(1)表示的信道变动，除了数据码元以外还发送已知的信号，即导频码元、前置码、以及用于将调制方式通知给通信对方的控制信号。

而且，在本实施方式中，以发送天线数为2、接收天线数为2、发送调制信号数(数据流数)为2的情况为例进行了说明，但并不限于此，对于发送天线数为3以上、发送调制信号数为3以上的情况也能够同样地实施而且获得同样的效果。

而且，在本实施方式中，说明了网格码的情况，但是如实施方式7中所述那样，在组合网格码和分块码时，也能够获得与本实施方式同样的效果。

而且，在本实施方式中，说明了特别是空分复用MIMO系统的情况，但在如图46所示的，从单个天线发送多个数据流(编码数据)的信号的发送装置中，由编码单元(outer encoder)4201_1、4201_2进行网格编码处理，并使交织器(π_a)4202_1和交织器(π_b)4202_2的交织图案不同，则与使交织图案相同的情况相比较，在接收装置端进行迭代检波时，能够进行较多的时刻(或频率)的可靠性传输。因此，提高时间(根据情况为频率)及空间分集增益的可能性变高，从而能够提高数据的接收质量。如果研究因子图，则能够理解其理由。

也就是说，例如，如图48、图48、图50、图51的帧结构那样，在多个编码数据中，对各个编码数据进行不同的交织(重新排列)，从而能够提高在接收装置进行迭代检波时的数据的接收质量。另外，如图48、图49、图50、图51的帧结构那样，也可以在发送装置中根据通信状况切换调制方式。通过使用例如图52、图53、图57的数据流A发送信号生成单元5010、5310、5610的结构，能够实现这样的发送装置。

而且，例如，在图7、图8、图28的帧结构中，对不同的编码数据进行不同的交织(重新排列)(例如，在编码数据#1与编码数据#2为不同的交织图案)，与上述同样地有效。重要的是，在由多个编码数据构成码元的情况下，对不同的编码数据使用不同的交织图案，对于提高接收装置端的数据的接收质量是有效的。

(实施方式10)

在本实施方式中说明，使用在实施方式1、实施方式5、实施方式6、实施方式7中说明的比特分配方法且将使用了OFDM等多载波方式的访问方式进行适用时的实施方法。这里，作为一例，详细地说明使用了OFDM时的实施方法。

图60表示一例基站与终端之间的通信状况。在图60中，基站5901与终端A、终端B、终端C、终端D进行通信。这里，仅示出终端A～终端D，但实际上存在其他的终端。图60A及图60B表示在以下的各个事例下从基站5901分别向终端A～终端D发送电波的情况。

事例1(图60A)：基站与终端A～终端D之间的距离较远时

事例2(图60B)：基站与终端A～终端D之间的距离较近时

以这些事例为例，说明本实施方式。但是，在本实施方式中，附加了所谓终端A、终端B、终端C、终端D的名称来进行记载，但这是为识别终端而附加的名称，并不是为了表示终端A总是固定的终端而附加的名称。

图61表示一例基站和终端之间的数据的流程，图61的(a)表示从基站向终端发送的信号，图61的(b)表示从终端向基站发送的信号。

控制信息码元6001是用于传输基站控制终端的信息的码元。导频码元6002是例如发送接收机中已知的码元，终端接收导频码元，并基于该导频码元的接收状态，例如估计信道变动，并生成信道状态信息(CSI：Channel StateInformation)。

反馈信息6003_1表示终端A向基站发送的反馈信息，例如发送所述CSI作为反馈信息6003_1。同样地，反馈信息6003_X表示终端X向基站发送的反馈信息。

发送方法通知码元6004是包含频率分配、调制方式、编码率等信息的码元。基站基于从终端发送的反馈信息，决定发送方法，并根据决定了的发送方法，生成并发送数据码元。发送方法通知码元6004是用于通知该发送方法的信息的码元。在后面论述该发送方法。

信道估计码元6005是用于终端估计信道变动的码元。终端基于接收到的估计码元6005，估计信道变动，并基于估计出的信道变动而对数据码元6006进行解调。紧接着信道估计码元6005，基站发送数据码元6006。

图62表示调制方式为QPSK、16QAM时的一例分配给码元的比特分配方法。图62A表示事例1(如图60A所示，基站与终端A～终端D之间的距离较远的情况)时的、一例分配给码元的比特分配方法。而且，图62B表示事例2(如图60B所示，基站与终端A～终端D之间的距离较近的情况)时的、一例分配给码元的比特分配方法。

在事例1的情况下，为了在终端A～终端D中确保来自基站的数据的接收质量，选择QPSK调制方式。图62A的(X)及图62B的(Y)表示一例此时的分配给QPSK的比特分配方法。

与实施方式1、实施方式5、实施方式6、实施方式7的说明同样地，图62的#X-Y表示第X编码分块(数据)的第Y位(100比特中的第Y位)的比特。例如，#1-1表示第1编码分块(数据)中的第1位的比特。同样地，例如，#2-48表示第2编码分块(数据)中的第48位的比特。

在图62A的帧结构中，使用QPSK的b1的比特发送与第1编码分块(数据)#1有关的数据，使用QPSK的b2的比特发送与第2编码分块(数据)#2有关的数据。图62A的(X)中的#1(编码分块(数据)#1)是基站向终端A发送的数据，图62A的(X)中的#2(编码分块(数据)#2)是基站向终端B发送的数据。图62A的(Y)中的#1(编码分块(数据)#1)是基站向终端C发送的数据，图62A的(Y)中的#2(编码分块(数据)#2)是基站向终端D发送的数据。

在事例2的情况下，由于能在终端A～终端D中确保来自基站的数据的接收质量，选择16QAM。图62B是一例此时的分配给16QAM的比特的分配方法。

在图62B的帧结构中，使用16QAM的b1的比特发送与第1编码分块(数据)#1有关的数据，使用的b2的比特发送与第2编码分块(数据)#2有关的数据，使用b3的比特发送与第3编码分块(数据)#3有关的数据，使用b4的比特发送与第4编码分块(数据)#4有关的数据。图62B中的#1(编码分块(数据)#1)是基站向终端A发送的数据，图62B中的#2(编码分块(数据)#2)是基站向终端B发送的数据，图62B中的#3(编码分块(数据)#3)是基站向终端C发送的数据，图62B中的#4(编码分块(数据)#4)是基站向终端D发送的数据。

图63表示一例基站发送的调制信号的时间-频率轴上的帧结构，假设使用了OFDM方式。在图63中，为了简化，仅表示图61的数据码元6006的帧结构。图63A表示事例1(如图60A所示，基站与终端A～终端D之间的距离较远的情况)时的帧结构，图63B表示事例2(如图60B所示，基站与终端A～终端D之间的距离较近的情况)时的帧结构。

事例1的情况下，对基站而言，如图62中进行的说明，通过终端A的数据和终端B的数据构成QPSK的1码元，并且如图63A的参照标号6201所示，使用载波1、载波2、载波3发送终端A的数据及终端B的数据。同样地，基站通过终端C的数据和终端D的数据构成QPSK的1码元，并且如图63A的参照标号6202所示，使用载波4、载波5、载波6发送终端C的数据及终端D的数据。然后，在向终端A～终端D以外的终端发送数据时使用其他的载波(载波7、载波8、载波9、载波10)。

事例2的情况下，对基站而言，如图62中进行的说明，通过终端A的数据、终端B的数据、终端C的数据、终端D的数据构成16QAM的1个码元，如图63B的参照标号6203所示，使用载波1、载波2、载波3发送终端A的数据、终端B的数据、终端C的数据、终端D的数据。然后，在向终端A～终端D以外的终端发送数据时使用其他的载波(载波4、载波5、载波6、载波7、载波8、载波9、载波10)。

图64是表示一例用于发送图63的帧结构的信号的基站的结构。基站6300的选择器6301将数据S1作为输入，并将数据S1分配为各个终端的数据。具体而言，选择器6301输出用于发送到终端A的数据6302_1、用于发送到终端B的数据6302_2、...、用于发送到终端X的数据6302_X。

编码单元6303_1将用于发送到终端A的数据6302_1作为输入，获得用于发送到终端A的编码数据6304_1。编码单元6303_2获得用于发送到终端B的编码数据6304_2。同样地，获得用于发送到终端C的编码数据6304_3、用于发送到终端D的编码数据6304_4、...、用于发送到终端X的编码数据6304_X。

映射单元6305将用于发送到终端A的编码数据6304_1、用于发送到终端B的编码数据6304_2、用于发送到终端C的编码数据6304_3、用于发送到终端D的编码数据6304_4、...、用于发送到终端X的编码数据6304_X、以及帧结构信号6321作为输入，进行映射，以使其成为图61、图62、图63的帧结构，获得发送码元即基带信号6306，并将其输出。

串并行变换单元(S/P)6307将基带信号6306作为输入，进行串并行变换，并输出并行信号6308。快速傅立叶逆变换单元(IFFT)6309将并行信号6308作为输入，进行傅立叶逆变换，并输出傅立叶逆变换后的信号6310。无线单元6311将傅立叶逆变换后的信号6310作为输入，进行变频、放大等处理，并输出由此获得的发送信号6312。发送信号6312从天线6313作为电波输出。

接收单元6316将通过天线6314接收到的接收信号6315作为输入，进行变频、解调、解码等处理，输出接收数字信号6317。发送方法决定单元6318将接收数字信号6317作为输入，基于从终端发送的反馈信息(例如，各个终端发送的CSI)，决定发往各个终端的信号的发送方法，并输出该信息6319。

帧结构信号生成单元6320将发往各个终端的信号的发送方法的信息6319作为输入，基于该发送方法的信息6319决定帧结构(频率分配、调制方式、编码率等)，并将决定的信息作为帧结构信号6321输出到选择器6301、编码单元6303_1～6303_X、映射单元6305。

图65表示一例本实施方式的终端的结构。终端6400的无线单元6403将通过接收天线6401接收到的接收信号6402作为输入，进行变频、正交解调等处理，输出基带信号6404。信道变动估计单元6405将基带信号6404作为输入，基于基带信号6404中包含的导频码元6002(图61)估计信道变动，输出信道估计信号6406。

对数似然运算单元6407将基带信号6404、信道估计信号6406作为输入，用非专利文献3～非专利文献8中所示的方法计算对数似然比，并输出各个比特的对数似然比6408。比特选择单元6409将各个比特对数似然比6408、帧结构信号6420作为输入，在图63的帧结构中，仅选择发往本终端的比特，并将选择出的比特的对数似然比6410输出。解码单元6411将选择出的比特的对数似然比6410作为输入，进行解码而获得接收数据6412，并将其输出。

反馈信息生成单元6413将信道估计信号6406作为输入，基于该信道估计信号6406，生成反馈信息6414，并将其输出。反馈信息6414例如可以是将信道估计信号6404进行量化所得的信息，也可以是与希望基站在发送时使用的副载波的候补有关的信息。而且，反馈信息6414并不限于上述的例子，只要是基站能够判断副载波的配置的信息，可以是任何信息。也可以是与例如比特差错率、分组差错的发生有关的信息(ACK/NACK)。

发送单元6416将反馈信息6414、发送数据6415作为输入，基于它们获得发往基站的调制信号6417。调制信号6417从天线6418作为电波输出。

通过这样的处理，实施方式1、实施方式5、实施方式6、实施方式7中说明了的比特分配方法也可以适用于OFDM等多载波方式的接入方式并进行实施。此时，除了实施方式1、实施方式5、实施方式6、实施方式7中说明了的效果以外，由于能够将发往各个终端的信号(比特)配置在适合的副载波上，所以还能够获得下述的效果，即发往各个终端的信号可获得频率分集增益。

接着，图66表示一例与图62不同的比特的分配方法。图66与图62的不同点在于，例如为QPSK时，如图66A所示，并不是将编码分块#1、编码分块#2的各个数据配置在固定比特(例如，仅b1或仅b2)上，而是配置在比特b1、b2双方。同样地，为16QAM时，如图66B所示，并不是将编码分块#1、编码分块#2、编码分块#3、编码分块#4的各个数据配置在固定比特(例如，仅b1、仅b2、仅b3或仅b4)上，而是配置在多个比特b1、b2、b3、b4上。这一点与图6相同。

图67表示一例与图63的帧结构不同的帧结构。图67的帧结构与图66的帧结构不同点在于，随着时间，所使用的副载波发生变化。

图67A是事例1时的帧结构，基站通过终端A的数据及终端B的数据构成QPSK的1码元(在图67A中，相当于“终端A、B”)，并且通过终端C的数据及终端D的数据构成QPSK的1码元(在图67A中，相当于“终端C、D”)。

图67B为事例2时的帧结构，基站通过终端A的数据、终端B的数据、终端C的数据、终端D的数据构成16QAM的1码元(在图67B中，相当于“终端A、B、C、D”)。

即使是图67那样的结构，也能够与图63同样地进行实施。

以下说明其他的帧结构方法。图68表示一例与上述不同的帧结构。图68的特征在于，随着时间的经过，变更频率分配(副载波分配)。图68A是事例1时的帧结构，基站通过终端A的数据及终端B的数据构成QPSK的1码元(在图68A中，相当于参照标号6701所表示的“终端A、B”)，并且通过终端C的数据及终端D的数据构成QPSK的1码元(在图68A中，相当于参照标号6702所表示的“终端C、D”)。然后，随着时间的经过，如图68A所示，变更副载波的分配。

图68B为事例2时的帧结构，基站通过终端A的数据、终端B的数据、终端C的数据、终端D的数据构成16QAM的1码元(在图68B中，相当于参照标号6703所表示的“终端A、B、C、D”)。然后，随着时间的经过，如图68B那样变更副载波的分配。

图69表示一例与上述不同的帧结构。图69的特征在于，随着时间的经过而变更频率分配(副载波分配)，而且随着时间的经过而变更用于形成1码元的终端的数据。在图69中，对于与图68相同的部分附加相同的标号。

图69A是事例1的情况下的帧结构。在时刻i中，基站结束与终端B、终端C之间的通信。然后，假设基站新开始与终端P、终端Q之间的通信。此时，基站通过终端A的数据及终端P的数据构成QPSK的1码元(在图69A中，相当于参照标号6801所示的“终端A、P”)，并且通过终端Q的数据及终端D的数据构成QPSK的1码元(在图69A中，相当于参照标号6802所表示的“终端Q、D”)。

图69B是事例2的情况下的帧结构，在时刻i，基站结束与终端B、终端D之间的通信。然后，假设基站新开始与终端P、终端Q之间的通信。此时，基站通过终端A的数据、终端P的数据、终端C的数据、终端Q的数据构成16QAM的1码元(在图69B中，相同于参照标号6803所示的终端“A、P、C、Q”)。

图70表示一例与上述不同的帧结构。图70的帧结构是组合图67和图69的帧结构所得的结构。图70A是事例1的情况下的帧结构。在时刻i中，基站结束与终端B、终端C之间的通信。然后，假设基站新开始与终端P、终端Q之间的通信。而且，图69B是事例2的情况下的帧结构，在时刻i，基站结束与终端B、终端D之间的通信。然后，假设基站新开始与终端P、终端Q之间的通信。

以下，说明与图62、图66不同的编码分块的比特的分配方法。

图71与图62、图66的不同点在于，调制方式为16QAM时，由编码分块#1的数据和编码分块#2的数据构成1码元。而且，调制方式为64QAM时，也由编码分块#1的数据和编码分块#2的数据构成1码元。这里，编码分块#1是基站对终端A发送的数据，编码分块#2是基站对终端#B发送的数据。

图72表示一例在图71的16QAM帧结构中，替代16QAM而使用的调制方式的同相I-正交Q平面上的信号点配置。比特b1～b4被分配给图72A中的16个的“●”。“×”是QPSK的信号点配置。以1个“×”为中心，配置4点“●”，虽然“●”旋转但是仍为QPSK的配置。因此，“●”的同相I-正交Q平面上的信号点配置(I、Q)可以用下式表示。

$\left(\begin{array}{c}I\\ Q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}X\\ Y\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}\mathrm{\&alpha;}\\ \mathrm{\&beta;}\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}X\\ Y\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}a\\ a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}a\\ -a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-a\\ a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-a\\ -a\end{array}\right)$

图72B是用于说明b1、b2的比特的决定方法的图。接收信号处于区域#1时判定为(b1，b2)＝(0，0)，处于区域#2时判定为(b1，b2)＝(0，1)，处于区域#3时判定为(b1，b2)＝(1，1)，处于区域#4时判定为(b1，b2)＝(1，0)。基于“●”与接收信号之间的位置关系，决定b3、b4的比特。

图73表示在图71的64QAM帧结构中，替代64QAM而使用的调制方式的同相I-正交Q平面上的一例信号点。比特b1～b6被分配给图73A中的64个的“●”。“×”是QPSK的信号点配置。以1个“×”为中心，配置16点“●”，虽然“●”旋转但是仍为16QAM的配置。因此，“●”的同相I-正交Q平面上的信号点配置(I、Q)可以用下式表示。

$\left(\begin{array}{c}I\\ Q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}X\\ Y\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}\mathrm{\&alpha;}\\ \mathrm{\&beta;}\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}X\\ Y\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}a\\ a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}a\\ -a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-a\\ a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-a\\ -a\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{\&alpha;}\\ \mathrm{\&beta;}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\&theta;}& -\sin \mathrm{\&theta;}\\ \cos \mathrm{\&theta;}& \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}r\\ s\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}r\\ s\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}3b\\ 3b\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}3b\\ b\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}3b\\ -b\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}3b\\ -3b\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}b\\ 3b\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}b\\ b\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}b\\ -b\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}b\\ -3b\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-b\\ 3b\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-b\\ b\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-b\\ -b\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-b\\ -3b\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-3b\\ 3b\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-3b\\ b\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-3b\\ -b\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-3b\\ -3b\end{array}\right)......\left(40\right)$

图73B是用于说明b1、b2的比特的决定方法的图。接收信号处于区域#1时判定为(b1，b2)＝(0，0)，处于区域#2时判定为(b1，b2)＝(0，1)，处于区域#3时判定为(b1，b2)＝(1，1)，处于区域#4时判定为(b1，b2)＝(1，0)。基于“●”与接收信号之间的位置关系，决定b3、b4、b5、b6。

图74是表示与图62、图66、图71不同的编码分块的比特的分配方法的图。如图74A所示，调制方式为16QAM时，由编码分块#1的数据和编码分块#2的数据构成1码元。而且，调制方式为64QAM时，也由编码分块#1的数据和编码分块#2的数据构成1码元。这里，编码分块#1是基站对终端A发送的数据，编码分块#2是基站对终端#B发送的数据。

图75表示一例在图74B的64QAM帧结构中，替代64QAM而使用的调制方式的同相I-正交Q平面上的信号点。比特b1～b6被分配给图75A中的64个的“●”。“×”是16QAM的信号点配置。以1个“×”为中心，配置4点“●”，虽然“●”旋转但是仍为QPSK的配置。因此，“●”的同相I-正交Q平面上的信号点配置(I、Q)可以用下式表示。

$\left(\begin{array}{c}I\\ Q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}X\\ Y\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}\mathrm{\&alpha;}\\ \mathrm{\&beta;}\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}X\\ Y\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}3a\\ 3a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}3a\\ a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}3a\\ -a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}3a\\ -3a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}a\\ 3a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}a\\ a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}a\\ -a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}a\\ -3a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-a\\ 3a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-a\\ a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-a\\ -a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-a\\ -3a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-3a\\ 3a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-3a\\ a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-3a\\ -a\end{array}\right),\left(\begin{array}{c}-3a\\ -3a\end{array}\right)$

图75B是用于说明b1、b2、b3、b4的比特的决定方法的图。通过直线和I、Q轴，I-Q平面被分割为16个区域。然后，基于接收信号处于区域#1～区域#16中的哪个区域，决定(b1，b2，b3，b4)为(0，0，0，0)～(1，1，1，1)中的哪个比特。

通过这样的处理，实施方式1、实施方式5、实施方式6、实施方式7中说明了的比特分配方法也可以适用于OFDM等多载波方式的接入方式并进行实施。此时，除了实施方式1、实施方式5、实施方式6、实施方式7中说明了的效果以外，由于能够将发往各个终端的信号(比特)配置在适合的副载波上，所以还能够获得下述的效果，即发往各个终端的信号可获得频率分集增益。

另外，本实施方式、实施方式1、实施方式5、实施方式6、实施方式7中提出的发送方法也能够适用于非专利文献10中示出的MIMO传输。也就是说，无论是进行MIMO传输还是不进行MIMO传输，都能够进行本实施方式、实施方式1、实施方式5、实施方式6、实施方式7中提出的发送方法。而且，无论各个编码分块的编码率是相同还是不同，在任一种情况下，都能够进行实施。

(实施方式11)

在本实施方式中，对使用实施方式1、实施方式5、实施方式6、实施方式7、实施方式10中说明过的比特分配方法时的重发方法(ARQ：AutomaticRepeat reQuest(自动重发请求))进行说明。

这里，作为一例，以终端#A与终端#B进行通信，且终端#A向终端#B发送重发数据的情况为例进行说明。

图76表示一例终端#A发送的信号的时间轴上的1帧的帧结构。控制信息码元7501是用于发送数据以外的信息的码元，所述数据以外的信息是为了建立通信而发送的信息，例如发送对象目的地(相当于终端#B)的信息、数据长度、是否为重发的数据的信息、重发次数、调制方式、纠错方式等。信道估计码元7502是用于通信对方的终端#B估计因衰落造成的传播环境的变动的码元。数据码元7503通过图79所示的结构被发送。在图79中重要的是，为了检测数据的差错，附加了CRC(Cyclic Redundancy Check：循环冗余校验)。在后面论述图79的结构。

图77表示一例终端#B发送的信号的时间轴上的1帧的帧结构。信道估计码元7601是用于通信对方的终端#A估计因衰落造成的传播环境的变动的码元。信道变动码元7601之后发送数据码元7602。重发请求信息码元7603是用于终端#B将是否请求重发的信息以及重发方法通知给通信终端的码元。控制信息码元7604是用于发送数据以外的信息的码元，所述数据以外的信息是为了建立通信而发送的信息，例如发送对象目的地(相当于终端#A)的信息、数据长度、调制方式的信息、编码率/编码方法的信息等。

图78表示一例终端#A与终端#B之间的数据的流。

图78<1>：首先，终端#A发送基于图76的帧结构的帧#1的调制信号。这里发送的数据不是重发数据。

图78<2>：终端#B接收并解调帧#1的信号，并进行CRC校验。其结果，由于未发生差错，所以不对终端#A请求重发。

图78<3>：终端#A发送帧#2的调制信号。这里发送的数据不是重发数据。

图78<4>：终端#B接收并解调帧#2的信号，并进行CRC校验。其结果，由于发生了差错，所以对终端#A请求重发。

图78<5>：因终端#B请求终端#A重发，所以终端#A发送帧#2’，其相当于以帧#2发送了的数据。这里，说明帧#2’的意思。

作为帧#2’的生成方法，即ARQ的方式的代表性方法，如非专利文献11所示有以下的方法。

追踪合并方法：在使用此方法的情况下，重发时，发送与第一次发送的数据相同的数据。

混合ARQ：将进行了编码的数据序列作为原始序列，将进行纠错编码时发生的冗余数据(删截数据)作为奇偶校验序列。然后，首先，发送原始序列，在通信对方请求重发时，发送奇偶校验序列作为重发数据。例如，非专利文献11示出了，卷积码的删截数据(冗余数据)的生成方法。

图78<6>：终端#B接收并解调帧#2’的信号，并进行CRC校验。其结果，由于未发生差错，所以不对终端#A请求重发。

图78<7>：终端#A发送帧#3的调制信号。

图78<8>：终端#B接收并解调帧#3的信号，并进行CRC校验。其结果，由于发生了差错，所以对终端#A请求重发。

图78<9>：终端#A因终端#B请求了重发，所以终端#A发送帧#3’，其相当于以帧#3发送了的数据。帧#3’的生成方法与上述相同。

图78<10>：终端#B接收并解调帧#3’的信号，并进行CRC校验。其结果，由于发生了差错，所以对终端#A请求重发。

图78<11>：因终端#B请求终端#A重发，所以终端#A发送帧#3”，其相当于以帧#3发送了的数据。此时，帧#3”的数据可以是第一次发送的数据，也可以是与帧#3’相同的数据。也就是说，帧#3’并不限定于特定的ARQ方式。

以上是本实施方式的第1ARQ中的数据的流程。接着，详细地说明图76中说明了的终端#A发送的数据码元7503的构成方法以及重发数据的生成方法。

图79、图80表示一例图76的数据码元7503的结构。作为调制方式，可以选择QPSK、16QAM中的任一个。图79与图80之间的帧结构的关系和图32与图36之间的帧结构的关系是同样的。

图79、图80的帧结构与图32、图36的帧结构的不同点在于，其包含CRC。在图79及图80中，调制方式为QPSK时(图79A、图80A时)，通过进行CRC校验，能够校验在编码分块#1及编码分块#2中是否存在差错。但是，假设不能判断在编码分块#1和编码分块#2的哪一个分块中存在差错。因此，重发时，发送编码分块#1及编码分块#2双方的重发数据。

同样地，在图79及图80中，调制方式为16QAM时(图79B、图80B时)，通过检查CRC，能够检查在编码分块#1、编码分块#2、编码分块#3、编码分块#4中是否存在差错。但是，假设不能判断在编码分块#1、#2、#3、#4的哪一个编码分块中存在差错。因此，重发时，发送编码分块#1、#2、#3、#4所有分块的重发数据。

图81表示一例本实施方式的终端#A的结构。在图81中，对与图33同样地动作的部分附加相同的标号。

在图81中，CRC附加单元8001将编码数据2902_1、2902_2、2902_3、2902_4及控制信号S10作为输入，根据控制信号S10，在帧中的规定位置附加CRC，并输出CRC附加后的编码数据8002_1、8002_2、8002_3、8002_4。

接收装置8005将通过接收天线8003接收到的接收信号8004作为输入，进行规定的处理，输出接收数据8006。重发信息提取单元8007将接收数据8006作为输入，提取与重发有关的信息，即终端#B是否请求重发的信息、重发次数的信息等信息，并输出该信息作为有关重发的信息8009。而且，发信息提取单元8007还输出除了有关重发的信息8009以外的重数据8008。

帧结构信号生成单元8010将有关重发的信息8009作为输入，并基于该信息8009，决定是否发送重发数据、调制方式、编码方法、编码率等发送条件，并输出与所决定的发送条件有关的信息作为控制信号S10。

图82表示一例本实施方式的终端#B的结构。在图82中，对与图35同样地动作的部分附加相同的标号。

在图82中，重发请求单元8101将解码数据3014作为输入，并对解码数据进行CRC检查，从而决定是否请求重发，并输出决定结果作为重发请求信息8102。

发送装置8104将重发请求信息8102、发送数据8103作为输入，并进行规定的处理，从而生成基于图77的帧结构的调制信号8105，并将其输出。调制信号8105从天线8106作为电波输出。

通过以上的装置结构，能够实现上述的ARQ方式。

接着，说明与上述的第1ARQ方式不同的第2ARQ方式。

图83、图84表示一例与图79、图80不同的、数据码元7503的结构。图83、图84表示一例图76的终端#A发送的数据码元7503(图76)的结构。图83、图84的帧结构与图79、图80的帧结构的不同点在于，以编码分块为单位插入CRC。由此，能够以编码分块为单位校验是否包含差错。

在图83、图84中，在调制方式为QPSK时(图83A、84A时)，为了编码分块#1的差错校验(error check)而插入CRC#1，为了编码分块#2的差错检查而插入CRC#2。同样地，在调制方式为16QAM时(图83B、84B时)，为了编码分块#1的差错校验而插入CRC#1，为了编码分块#2的差错校验而插入CRC#2，为了编码分块#3的差错校验而插入CRC#3，为了编码分块#4的差错校验而插入CRC#4。由此，在各个调制方式中，能够以编码分块为单位校验是否存在差错(即哪个编码分块中存在差错)。

然后，在终端#A中，仅发送例如存在差错的编码分块的重发数据。例如，在调制方式为QPSK时，若终端#B判断出仅在编码分块#1中存在差错，则终端#A发送编码分块#1的重发数据。而且，调制方式为16QAM时，若终端#B判断出仅在编码分块#1及编码分块#2中存在差错，则终端#A发送编码分块#1及编码分块#2的重发数据。

重发时的调制方式可以与直至上一次为止的发送数据时的调制方式相同，也可以不同。但是，在发送重发数据时，从接收质量的观点、编码器/解码器的动作速度的观点，优选的也是使用实施方式1、实施方式5、实施方式6、实施方式7、实施方式10中说明过的比特分配方法。

通过以上的第1ARQ方式或第2ARQ方式，能够实现使用了实施方式1、实施方式5、实施方式6、实施方式7、实施方式10中说明的比特分配方法的重发。此时，若使用第1ARQ方式则能够削减CRC的信息，若使用第2ARQ方式则能够削减重发数据的量。

在本实施方式中，以两种ARQ方式(追踪合并及奇偶校验ARQ)为例进行了说明，但并不限于此，在使用其他的ARQ方式的情况下，也能够广泛地进行本实施方式。而且，在本实施方式中，以插入CRC的情况为例进行了说明，但例如在使用LDPC码且进行Belief Propagation(置信传播)解码的情况下，能够判断有无差错，所以并不一定必需插入CRC。

本实施方式以单个载波传输为例进行了说明，但并不限于此，使用OFDM等多载波传输时也能够同样地进行实施。而且，本实施方式的重发方法也能够适用于非专利文献10中示出的MIMO传输。也就是说，无论是进行MIMO传输还是不进行MIMO传输，都能够进行本实施方式的重发方法。而且，无论各个编码分块的编码率是相同还是不同，在任一种情况下，都能够进行实施。

(其他实施方式)

另外，在上述的实施方式1中，以使用一个编码单元11的情况为前提条件进行了说明，作为另外的实施方式，在系统支持编码率R＝1/2、2/3、分块长度为980比特的代码时，若在编码率R＝1/2、2/3中，分别进行实施，也能够与上述的实施方式同样地进行实施。而且，在系统支持编码率R＝1/2、2/3、分块长度为980、1960比特的代码的情况下，若在各种情况情况下分别进行实施，也能够与上述实施方式同样地进行实施。

例如，在图5、图6、图7、图8、图31、图32、图36、图48、图49、图50、图51、图55、图62、图66、图71、图74、图79、图80、图83、图84中，编码分块#1、#2、#3、#4、#5、#6也可以为相互不同的编码率。而且，第1编码数据(#1)、第2编码数据(#2)、第3编码数据(#3)、第4编码数据(#4)也可以为互相不同的编码率。另外，编码数据#1的编码率R1、编码数据#2的编码率R2、编码数据#3的编码率R3、编码数据#4的编码率R4也可以全部为相互不同的值，也可以为R1＝R2且R3＝R4但R1与R4为不同的值。编码率相同的编码数据的组合并不限于上述的组合。通过这样地设定编码率，具有下述的效果，能够构建系统，其使用所期望的抗差错率性的纠错码同时并行地传输不同种类的数据例如语音数据和数据包、视频数据和数据包、视频数据和语音数据等多种类的数据(例如，传输语音数据时使用编码率3/4的纠错码，在传输数据包时使用编码率1/3的纠错码)，并能够优质地传输各个数据。

而且，在图5、图6、图7、图8、图31、图32、图36、图48、图49、图50、图51、图55、图62、图66、图71、图74、图79、图80、图83、图84中，将调制方式的每1个码元的发送比特数设为n，并将编码的种类设为m类(即，存在第1编码数据(#1)、第2编码数据(#2)、...、第m编码数据(#m))时，也可以为m＞n(m、n都为整数)。通过使m＞n，以构成1码元的所有比特发送相互不同的编码数据，从而使用较多的码元发送m种类的所有编码数据。因此，大部分的编码数据因衰落的陷波而突发性地发生差错的概率降低，数据的接收质量提高。

因此，在可以在多种调制方式内切换的发送装置中，将可切换的调制方式中的、具有最大的调制阶数(最大信号点数)的调制方式能够在1个码元上发送的比特数设为n_max(n_max为整数)，发送装置生成n_max种以上的编码数据(即，存在第1编码数据(#1)、第2编码数据(#2)、...、第n_max编码数据(#m))的情况下，能够在可切换的所有调制方式中，以构成1码元的所有比特发送不同的编码数据。由此，发送装置内可切换的所有的调制方式中，由于大部分的编码数据因衰落的陷波而突发性地发生差错的概率降低，所以数据的接收质量提高。

而且，在上述的实施方式2～4中，说明了多天线发送装置及多天线接收装置分别具有2个天线且使用了空分复用的MIMO系统的情况，但并不限于此，对于天线数增多、发送的调制信号数增多的情况，也能够同样地进行实施。而且，在适用于使用了扩频通信方式的系统的情况下，也能够获得同样的效果。

而且，本发送的多天线发送装置并不限于实施方式2所示的结构，也能够适用于采用了例如特征模式的MIMO系统。使用图59，详细地说明特征模式的通信方法。

在MIMO系统中，不仅在接收站，在发送站中信道状态信息(CSI：ChannelState Information)也为已知的情况下，能够实现下述的通信方法，即，发送站使用发送阵列天线(array antenna)对接收站发送通过使用发送的信道特征向量(channel signature vector)而进行了向量化的信号，另外在接收站使用与发送的信道特征向量关联对应的接收的信道特征向量，从接收阵列天线的接收信号中检测发送信号并进行解调。

特别是，作为在通信空间构成多个信道且将信号复用传输的通信模式，存在利用了信道矩阵的奇异向量(singular vector)或特征向量(eigen vector)的特征模式(eigenmode)。该特征模式是利用这些奇异向量或特征向量作为上述的信道特征向量的方法。这里，信道矩阵是以发送阵列天线的各个天线阵元和接收阵列天线的各个天线阵元的所有或一部分的组合的复数信道系数为元素的矩阵。

作为发送站获得下行线路的信道状态信息的方法，在上行和下行无线线路利用同一频率的载波的TDD(Time-division duplex：时分双工)中，基于信道的对称性(reciprocity)，能够使用来自接收站的上行线路，在发送站中进行信道状态信息的估计(estimating)或测量(measuring)。另一方面，在上行和下行利用不同频率的载波的FDD(Frequency-division duplex：频分双工)中，在接收站估计或测量下行线路的信道状态信息，并将该结果通知(reporting)给发送站，从而能够在发送站获得下行线路的正确的CSI。

特征模式的特征在于，特别是可将MIMO系统的无线信道处理为窄带的平衰落(flat fading)过程时，能够使MIMO系统的信道容量为最大。例如，在采用了OFDM的无线通信系统中，一般进行下述设计，为了消除因多路径延迟波造成的码元间干扰而插入保护区间，并使OFDM的各个副载波为平衰落过程。因此，在MIMO系统中发送OFDM信号的情况下，通过采用特征模式，能够在例如各个副载波对多个信号进行空分复用并传输。

作为利用了MIMO系统的通信方法，对于在发送站及接收站中使下行线路的信道状态信息为已知的特征模式，提出了仅在接收站使无线信道的信道状态信息为已知的几个方法。作为与特征模式为相同目的即将信号空分复用并传输的方法，已知有例如BLAST(Bell Labs Layered Space-Time：分层空时码)。而且，作为将信号的复用度牺牲即不增加容量而获得天线的空间分集增益的方法，已知有例如使用了时空码的发送分集增益。对于特征模式为以发送阵列天线将信号进行向量化后进行发送，换言之将信号映射到波束空间(beam space)后进行发送的波束空间模式，可以认为BLAST或发送分集为天线单元模式，这是因为其将信号映射到天线单元(antenna element)。

图59是一例特征模式通信的发送接收机的结构。发送的信道分析单元2607基于发送站与接收站之间的传播信道的估计结果即信道状态信息，为了构成复用信道而计算多个发送的信道特征向量，并且从通过信道状态信息所形成的信道矩阵中基于SVD(Singular Value Decomposition：奇异值分解)求特征值(例如，λA、λB、λC、...、λX)或特征路径(例如，路径A、路径B、路径C、...、路径X)，并将其作为控制信息2608输出。

在发送站，复用帧生成单元2601将发送的数字信号、控制信息2608作为输入，为了映射到复用信道，生成多个发送帧，并输出信道A的发送数字信号2602A、信道B的发送数字信号2602B、...、信道X的发送数字信号2602X。

编码/重新排列/调制单元2603A将信道A的发送数字信号2602A、控制信息2608作为输入，并基于控制信息2608，决定编码率、调制方式，并输出信道A的基带信号2604A。对从信道B至信道X也进行同样的动作，获得从信道B的基带信号2604B至信道X的基带信号2604X。另外，为了将图简化，在图59中以一个块表示编码/重新排列/调制单元，实际上，其为上述的实施方式1～3那样的结构，通过重新排列单元将分块编码数据重新排列，以将一个分块内的编码数据分配给多个数据码元，并将其提供给调制单元。

向量复用单元2605将从信道A至信道X的从基带信号2604A至基带信号2604X、控制信息2608作为输入，将信道特征向量分别与从信道A至信道X的从基带信号2604A至基带信号2604X相乘并合成后，通过发送阵列天线2606对接收站进行发送。

在接收站，为了将复用后的发送信号进行分离，接收的信道分析单元2615预先基于发送站与接收站之间的传播信道的估计结果即信道状态信息，计算多个接收的信道特征向量。复用信号分离单元2610将通过接收阵列天线2609接收到的接收信号作为输入，将其与各个信道特征向量相乘而获得多个接收信号，即，生成从信道A的接收信号2611A至信道X的接收信号2611X。

解码单元2612A将信道A的接收信号2611A、发送方法信息2618作为输入，并基于发送方法信息2618(调制方式、编码率的信息)进行解码，输出信道A的数字信号2613A。对从信道B至信道X也进行同样的动作，获得从信道B的数字信号2613B至信道X的数字信号2613X。

发送方法信息检测单元2617将信道A的数字信号2613A作为输入，提取各个信道的调制信号的发送方法例如调制方式、编码率的信息，并输出发送方法信息2618。

接收数据合成单元2614将从信道A至信道X的从数字信号2613A至数字信号2613X以及发送方法信息2618作为输入，生成接收数字信号。

另外，在上述的实施方式中，作为用于实现本发明的发送方法的发送装置的结构例例举了图33的结构，但用于实现本发明的发送方法的发送装置的结构并不限于图33的例子。

例如，如图85所示，也可以在编码单元11_1～11_4的后级设置交织器8401_1～8401_4，通过交织器8401_1～8401_4将编码数据2902_1～2902_4进行交织后，将其输入到映射单元3304。而且，也可以通过1个交织器对多个编码数据2902_1～2902_4进行比特交织后，将其输出到映射单元3304。这里，也如实施方式8、实施方式9中所述，在交织器8401_1～8401_4中，使交织器的图案(交织方法)相互不同，在接收装置进行迭代检波时，具有提高数据的接收质量的效果。

而且，也可以例如简化后表示的图86那样，在编码单元11_1～11_4和映射单元3304之间设置删截单元8501_1～8501_4、复用器(MUX)8502以及交织器8503，对编码数据2902_1～2902_4，通过交织器8401_1～8401_4进行比特交织，通过复用器(MUX)8502进行复用，并通过交织器8503进行比特交织后，将其输入到映射单元3304。

这样能够实施本发明的发送方法而与交织器或删截单元的有无或位置无关。

图87表示发送装置为图85或图86所示的装置时的接收装置的结构例。在图87中，对与图35对应的部分附加相同的标号。除了在软值生成单元3007与分配单元3009之间设置解交织器8601这一点以外，接收装置8600与图35的接收装置3500为相同的结构。

在2006年11月2日提交的日本专利申请特愿2006-299533、2007年6月29日提交的日本专利申请特愿2007-173156以及2007年10月31日提交的日本专利申请特愿2007--284582中所包含的说明书、附图以及说明书摘要所公开的内容都引用在本申请中。工业实用性

本发明具有以简单的结构抑制因衰落等所造成的差错率特性的劣化的效果，能够广泛地应用于例如以较小的电路规模要求高质量的数据传输的通信设备中。

Claims (13)

1、发送方法，包括：

对由多个比特构成的发送数据进行编码处理，形成由多个比特构成的编码数据；

对属于所述编码数据的比特进行重新排列处理；

对所述重新排列后的编码数据进行调制处理，并输出与码元对应的基带信号；以及

发送基于所述基带信号的发送信号，

该发送方法中，所述调制处理能够使用多种调制方式，无论使用了哪一种调制方式，从构成所述码元的多个比特中任意提取的二个比特都属于相互不同的所述编码数据的比特，

所述编码数据是进行了卷积编码的数据，

在所述编码处理中，能够使用多个不同的编码率形成所述编码数据，

在所述重新排列处理中，将属于所述编码数据的比特重新排列，以集合属于多个所述编码数据的任一个编码数据的比特而构成1个码元，

重新排列中所使用的所述多个编码数据，至少包含一个以与所述多个编码数据中任意选择的一个编码数据的编码率不同的编码率形成的编码数据。

2、如权利要求1所述的发送方法，至少包含一个集合了编码率不同的编码数据而构成的码元。

3、发送方法，包括：

对由多个比特构成的发送数据进行编码处理，形成由多个比特构成的编码数据；

对属于所述编码数据的比特进行重新排列处理；

对所述重新排列后的编码数据进行调制处理，并输出与码元对应的基带信号；以及

发送基于所述基带信号的发送信号，

该发送方法中，所述调制处理能够使用多种调制方式，无论使用了哪一种调制方式，从构成所述码元的多个比特中任意提取的二个比特都属于相互不同的所述编码数据的比特，

所述编码数据是进行了卷积编码的数据，将属于所述编码数据的比特重新排列时，至少对一个编码数据进行重新排列，以将构成该编码数据的多个比特分配给表示所述码元的信号点配置的比特号码中的不同的比特号码。

4、发送方法，包括：

对由多个比特构成的发送数据进行编码处理，形成由多个比特构成的编码数据；

对属于所述编码数据的比特进行重新排列处理；

对所述重新排列后的编码数据进行调制处理，输出与码元对应的基带信号；以及

发送基于所述基带信号的发送信号，

该发送方法中，所述调制处理能够使用多种调制方式，无论使用了哪一种调制方式，从构成所述码元的多个比特中任意提取的二个比特都属于相互不同的所述编码数据的比特，

所述编码数据是进行了卷积编码的数据，将属于所述编码数据的比特重新排列时，以下述方式进行重新排列，即，在相邻的码元中，将属于相互不同的所述编码数据的比特分配给表示所述码元的信号点配置的比特号码中的相同的比特号码。

5、如权利要求3所述的发送方法，

在所述重新排列处理中，将属于所述编码数据的比特重新排列，以集合属于多个所述编码数据的任一个编码数据的比特而构成1个码元，

在所述编码处理中，能够使用多个不同的编码率形成所述编码数据，重新排列中所使用的所述多个编码数据中，至少包含一个以与所述多个编码数据中任意选择的一个编码数据的编码率不同的编码率形成的编码数据。

6、如权利要求4所述的发送方法，

在所述重新排列处理中，将属于所述编码数据的比特重新排列，以集合属于多个所述编码数据的任一个编码数据的比特而构成1个码元，

在所述编码处理中，能够使用多个不同的编码率形成所述编码数据，重新排列中所使用的所述多个编码数据中，至少包含一个以与所述多个编码数据中任意选择的一个编码数据的编码率不同的编码率形成的编码数据。

7、如权利要求1所述的发送方法，所述调制处理能够使用第一调制方式和第二调制方式。

8、如权利要求7所述的发送方法，所述第一调制方式为四相移相键控，所述第二调制方式为16相正交振幅调制。

9、如权利要求1所述的发送方法，所述调制信号是使用正交频分复用方式而形成的信号。

10、发送装置，包括：

编码单元，对由多个比特构成的发送数据进行编码处理，形成由多个比特构成的编码数据；

重新排列单元，将属于所述编码数据的比特重新排列；

调制单元，对所述重新排列后的编码数据进行调制处理，输出与所述码元对应的基带信号；以及

发送单元，发送基于所述基带信号的调制信号，

该发送装置中，所述调制单元能够使用多种调制方式，无论使用了哪一种调制方式，从构成所述码元的多个比特中任意提取的二个比特都属于相互不同的所述编码数据的比特，

在所述编码单元中形成的所述编码数据是进行了卷积编码的数据，

所述编码单元能够使用多个不同的编码率形成所述编码数据，所述重新排列单元将属于所述编码数据的比特重新排列，以集合属于多个所述编码数据的任一个编码数据的比特而构成1个码元，

重新排列中所使用的所述多个编码数据，至少包含一个以与所述多个编码数据中任意选择的一个编码数据的编码率不同的编码率形成的编码数据。

11、如权利要求10所述的发送装置，所述重新排列单元将属于所述编码数据的比特重新排列，以至少包含一个集合了编码率不同的编码数据而构成的码元。

12、如权利要求10所述的发送装置，所述调制信号是使用正交频分复用方式而形成的信号。

13、接收方法，用于接收调制信号，

该接收方法用于接收具有下述特征的发送方法的调制信号，所述特征为：

从所述调制信号生成的多个码元是通过多种调制方式生成的，无论使用哪一种调制方式进行了生成，从构成所述码元的多个比特中任意提取的二个比特都属于相互不同的所述编码数据的比特，

所述编码数据是进行了卷积编码的数据，

可以使用多个不同的编码率形成所述编码数据，并且所述编码数据中至少包含一个以与所述多个编码数据中任意选择的一个编码数据的编码率不同的编码率形成的编码数据，

该接收方法为基于接收信号生成基带信号，

通过在与所述基带信号对应的码元中，进行将多个所述码元所包含的比特重新排列的处理，生成由多个比特构成的编码数据，

通过对所述编码数据进行解码，生成由多个比特构成的解码数据。

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