CN101471757A - 一种接收合并方法、系统和设备 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例提供一种接收合并方法，包括以下步骤：接收并缓存发射端对一组数据进行的至少两次发射的数据符号，所述数据符号由所述发射端对所述数据进行调制后获得；将所述接收的数据符号结合进行信道均衡后，通过解调和解码获得合并后的接收数据。本发明的实施例还提供一种接收合并系统和设备。通过使用本发明的实施例，将接收到的至少两次发射的数据符号通过信道均衡后进行解调和解码，对数据实现了符号级的接收合并，有效地改善了系统性能，减少了误帧率和误比特率，提高了系统的信道容量和频谱利用率。

Description

一种接收合并方法、系统和设备

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种基于发射分集的接收合并方法，系统和设备。

背景技术

3G(the 3rd Generation Mobile Communication，第三代移动通信系统)以及未来的4G(the 4th Generation Mobile Communication，第四代移动通信系统)系统在高速率数据传输的同时，对可靠性的要求也显著提高，尤其是在恶劣的自然环境下，也要求满足较高的数据传输可靠性。而分集技术是提高系统性能的一种有效方式，分集技术是指一组数据在发射端的至少两个发射分集上分别发射，在接收端对至少两个发射分集上分别发射的数据符号进行接收合并。

目前已有多种发射分集方式，包括：时间分集，小区分集，极化分集，频率分集，空间分集，码分集，中继(Relay)分集等。具体的：时间分集，是指在不同的时刻发射同样的数据符号或其适当的组合；小区分集，是指在不同的小区发射同样的数据符号或其适当的组合；极化分集，是指在同一天线的不同极化方向上发射同样的数据符号或其适当的组合；频率分集，是指在不同的频段发射同样的数据符号或其适当的组合；空间分集，是指在不同的天线上发射同样的数据符号或其适当的组合；码分集，是指采用不同的扩频码调制发射同样的数据符号或其适当的组合；中继分集，是指在不同的RS(Relay Station，中继基站)之间或者RS与BS(Base Station，基站)之间发射不同的数据符号或者其适当的组合等。

下面以时间发射分集为例说明现有技术中的接收合并方法，具体的应用场景是基于HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request，混合自动重传请求)技术的数据重传，相类似的方法也可以用在上面所述的各种分集中。在3G/4G移动通信系统中，HARQ技术已成为提高可靠性的关键技术之一，其本质是一种时间分集技术并基于ARQ(Automatic Repeat Request，自动重传请求)技术和FEC(Forward Error Correction，前向纠错)技术，如果接收端通过CRC(Cyclic Redundancy Check，循环冗余检测)校验出接收到的数据发生错误，则请求对该数据进行重传，进而提高该数据被正确接收的可靠性。当然，也存在无需通过CRC效验，而直接按照事先约定直接发起重传的情况。

如图1所示，为现有技术中基于HARQ技术的接收合并系统框图，在发射端，在MAC(Medium Access Control，媒体接入控制)层被加入CRC校验码的一组数据被送入物理层进行传输；经过FEC编码后的信息比特经过星座映射，被调制为星座点调制符号，为了提高系统的频谱利用率，一般采用高阶调制；星座点调制符号在发射时称为数据符号，多个数据符号以数据包的形式经发射单元送入信道中。在接收端，接收单元接收经信道传输的数据包，对其中的数据符号经过信道均衡后进行解调，并将解调出的LLR(LogLikehood Ratio，对数似然信息)进行缓存，LLR也称为软比特信息，最后对该软比特信息进行FEC解码。对解码后的数据进行CRC校验本次接收的正确性，如果接收端通过CRC校验出数据接收正确，则清除缓存的软比特信息，并通过反馈告知发射端传输下一组数据；如果接收端通过CRC校验出数据接收错误，通过反馈告知发射端对该组数据进行重传。

对一组数据的至少两次发射，接收端需要进行接收合并后再对接收数据进行CRC校验。现有技术中的接收合并方法是，对重传的数据包中的数据符号经过信道均衡后进行解调，将解调后的软比特信息进行缓存，并与之前缓存的该组数据解调后的软比特信息进行合并，合并的方法主要有两种：CC(Chase Combine，跟踪合并)合并和MRC(Maximum Ratio Combine，最大速率合并)合并，软比特信息合并后进一步进行FEC解码。对解码后的数据进行CRC校验本次接收的正确性，如果接收端通过CRC校验出数据接收正确，则清除缓存的软比特信息，通过反馈告知发射端传输下一组数据；如果接收端通过CRC校验出数据接收错误，通过反馈告知发射端对该组数据进行重传。直至通过CRC校验出数据接收正确或者达到了最大重传次数，对该组数据进行的传输结束。

高阶调制的星座图通常可以由低阶调制的星座图经过恰当的组合构成，在组合的过程中需要为各低阶星座图乘上相应的系数，在此将各系数统称为调制因子。在对一组数据进行传输时，由于发射端采用高阶调制，高阶星座点调制符号由多个低阶星座点调制符号和不同的调制因子组合构成，不同调制因子导致了接收端解码可靠性的差异，从而使得纠错码性能很难达到最优。因此，在现有技术中提出了星座重组的方法，星座重组的方法是改变每次数据重传时信息比特的星座映射规律，从而使接收端合并后的软比特信息获得更加平均的解码可靠性。对现有技术中采用的星座重组方法举例介绍，例如在时刻t₁发射信息比特为b₀b₁b₂b₃b₄b₅，其中，b₀b₁映射到低阶星座点调制符号x上，b₂b₃映射到低阶星座点调制符号y上，b₄b₅映射到低阶星座点调制符号z上，高阶星座点调制符号由低阶星座点调制符号x、y、z和不同的调制因子α、β和γ组合构成，组合时采用的星座映射方式为z＝αx+βy+γz，即发射的数据符号为z＝αx+βy+γz。由于采用了星座重组技术，在对信息比特b0b1b2b3进行重传时，经过星座映射调制之后发射的数据符号可以为z＝αx+βy+γz、z＝γx+αy+βz、z＝βx+γy+αz中的任意一种。基于其它发射分集技术的接收合并方法与基于时间发射分集采用的接收合并方法基本一致，在此不进行重复描述。

现有技术中一组数据采用星座重组的方法在多个发射分集上分别发射后在接收端进行接收合并时，对接收到的数据符号解调后的软比特信息进行合并，基于比特级的合并使系统性能提升比较有限，仍有进一步提高的余地。

假设，在某时刻经FEC编码之后的信息比特为b₀b₁b₂b₃b₄b₅，b₀b₁映射到QPSK符号x，b₂b₃比特映射到QPSK符号y上，b₄b₅映射到低阶星座点调制符号z上，x、y、z乘上相应的系数(假设为α、β、γ， $\mathrm{\α}=\frac{\sqrt{32}}{\sqrt{10}},$ $\mathrm{\β}=\frac{\sqrt{8}}{\sqrt{42}},$ $\mathrm{\γ}=\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{42}}$ )并叠加成为64QAM符号发送，其过程如图2所示。第一次传输与HARQ重传时的星座重组方案如图3所示。现举例详细说明此方案的具体实施过程。

第1步：假设在时刻t₁发送信息比特为b₀b₁b₂b₃b₄b₅，经过星座重组调制之后，假设发送符号为z＝αx+βy+γz。其中，b₀b₁映射到低阶星座点调制符号x上，b2b3映射到低阶星座点调制符号y上，b₄b₅映射到低阶星座点调制符号z上。

第2步：假设t₁时刻的信道响应参数为h₁，信号经过信道后加入的噪声为n₁。接收端接收的信号为：r₁＝h₁(αx+βy+γz)+n₁。

第3步：若t₁时刻传输的数据，接收端解码后通过CRC检测发现有错误发生，其通过HARQ请求重发数据。若在t₂时刻重传b₀b₁b₂b₃b₄b₅，在剩余的星座图样中任选一种，假设发送符号调制为发送的符号为z＝γx+αy+βz。

第4步：假设t₂时刻的信道响应参数为h₂，信号经过信道后加入的噪声为n₂。接收端接收到的信号为：r₂＝h₂(γx+αy+βz)+n₂。

第5步：接收端接收到r₁，保存解调后的信号到临时缓存单元。如果正确解码则清除临时缓存单元的相关内容。如果接收端对r₁解码失败，等待r2信号的解调。最后r₁和r₂的解调信号通过CC合并。

第6步：合并后的数据进入FEC解码器解码，解码后的数据通过CRC效验，如果正确解码则清除临时缓存单元的相关内容。如果前两次合并后的数据仍然没有正确接收，则进行第2次HARQ重传。

第7步：若在t₃时刻重传b₀b₁b₂b₃b₄b₅，在剩余的星座图样中任选一种，假设发送符号调制为发送的符号为z＝βx+γy+αz。

第8步：假设t₃时刻的信道响应参数为h₃，信号经过信道后加入的噪声为n₃。接收端接收到的信号为：r₃＝h₃(βx+γy+αz)+n₃。

第9步：接收端对t₃时刻接收到的数据解调之后的LLR值与前两次进行CC合并，进一步解码，进而CRC效验。若第2次HARQ重传，解码后的数据仍然有错，转至第3步。

由现有的方案设计可以知道，经过三次重传，每个比特或者调制符号都遍历了各种优选级或者能量层次，三次重传加LLR合并可以达到性能的最大化。

发明人在实现本发明的过程中，发现现有技术至少存在以下问题：

在现有技术中，两次不同传输的信号在接收端进行合并时只采用了比特级的LLR合并，虽然性能增益有增加，但其性能合并只在比特级实现，没有在符号级实现数据的合并，其性能仍可以进一步提升。另外，发射端使用了3种星座重组方案，采用CC技术合并时理论上在多次重传中选择任何一种星座图案都是一样的。对接收处理而言，星座重组的方案仍有优化的余地。

发明内容

本发明的实施例要解决的问题是提供一种接收合并方法，系统和设备，用于提高了系统的信道容量和频谱利用率。

为达到上述目的，本发明的实施例提供一种接收合并方法，包括以下步骤：

接收并缓存发射端对一组数据进行的至少两次发射的数据符号，所述数据符号由所述发射端对所述数据进行调制后获得；

将所述接收的数据符号结合进行信道均衡后，通过解调和解码获得合并后的接收数据。

本发明的实施例还提供一种接收设备，用于实现数据的接收合并，包括：

接收单元，用于接收并缓存发射端对一组数据进行的至少两次发射的数据符号，所述数据符号由所述发射端对所述数据进行调制后获得；

处理单元，用于将所述接收单元接收的数据符号结合进行信道均衡后，通过解调和解码获得合并后的接收数据。

本发明的实施例还提供一种发射设备，用于实现数据的接收合并，包括：

编码单元，用于对一组数据进行编码操作得到信息比特；

调制单元，用于将所述编码单元得到的信息比特调制为数据符号，对一组数据进行至少两次发射时，对所述组数据中同一信息比特分配的调制因子不同；

发射单元，用于发射所述调制单元输出的所述数据符号。

本发明的实施例还提供一种接收合并系统，包括：

发射设备，用于至少两次发射对一组数据进行调制后得到的数据符号；

接收设备，用于接收并缓存所述发射设备发射的所述数据符号，将所述接收的数据符号经过信道均衡后进行解调和解码获得合并后的接收数据。

与现有技术相比，本发明的实施例具有以下优点：

将接收到的至少两次发射的数据符号通过信道均衡后进行解调和解码，对数据实现了符号级的接收合并，有效地改善了系统性能，减少了误帧率和误比特率，提高了系统的信道容量和频谱利用率。

附图说明

图1是现有技术中HARQ传输合并方案的示意图；

图2是现有技术中三个QPSK组合为64QAM的示意图；

图3是现有技术中星座重组的一种方案的示意图；

图4是本发明的实施例中的传输过程示意图；

图5是本发明的实施例中选择的使|det(H)|最大的32种组合示意图；

图6是本发明的实施例中选择的能构成两次信道均衡的H组合示意图；

图7是本发明的实施例中双发射双接收系统的示意图；

图8是本发明的实施例中接收合并系统示意图。

具体实施方式

以下结合附图和实施例，对本发明的实施方式作进一步详细说明。

在目前的移动通信系统中采用的接收合并方法中，对于在发射端进行的一组数据的至少一次发射，在接收端对经过信道传输的数据符号分别单独进行信道均衡后进行解调，并将解调出的LLR软比特信息通过合并后进行解码，以得到接收数据。这种基于比特级的合并方法对于系统性能的提升有限。

为此，本发明的实施例提供了一种接收合并方法，尤其提出了一种基于高阶星座重组如8PSK、16QAM、64QAM的星座重组的数据发送和接收合并方法。本实施例提供的方法不仅仅适用于SISO(Single Input Single Output，单输入单输出)系统，同样适用于MIMO(Multiple Input Multiple Output，多输入多输出)系统。同样，本发明不仅适用于时间分集(如包括带反馈的HARQ，或不带反馈的直接重传等情形)，也包括上面提到的各种分集，如Relay分集、多基站之间的分集(如多次传输的信号可以是在不同的时间上、不同的频率上，不同的天线上，不同的基站或RS上以及它们的各种组合，不一一列举)。本发明人认为在接收端对经过信道传输的至少两次发射的数据符号进行结合后，再通过信道均衡技术来综合处理可以实现符号级的合并，并将合并后的数据符号进行解调和解码后得到合并后的接收数据，将会大大提高系统性能。进一步，本发明实施例还在基于现有星座重组方法的基础上提出：基于星座重组的方法，在发射端对一组数据进行高阶调制传输时，对该至少发射一次的组数据中同一信息比特或者数据符号的调制模式进行优化选择，从而使接收端接收到至少两次发射的数据符号并进行合并后，实现数据符号内各信息比特解码可靠性的平均化，上述方法在本发明的实施例中称为优化星座重组策略。以下本发明的实施例中，在发射端采用64QAM调制发送数据包，接收端通过CRC效验检测此数据包的正确性。如果接收端检测此数据包错误，则通过反馈通知发射端重新发送该数据包。在接收端对多次发送的数据结合起来使用信道均衡技术检测信号。需要说明的是，本发明实施例中所涉及的重传仅仅是数据分集技术中时间分集的一种，只用于对本发明实施例的具体实施方式进行说明，而并不限定本发明的应用范围。本发明实施例中的方法同样也适合于其他的分集技术中，如不同的小区、不同的天线、不同的极化方向、不同的频段、不同的扩频码等分集技术。

为了阐述本发明实施例的具体实施方式，以下对于SISO系统和MIMO系统给出不同的实施例。

本发明的实施例一是SISO系统中的实施方式，SISO系统是针对发射端只有一个发射天线，接收端只有一个接收天线的情况。以三次HARQ重传和64QAM优化星座重组为例，说明本发明实施例中一种基于星座重组的数据合并方法的实现过程。

本实施例的实施步骤是在前两次传输通过LLR级的CC或者MRC合并后，解码并进行CRC效验，如果有错则进行第3次传输后，接收端接收到第3次传输的信息后，才进行本实施例描述的方法。接收到对同一信息数据的三次传输后，对三次传输的数据结合后使用信道均衡技术，之后进一步解调、解码。本发明实施例中的传输过程示意图如图4所示。仍以重传技术为例说明该方法的实施例原理。

假设，在某时刻经FEC编码之后的信息比特为b₀b₁b₂b₃b₄b₅，b₀b₁映射到QPSK符号x，b₂b₃比特映射到QPSK符号y上，b₄b₅映射到低阶星座点调制符号z上，映射顺序可能会有多种，不一一举例说明。x、y、z乘上相应的系数(假设为α、β、γ， $\mathrm{\α}=\frac{\sqrt{32}}{\sqrt{42}},$ $\mathrm{\β}=\frac{\sqrt{8}}{\sqrt{42}},$ $\mathrm{\γ}=\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{42}}$ )并叠加成为一个64QAM星座符号，其过程如图2所示。

根据分析可知，在每次重传中对x、y、z采用不同的调制因子进行组合，采用信道均衡技术可以使系统性能最优。为保证三次重传后达到每个比特的能量实现平均化，采用的设计如表1所示：

表1 三次传输时传输矩阵的构造表

表1中只是给出了64QAM进行重组的一种可能形式，更进一步地还可以引入对调制因子α、β、γ进行加、减、共轭、置换等处理，对发送数据符号x、y、z进行加、减、共轭等处理，如下表所示(其中对调制因子或者数据符号进行的加、减、共轭、置换等处理都是可选的)：

表2 三次传输时传输矩阵的构造表

 

传输次数	传输符号
		第1次传输	±α＊x＊±β＊y＊±γ＊y＊
第2次传输	±γ＊x＊±α＊y＊±β＊y＊
		第3次传输	±γ＊x＊±α＊y＊±β＊y＊

本实施例中只讨论了对调制因子取加减的情形，其处理思想可以适用于表2中的各种复杂情况。

三次传输后的传输矩阵可以得到如下形式：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\\ r_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{h}_1& 0& 0\\ 0& h_2& 0\\ 0& 0& h_3\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}\±\mathrm{\α}& \±\mathrm{\β}& \±\mathrm{\γ}\\ \±\mathrm{\γ}& \±\mathrm{\α}& \±\mathrm{\β}\\ \±\mathrm{\β}& \±\mathrm{\γ}& \±\mathrm{\α}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}x\\ y\\ z\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_3\end{array}\right]---\left[1\right]$

其中，假设： $\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\\ r_3\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}H\·\left[\begin{array}{c}x\\ y\\ z\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_3\end{array}\right]---\left[2\right]$

参数说明：

r_i(i＝1，2，3)表示第i次信号接收到的信号；

h_i(i＝1，2，3)表示第i次信号接收时的信道参数，其通过导频信号得到；

n_i(i＝1，2，3)表示第i次接收时的噪声干扰；n_i(i＝1，2，3)为均值为0高斯噪声，且 $E\left\{{\left|n_i\right|}^2\right\}=\frac{N_0}{2}$ (i＝1，2，3)，其中，E{*}表示*的数学期望值，

代表噪声功率；

x、y、z为幅度为1的QPSK星座符亏，|x|＝|y|＝|z|＝1，x、y、z调制因子分别为α、β、γ；

表示定义；

$H=\left[\begin{array}{ccc}{h}_1& 0& 0\\ 0& h_2& 0\\ 0& 0& h_3\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}\±\mathrm{\α}& \±\mathrm{\β}& \±\mathrm{\γ}\\ \±\mathrm{\γ}& \±\mathrm{\α}& \±\mathrm{\β}\\ \±\mathrm{\β}& \±\mathrm{\γ}& \±\mathrm{\α}\end{array}\right]---\left[3\right]$

把[1]式看成虚拟多天线接收，采用以下方法进行信号均衡：ZF(Zero-Forcing，迫零)、L-MMSE(Linear Minimum Mean-Squared Error，最小均方误差)、ML(Maximum Likelihood，最大似然)、SIC(SuccessiveInterference Cancellation，串行干扰消除)、PIC(Parallel InterferenceCancellation，并行干扰消除)等。

现以迫零算法为例进行详细阐述，采用迫零算法后包含噪声干扰的信号可以表示为[4]式：

$\left[\begin{array}{c}\hat{x}\\ \hat{y}\\ \hat{z}\end{array}\right]=W\·\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\\ r_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}x\\ y\\ z\end{array}\right]+W\·\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_3\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left[\begin{array}{c}x\\ y\\ z\end{array}\right]+\left[\begin{array}{ccc}{w}_{11}& w_{12}& w_{13}\\ w_{21}& w_{22}& w_{23}\\ w_{31}& w_{32}& w_{33}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_3\end{array}\right]---\left[4\right]$

参数说明如下，其中：

$W={(H\′\·H)}^{-1}H\′\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left[\begin{array}{ccc}{w}_{11}& w_{12}& w_{13}\\ w_{21}& w_{22}& w_{23}\\ w_{31}& w_{32}& w_{33}\end{array}\right]---\left[5\right]$

H′表示H的共轭转置矩阵，(^*)^-1表示*的逆矩阵。

接收信号x、y、z的信噪比可以表示为：

在不影响分析结果，同时便于比较的条件下，计算时利用了α/β＝β/γ＝m的特点。以目前无线通信标准中经典的星座图为例，可以假定α＝4、β＝2、γ＝1、m＝2、N₀＝2，且假定噪声功率都为1。则[6]式表示为[7]式：

当选取适当的H矩阵，使上式[7]中的SINR最大时，接收机解调后的性能达到最优。经过仿真，选取图5所示的32种组合可以使三次重传与合并时的性能达到最大。

当然，该实施例中也可以按照L-MMSE进行均衡。与上述ZF均衡算法不同的是均衡因子W发生了改变，W＝[H′·H+αl₃]^-1H′。其他处理过程与ZF相同。

本发明的实施例二中，仍以SISO系统为例，在相邻两次传输使用ZF/L-MMSE等技术，第1次和第2次、以及第2次和第3次分别使用信道均衡技术，将两次均衡结果进一步使用信道均衡技术。能构成两次信道均衡的H组合如图6所示的32种组合。

现以32种组合中的组合1为例说明该实施方案。

第1次传输和第2次传输的接收信号表示如[8]式：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}{h}_1& h_1\\ -\mathrm{\γ}{h}_2& m{h}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}x\\ \mathrm{\βy}+\mathrm{\γz}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]---\left[8\right]$

令 $H_1=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}{h}_1& h_1\\ -\mathrm{\γ}{h}_2& m{h}_2\end{array}\right]$ ，经均衡后的包含噪声干扰的信号表示为[9]式和[10]式：

典型地，使用L-MMSE均衡算法时，表示为[9]式：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{r}}_1\\ {\hat{r}}_2\end{array}\right]={[H_1^{\′}{H}_1+\mathrm{\α}{l}_2]}^{-1}{H}_1^{\′}\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}x\\ \mathrm{\βy}+\mathrm{\γz}\end{array}\right]+f_{L-\mathrm{MMSE}}(n_1,n_2,\·\·\·)---\left[9\right]$

典型地，使用ZF均衡算法时，表示为[10]式：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{r}}_1\\ {\hat{r}}_2\end{array}\right]={\left[H_1^{\′}{H}_1\right]}^{-1}{H}_1^{\′}\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}x\\ \mathrm{\βy}+\mathrm{\γz}\end{array}\right]+f_{\mathrm{ZF}}(n_1,n_2,\·\·\·)---\left[10\right]$

第2次传输和第3次传输，接收信号可以表示为[11]式：

$\left[\begin{array}{c}{r}_3\\ r_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}{h}_2& h_2\\ -\mathrm{\γ}{h}_3& m{h}_3\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}y\\ \mathrm{-\γx}+\mathrm{\βz}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_2\\ n_3\end{array}\right]---\left[11\right]$

令 $H_2=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}{h}_2& h_2\\ -\mathrm{\γ}{h}_3& m{h}_3\end{array}\right]$ 经均衡后包含噪声的信号表示为如下：

典型地，使用L-MMSE均衡算法时，表示为[12]式：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{r}}_3\\ {\hat{r}}_4\end{array}\right]={[H_2^{\′}{H}_2+\mathrm{\α}{l}_2]}^{-1}{H}_2^{\′}\left[\begin{array}{c}{r}_3\\ r_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}y\\ -\mathrm{\γx}+\mathrm{\βz}\end{array}\right]+f_{L-\mathrm{MMSE}}(n_2,n_3,\·\·\·)---\left[12\right]$

典型地，使用ZF均衡算法时，表示为[13]式：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{r}}_3\\ {\hat{r}}_4\end{array}\right]={\left[H_2^{\′}{H}_2\right]}^{-1}{H}_2^{\′}\left[\begin{array}{c}{r}_3\\ r_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}y\\ -\mathrm{\γx}+\mathrm{\βz}\end{array}\right]+f_{\mathrm{ZF}}(n_2,n_3,\·\·\·)---\left[13\right]$

当三次传输完成时，将[9]式或[10]式与[12]式或[13]式结合使用均衡算法，结合前两次均衡的结果，表示如[14]式：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{r}}_1\\ {\hat{r}}_2\\ {\hat{r}}_3\\ {\hat{r}}_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& \mathrm{\β}& \mathrm{\γ}\\ 0& 1& 0\\ -\mathrm{\β}& 0& \mathrm{\γ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}x\\ y\\ z\end{array}\right]+f(n_1,n_2,n_3)---\left[14\right]$

通过二次合并，假设 $H_3=\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& \mathrm{\β}& \mathrm{\γ}\\ 0& 1& 0\\ -\mathrm{\β}& 0& \mathrm{\γ}\end{array}\right]$ ，使用均衡算法后表示为下式：

典型地，使用L-MMSE均衡算法时，表示为[15]式：

$\left[\begin{array}{c}\hat{x}\\ \hat{y}\\ \hat{z}\end{array}\right]={[H_3^{\′}{H}_3+\mathrm{\α}{l}_3]}^{-1}{H}_3^{\′}\left[\begin{array}{c}{\hat{r}}_1\\ {\hat{r}}_2\\ {\hat{r}}_3\\ {\hat{r}}_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}x\\ y\\ z\end{array}\right]+f_{L-\mathrm{MMSE}}({n_1,n}_2,n_3,\·\·\·)---\left[15\right]$

典型地，使用ZF均衡算法时，表示为[16]式：

$\left[\begin{array}{c}\hat{x}\\ \hat{y}\\ \hat{z}\end{array}\right]={\left[H_3^{\′}{H}_3\right]}^{-1}{H}_3^{\′}\left[\begin{array}{c}{\hat{r}}_1\\ {\hat{r}}_2\\ {\hat{r}}_3\\ {\hat{r}}_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}x\\ y\\ z\end{array}\right]+f_{\mathrm{ZF}}({n_1,n}_2,n_3,\·\·\·)---\left[16\right]$

参数说明如下，其中：

α＝σ²/P_s，σ²表示噪声方差，P_s表示发送信号功率；

f_ZFIL-MMSE(n₁，n₂，n₃，…)表示使用ZF/L-MMSE算法后关于n₁和n₂及其它相关参数的函数，相关参数例如信道响应参数等；

I_n表示n×n的单位矩阵，I₂表示2×2的单位矩阵，

将均衡后的结果，通过解调、解码等操作得到发送序列。

上述本发明的实施例一和实施例二中，收到对同一信息三次重传后，才能进行相关算法的处理。在本发明的实施例三中提供了一种在对同一信息两次重传后就可以求解接收信号的算法。该算法适用于表1的任意一种组合，但最优的是适用于图6中给出的相邻两次传输之间的组合。在本发明的实施例三中，对两次接收的信号使用均衡算法后，对其中一路符号使用16QAM进行解调，而对另外一路信号使用QPSK解调，之后合并两路统一进行解码。

假设两次传输的组合如表3所示。

表3 两次传输的组合形式

接收信号表示[17]式：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}{h}_1& h_1\\ -\mathrm{\γ}{h}_2& m{h}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}x\\ \mathrm{\βy}+\mathrm{\γz}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]---\left[17\right]$

其中：

r_i(i＝1，2)表示第i次信号接收到的信号；

h_i(i＝1，2)表示第i次信号接收时的信道相应参数，其可通过导频信号得到；

n_i(i＝1，2，3)表示第i次接收时的噪声干扰；n_i(i＝1，2，3)为均值为0高斯噪声，且 $E\left\{{\left|n_i\right|}^2\right\}=\frac{N_0}{2}$ (i＝1，2，3)，其中，E{*}表示*的数学期望值，

代表噪声功率；

令 $H_1=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}{h}_1& h_1\\ -\mathrm{\γ}{h}_2& m{h}_2\end{array}\right]$ ，经均衡后的包含噪声干扰的信号表示为[9]式和[10]式：

典型地，使用L-MMSE均衡算法时，表示为[18]式：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{r}}_1\\ {\hat{r}}_2\end{array}\right]={[H_1^{\′}{H}_1+\mathrm{\α}{l}_2]}^{-1}{H}_1^{\′}\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}x\\ \mathrm{\βy}+\mathrm{\γz}\end{array}\right]+f_{L-\mathrm{MMSE}}(n_1,n_2,\·\·\·)---\left[18\right]$

典型地，使用ZF均衡算法时，表示为[19]式：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{r}}_1\\ {\hat{r}}_2\end{array}\right]={\left[H_1^{\′}{H}_1\right]}^{-1}{H}_1^{\′}\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}x\\ \mathrm{\βy}+\mathrm{\γz}\end{array}\right]+f_{\mathrm{ZF}}(n_1,n_2,\·\·\·)---\left[19\right]$

然后对βy+γz按照16QAM映射方式进行解调，对x按照QPSK映射方式进行解调。之后合并两路进行解码。

上述实施例一至实施例三中，描述了SISO模式中的处理方法。以下介绍本发明在MIMO模式中实施时的具体实施例。

3G/4G移动通信系统中，为了增强系统性能，引入了多输入多输出MIMO技术，MIMO技术是一种空间分集技术，利用了一个信道的多个输入和多个输出，极大地提高了系统的频谱利用率和基站的覆盖范围。现以双发射双接收系统为例进行说明，参见图7所示，为发射单元和接收单元均为双天线的发射、接收示意图。当然，本发明的实施例不仅仅使用于双发双收的MIMO系统，同样适用于多发多收的MIMO系统。在双发双收的MIMO系统中，假设某时刻，在MAC层加入CRC校验码的数据经FEC编码之后，在天线#1和天线#2欲发射信息比特分别为a₀a₁a₂a₃a₄a₅和b₀b₁b₂b₃b₄b₅，其中a₀a₁和b₀b₁分别映射到QPSK星座点调制符号x₁和x₂，a₂a₃和b₂b₃分别映射到QPSK星座点调制符号y₁和y₂上，a₄a₅和b₄b₅分别映射到QPSK星座点调制符号z₁和z₂上；x₁、y₁、z₁的调制因子分别为α、β、γ，叠加成为64QAM星座点调制符号在天线#1发射，x₂、y₂、z₂的调制因子分别为α、β、γ，也可以不同，叠加成为64QAM星座点调制符号在天线#2发射，当然也可以x₁、y₁、z₁在天线#2发射，x₂、y₂、z₂在天线#1发射。在天线#1和天线#2上分别发射的一组数据可以按照各自的星座映射方式进行调制。

如果对同一信息发送三次，那么两个天线上使用图5或图6中组合，可以使用同一组合也可以使用不同的组合，但对于某个实施例而言两个天线只能选择使用图5或图6。例如，天线#1使用图5组合1，天线#2使用图5组合32，但不能出现天线#1使用图5组合1，天线#2使用图6组合32。更进一步地，在传输过程中还可以选择这些组合的共轭处理，以使性能达到最优。

下面对两发两收MIMO系统中信道均衡接收机能实现符号级合并的接收原理进行介绍。优选地，采用的信道均衡接收机为LMMSE或ZF接收机。在MIMO系统中接收端采用信道均衡技术时可以采用以下三种处理方法，下面对实现原理分别进行介绍。

本发明的实施例四与上述SISO模式下的实施例一相对应，是上述实施例一的扩展模式。

为了详细阐述本实施例，以图5中组合1和组合32为例进行说明，其中图5中三次传输的组合顺序可以颠倒。例如，第1次传输的组合和第3次传输的组合可以调换，调换顺序有多种，不一一列举，又如同一个符号在每次传输中可以在不同的天线上进行轮转，等等。

三次传输的信号表示形式如下表4所示。

表4 三次传输的信号表示形式

在2发2收或者2发N收(N>＝2)的多天线处理情况下，在每次传输时采用现有的MIMO处理方法(如多天线处理时的L-MMSE/ZF/PIC/SIC等)得到传输信号的估值，经过3次传输后地解析后的信号采用SISO时类似的处理即可。如我们令s₁为x₁、y₁和z₁组合，s₂为x₂、y₂和z₂组合。以s₁为例，经过3次传输分别解调解码后得到的估值可以表示成如下形式，其中滚示成第i次传输。

$\left[\begin{array}{c}{s}_1^1\\ s_1^2\\ s_1^3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}-\mathrm{\α}& -\mathrm{\β}& -\mathrm{\γ}\\ -\mathrm{\γ}& \mathrm{\α}& -\mathrm{\β}\\ -\mathrm{\β}& \mathrm{\γ}& \mathrm{\α}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ y_1\\ z_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{f}_1\left(n\right)\\ f_2\left(n\right)\\ f_3\left(n\right)\end{array}\right]=H\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ y_1\\ z_1\end{array}\right]+f\left(n\right)---\left[20\right]$

其中f_i(n)表示第i传输时残留的噪声和干扰。

对上式采用L-MMSE、ZF算法可以得到x₁、y₁和z₁估值。同样的，x₂、y₂和z₂也可以采用相同的方式得到。

另一方面，也可以采用联合处理的方式来获得x₁、y₁和z₁以及x₂、y₂和z₂，如下式所示：

$\left[\begin{array}{c}{r}_{11}\\ r_{21}\\ r_{12}\\ r_{22}\\ r_{13}\\ r_{23}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccccc}-\mathrm{\α}{h}_{11}^{\left(1\right)}& -\mathrm{\β}{h}_{11}^{\left(1\right)}& -\mathrm{\γ}{h}_{11}^{\left(1\right)}& \mathrm{\α}{h}_{21}^{\left(1\right)}& \mathrm{\β}{h}_{21}^{\left(1\right)}& \mathrm{\γ}{h}_{21}^{\left(1\right)}\\ -\mathrm{\α}{h}_{12}^{\left(1\right)}& -\mathrm{\β}{h}_{12}^{\left(1\right)}& -\mathrm{\γ}{h}_{12}^{\left(1\right)}& \mathrm{\α}{h}_{22}^{\left(1\right)}& \mathrm{\β}{h}_{22}^{\left(1\right)}& \mathrm{\γ}{h}_{22}^{\left(1\right)}\\ -\mathrm{\γ}{h}_{11}^{\left(2\right)}& \mathrm{\α}{h}_{11}^{\left(2\right)}& -\mathrm{\β}{h}_{11}^{\left(2\right)}& \mathrm{\γ}{h}_{21}^{\left(2\right)}& -\mathrm{\α}{h}_{21}^{\left(2\right)}& \mathrm{\β}{h}_{21}^{\left(2\right)}\\ -\mathrm{\γ}{h}_{12}^{\left(2\right)}& \mathrm{\α}{h}_{12}^{\left(2\right)}& -\mathrm{\β}{h}_{12}^{\left(2\right)}& \mathrm{\γ}{h}_{22}^{\left(2\right)}& -\mathrm{\α}{h}_{22}^{\left(2\right)}& \mathrm{\β}{h}_{22}^{\left(2\right)}\\ -\mathrm{\β}{h}_{11}^{\left(3\right)}& \mathrm{\γ}{h}_{11}^{\left(3\right)}& \mathrm{\α}{h}_{11}^{\left(3\right)}& \mathrm{\β}{h}_{21}^{\left(3\right)}& -\mathrm{\γ}{h}_{21}^{\left(3\right)}& -\mathrm{\α}{h}_{21}^{\left(3\right)}\\ -\mathrm{\β}{h}_{12}^{\left(3\right)}& \mathrm{\γ}{h}_{12}^{\left(3\right)}& \mathrm{\α}{h}_{12}^{\left(3\right)}& \mathrm{\β}{h}_{22}^{\left(3\right)}& -\mathrm{\γ}{h}_{22}^{\left(3\right)}& -{\mathrm{\αh}}_{22}^{\left(3\right)}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ y_1\\ z_1\\ x_2\\ y_2\\ z_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_3\\ n_4\\ n_5\\ n_6\end{array}\right]=H\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ y_1\\ z_1\\ x_2\\ y_2\\ z_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_3\\ n_4\\ n_5\\ n_6\end{array}\right]---\left[21\right]$

其中表示第i根天线到第j根天线在第k个传输时刻的信道响应。

r_ij表示第i根接收天线在第k个时刻接收到的信号。

对上式采用ZF/L-MMSE/SIC/PIC等接收机进行估计即可得到所需要的信号。

本发明中的实施例五中，两次传输的信号表示形式如下表5所示。

表5 两次传输的信号表示形式

采用图6中的组合，对前后2次传输的信号进行合并处理。不失一般性，选择了图6中的组合1和组合10进行处理，实际过程中可以选择图6中相同或者不同的各种组合进行优化处理。

同实施例四中一样，也有两种不同的处理方法。第一种方法是在每次接收信号时采用现有的MIMO处理方法得到传输信号的估值，经过2次传输后地解析后的信号采用SISO时类似的处理即可

如对x₁，y₁和z₁经过2次传输后得到的信号可以表示为：

$\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}{h}_1& h_1\\ -\mathrm{\γ}{h}_2& \mathrm{\α}/\mathrm{\β}*h_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ \mathrm{\β}{y}_1+\mathrm{\γ}{z}_1\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}f\left(n_1\right)\\ f\left(n_2\right)\end{array}\right]=H\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ \mathrm{\β}{y}_1+\mathrm{\γ}{z}_1\end{array}\right]+f\left(n\right)---\left[22\right]$

对上式采用L-MMSE/ZF/PIC/SIC等处理方法获得对x₁和βy₁+γz₁的估值，再采用QPSK和16QAM的映射方式相应处理即可以。x₂和-βy₂+γz₂也采用相类似的处理方式。

同样也可以采用实施例四中的第2种方法，如下所示

$\left[\begin{array}{c}{r}_{11}\\ r_{21}\\ r_{12}\\ r_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}\mathrm{\α}{h}_{11}^{\left(1\right)}& h_{11}^{\left(1\right)}& \mathrm{\α}{h}_{21}^{\left(1\right)}& h_{21}^{\left(1\right)}\\ \mathrm{\α}{h}_{12}^{\left(1\right)}& h_{12}^{\left(1\right)}& \mathrm{\α}{h}_{22}^{\left(1\right)}& h_{22}^{\left(1\right)}\\ -\mathrm{\γ}{h}_{21}^{\left(2\right)}& m*h_{21}^{\left(2\right)}& -\mathrm{\γ}{h}_{11}^{\left(2\right)}& m*h_{11}^{\left(2\right)}\\ -\mathrm{\γ}{h}_{22}^{\left(2\right)}& m*h_{22}^{\left(2\right)}& -\mathrm{\γ}{h}_{12}^{\left(2\right)}& m*h_{12}^{\left(2\right)}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ \mathrm{\β}{y}_1+\mathrm{\γ}{z}_1\\ x_2\\ -\mathrm{\β}{y}_2+\mathrm{\γ}{z}_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_2\\ n_3\end{array}\right]=H\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ \mathrm{\β}{y}_1+\mathrm{\γ}{z}_1\\ x_2\\ -\mathrm{\β}{y}_2+\mathrm{\γ}{z}_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_2\\ n_3\end{array}\right]---\left[23\right]$

同样的，对上式进行L-MMSE/ZF/PIC/SIC等处理后，采用QPSK和16QAM的映射方式进行相应的处理。

需要说明的是，该实施例特别适用于对前后两次传输进行处理的情况。

本发明中的实施例六中，两次传输的信号表示形式如下表6所示。

表6 两次传输的信号表示形式

本发明中的实施例六对实施例五进行了进一步优化，在重传的信号中引入了共轭处理，进一步优化性能，特别是针对重传是在相邻的2个时刻或者相邻的2个频点(子载波)上时。不失一般性，选择了图6中的组合1和组合10进行处理，实际过程中可以选择图6中相同或者不同的各种组合进行优化处理。

同实施例四中一样，也有两种不同的处理方法。第一种方法是在每次接收信号时采用现有的MIMO处理方法(如L-MMSE/ZF/SIC/PIC等)得到传输信号的估值，经过2次传输后地解析后的信号采用SISO时类似的处理即可。

如对x₁，y₁和z₁经过2次传输后得到的信号可以表示为：

$\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}{h}_1& h_1\\ -\mathrm{\γ}{h}_2& m*h_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ \mathrm{\β}{y}_1+\mathrm{\γ}{z}_1\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}f\left(n_1\right)\\ f\left(n_2\right)\end{array}\right]=H\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ \mathrm{\β}{y}_1+\mathrm{\γ}{z}_1\end{array}\right]+f\left(n\right)---\left[24\right]$

对上式采用L-MMSE/ZF/PIC/SIC等处理方法获得对x₁和βy₁+γz₁的估值，再采用QPSK和16QAM的映射方式相应处理即可以。x₂和βy₂+γz₂也采用相类似的处理方式。

同样也可以采用实施例四中的第2种方法，如下所示

$\left[\begin{array}{c}{r}_{11}\\ r_{21}\\ {r_{12}}^{*}\\ {r_{22}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}\mathrm{\α}{h}_{11}^{\left(1\right)}& h_{11}^{\left(1\right)}& \mathrm{\α}{h}_{21}^{\left(1\right)}& h_{21}^{\left(1\right)}\\ \mathrm{\α}{h}_{12}^{\left(1\right)}& h_{12}^{\left(1\right)}& \mathrm{\α}{h}_{22}^{\left(1\right)}& h_{22}^{\left(1\right)}\\ -\mathrm{\γ}{h}_{21}^{\left(2\right)*}& m*h_{21}^{\left(2\right)*}& -\mathrm{\γ}{h}_{11}^{\left(2\right)*}& m*h_{11}^{\left(2\right)*}\\ -\mathrm{\γ}{h}_{22}^{\left(2\right)*}& m*h_{22}^{\left(2\right)*}& -\mathrm{\γ}{h}_{12}^{\left(2\right)*}& m*h_{12}^{\left(2\right)*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ \mathrm{\β}{y}_1+\mathrm{\γ}{z}_1\\ x_2\\ -\mathrm{\β}{y}_2+\mathrm{\γ}{z}_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ {n_2}^{*}\\ {n_3}^{*}\end{array}\right]=H\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ \mathrm{\β}{y}_1+\mathrm{\γ}{z}_1\\ x_2\\ -\mathrm{\β}{y}_2+\mathrm{\γ}{z}_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ {n_2}^{*}\\ {n_3}^{*}\end{array}\right]---\left[25\right]$

同样的，对上式进行L-MMSE/ZF/PIC/SIC等处理后，采用QPSK和16QAM的处理方式进行相应的估值和处理。

需要说明的是，该实施例适用于对前后两次传输进行处理的情况。

本发明的实施例七中，还提供了一种对上述所有实施例进行进一步优化的方法，具体地就是在上述实施例中引入可变或非可变的预编码矩阵。

具体的，本实施例提供的方法可以在对同一信息仅两次传输后求解出接收信号。该算法适用于表1的任意一种组合中的两次传输，其中前后两次传输的顺序可以互换。

为了详细阐述本实施例，仍以两个发射天线均是用图6中组合1前两次传输为例进行说明。所不同的是在发射端加入了预编码矩阵，使得发射端和接收端处理更加灵活。

如果采用组合1和组合10，两个天线接收到的信号可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{r}_{11}=h_{11}^1(\mathrm{\α}{x}_1+\mathrm{\β}{y}_1+\mathrm{\γ}{z}_1)+h_{21}^1(\mathrm{\α}{x}_2+\mathrm{\β}{y}_2+\mathrm{\γ}{z}_2)+n_1^1\\ r_{21}=h_{12}^1(\mathrm{\α}{x}_1+\mathrm{\β}{y}_1+\mathrm{\γ}{z}_1)+h_{22}^1(\mathrm{\α}{x}_2+\mathrm{\β}{y}_2+\mathrm{\γ}{z}_2)+n_2^1\\ r_{12}=h_{11}^2({-\mathrm{\γx}}_1+{\mathrm{\αy}}_1+{\mathrm{\βz}}_1)+h_{21}^2({-\mathrm{\γx}}_2+\mathrm{\α}{y}_2+\mathrm{\β}{z}_2)+n_1^2\\ r_{21}=h_{12}^2({-\mathrm{\γx}}_1+{\mathrm{\αy}}_1+{\mathrm{\βz}}_1)+h_{22}^2({-\mathrm{\γx}}_2+\mathrm{\α}{y}_2+\mathrm{\β}{z}_2)+n_2^2\end{array}\right.---\left[26\right]$

表示为：

$\left[\begin{array}{c}{r}_{11}\\ r_{21}\\ r_{12}\\ r_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}\mathrm{\α}{h}_{11}^1& \mathrm{\α}{h}_{21}^1& h_{11}^1& h_{21}^1\\ \mathrm{\α}{h}_{12}^1& \mathrm{\α}{h}_{22}^1& h_{12}^1& h_{22}^1\\ -\mathrm{\γ}{h}_{11}^1& -\mathrm{\γ}{h}_{21}^1& m{h}_{11}^1& m{h}_{21}^1\\ -\mathrm{\γ}{h}_{12}^1& -\mathrm{\γ}{h}_{22}^1& m{h}_{12}^1& m{h}_{22}^1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ \mathrm{\β}{y}_1+\mathrm{\γ}{z}_1\\ -\mathrm{\β}{y}_2+\mathrm{\γ}{z}_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^1\\ n_2^1\\ n_1^2\\ n_2^2\end{array}\right]---\left[27\right]$

为了增加发送信号的灵活性，在发射端加入预编码矩阵C₁和C₂(C₁和C₂也可以不使用或为单位矩阵)，接收端表示为：

$\left[\begin{array}{c}{r}_{11}\\ r_{21}\\ r_{12}\\ r_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}\·\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^1& h_{21}^1\\ h_{12}^1& \mathrm{\α}{h}_{22}^1\end{array}\right]& \left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^1& h_{21}^1\\ h_{12}^1& \mathrm{\α}{h}_{22}^1\end{array}\right]\·C_1\\ -\mathrm{\γ}\·\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^1& h_{21}^1\\ h_{12}^1& \mathrm{\α}{h}_{22}^1\end{array}\right]& m\·\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^1& h_{21}^1\\ h_{12}^1& \mathrm{\α}{h}_{22}^1\end{array}\right]\·C_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ \mathrm{\β}{y}_1+\mathrm{\γ}{z}_1\\ \mathrm{\β}{y}_2+\mathrm{\γ}{z}_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^1\\ n_2^1\\ n_1^2\\ n_2^2\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{H}_1\·\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ \mathrm{\β}{y}_1+\mathrm{\γ}{z}_1\\ \mathrm{\β}{y}_2+\mathrm{\γ}{z}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{n}_1^1\\ n_2^1\\ n_1^2\\ n_2^2\end{array}\right]---\left[28\right]$

需要说明的是，加入预编码矩阵C₁和C₂可以相同或不同，也可以随着数据传输而进行变化，以达到性能的最佳。例如，预编码矩阵C_i(i＝1，2)＝U×V，其中U为酋矩阵，V为对角矩阵 $\left[\begin{array}{cc}{e}^{-j{\mathrm{\θ}}_1}& 0\\ 0& e^{-j{\mathrm{\θ}}_2}\end{array}\right]$ ，其中θ_i(i＝1，2)为角度偏移量。

经均衡后的信号表示为：

典型地，使用L-MMSE和ZF均衡算法。如果使用L-MMSE均衡算法，均衡因子矩阵W₁表示为： $W_1={[H_1^{\′}{H}_1+\mathrm{\α}{I}_4]}^{-1}{H}_1^{\′}$ 。其中，α＝σ²/P_s，σ²表示噪声方差，P_s表示发送信号功率；如果使用ZF均衡算法，均衡因子矩阵W₁表示为： $W_1={\left[H_1^{\′}{H}_1\right]}^{-1}{H}_1^{\′}.$

然后，对x₁、x₂使用QPSK解调，βy₁+γz₁、βy₂+γz₂使用16QAM解调。之后解码。

在上述实施例七中的方法，不仅适应于本发明中强调的64QAM调制方案，也适用于其它的高阶调制方案，如16QAM、8PSK等。如以16QAM为例，也可以采用上述的方案进行发射分集和接收。

如一个16QAM的符号可以分解成2个QPSK符号的组合：z＝αx+βy，所有的组合方式如表7所示，以z＝±α^＊x^＊±β^＊y^＊为例，包括α和β分别取正或取负、x和y分别取共轭或不共轭等各种组合。在多个分集上进行传输时通过对调制符号和因子进行相应的加、减、共轭、置换等处理，以达到合并接收时性能的最优。

表7 两个符号的所有组合方式

 

	传输符号
		第1分集支路	z＝±α＊x＊±β＊y＊
第2分集支路	z＝±β＊x＊±α＊y＊

同样的，上面各种针对64QAM的实施例也可以用于16QAM。如在两个分集重传时，下列几种组合可以达到最优(只考虑了加、减、共轭、置换的情况)：

表8 两个分集重传时的最优组合

 

	组合1	组合2	组合3	组合4
					分集1	z＝αx+βy	z＝αx+βy	z＝αx+βy	z＝αx+βy
分集2	z＝-βx+αy	z＝βx-αy	z＝-βx＊+αy＊	z＝βx＊-αy＊
						组合5	组合6
分集1	z＝αx+βy	z＝αx+βy
					分集2	z＝-β＊x+α＊y	z＝β＊x-α＊y

同样的，分集发送的思想可以用于多天线传输的情况，如两次发送时可以采用如下表9所示的方式进行传输：

表9 两次传输的信号表示形式

同样的，上述实施例七中引入预编码矩阵的思想也可以用在16QAM的传输中，其中第1次发送的信号为 $\left[\begin{array}{c}\mathrm{\α}{x}_1\\ \mathrm{\α}{x}_2\end{array}\right]+C_1\left[\begin{array}{c}\mathrm{\β}{y}_1\\ \mathrm{\β}{y}_2\end{array}\right]$ ，第2次发送的信号为 $-\mathrm{\β}\left[\begin{array}{c}{x}_2^{*}\\ x_1^{*}\end{array}\right]+\mathrm{\α}{C}_2\left[\begin{array}{c}{y}_2^{*}\\ y_1^{*}\end{array}\right]$ ，接收信号可以表示为：

$\left[\begin{array}{c}{r}_{11}\\ r_{21}\\ r_{12}^{*}\\ r_{22}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}\·\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^1& h_{21}^1\\ h_{12}^1& \mathrm{\α}{h}_{22}^1\end{array}\right]& \mathrm{\β}\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^1& h_{21}^1\\ h_{12}^1& \mathrm{\α}{h}_{22}^1\end{array}\right]\·C_1\\ -\mathrm{\β}\·\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^1& h_{21}^1\\ h_{12}^1& \mathrm{\α}{h}_{22}^1\end{array}\right]& \mathrm{\α}\·\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^1& h_{21}^1\\ h_{12}^1& \mathrm{\α}{h}_{22}^1\end{array}\right]\·C_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ y_1\\ y_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{n}_1^1\\ n_2^1\\ n_1^{2*}\\ n_2^{2*}\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{H}_1\·\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ y_1\\ y_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{n}_1^1\\ n_2^1\\ n_1^{2*}\\ n_2^{2*}\end{array}\right]---\left[30\right]$

需要说明的是，加入预编码矩阵C₁和C₂可以相同或不同，也可以随着数据传输而进行变化，以达到性能的最佳。例如，预编码矩阵C_i(i＝1，2)＝U×V，其中U为酋矩阵，V为对角矩阵 $\left[\begin{array}{cc}{e}^{-j{\mathrm{\θ}}_1}& 0\\ 0& e^{-j{\mathrm{\θ}}_2}\end{array}\right]$ ，其中θ_i(i＝1，2)为角度偏移量。

通过使用本发明的实施例提供的上述方法，通过在至少两个发射分集上对一组数据分别进行调制时，对该组数据中同一信息比特或符号采用不同的调制方式，在使合并后各信息比特的解码可靠性达到平均的前提下，通过将接收到的至少两个发射分集支路上的数据符号通过信道均衡后进行解调和解码，对数据实现了符号级的接收合并，有效地改善了系统性能，减少了误帧率和误比特率，提高了系统的信道容量和频谱利用率。

本发明实施例还提供了一种接收合并系统，如图8所示，该系统包括发射设备10和接收设备20，其中：

发射设备10，用于至少向接收设备20两次发射对一组数据进行调制后得到的数据符号。其中，根据优化星座重组策略，发射设备10对一组数据进行至少两次发射时，对该组数据中同一信息比特分配的调制因子不同。

该发射设备10进一步包括：

编码单元11：用于对一组数据进行编码操作得到信息比特；

调制单元12：用于将编码单元11输出的信息比特调制为数据符号，根据优化星座重组策略，对一组数据进行至少两次发射时，对该组数据中同一信息比特分配的调制因子不同；

发射单元13：用于发射调制单元2012输出的数据符号。

本发明实施例提供的一种接收设备20，包括：

接收单元21：用于接收数据符号；

缓存单元22：用于将接收单元21接收到的数据符号进行缓存；

信道均衡单元23：用于将缓存单元22缓存的数据符号通过信道均衡操作进行数据合并，得到均衡后的数据符号；

解调单元24：用于对信道均衡单元23输出的均衡后的数据符号进行解调操作得到对数似然信息；

解码单元25：用于对解调单元24输出的对数似然信息进行解码操作获得合并后的接收数据。

接收单元21、缓存单元22、信道均衡单元23、解调单元24和解码单元2025通过功能组合，实现了对发射设备发送的数据的接收合并处理，具体实现了以下处理功能：(1)接收并缓存的为发射端对一组数据进行的多于三次发射的数据符号时，对所述多于三次接收的数据符号结合进行信道均衡后，通过解调和解码获得合并后的接收数据；(2)接收并缓存的为发射端对一组数据进行的多于三次发射的数据符号时，对相邻两次接收的数据符号结合进行信道均衡后，对各两次均衡后的结果进一步进行信道均衡，再通过解调和解码获得合并后的接收数据；(3)接收并缓存的为发射端对一组数据进行的两次发射的数据符号时，对所述两次接收的数据符号结合进行信道均衡后，对所述两次均衡后的数据符号分别使用不同的解调方法进行解调，并对所述解调后的数据符号进行统一解码，获得合并后的接收数据。

接收设备20还包括：

校验单元26，用于对解码单元25输出的接收数据进行校验，如果校验出数据接收正确，则清除缓存的数据符号，并指示发射下一组数据；如果校验出数据接收错误，则指示重新发射该组数据。此单元为可选，对于发送设备10按照事先约定直接发起重传的情况，接收设备20可以不需要此单元。

通过使用本发明的实施例提供的上述系统和设备，通过在至少两个发射分集上对一组数据分别进行调制时，对该组数据中同一信息比特分配的调制因子不同，使合并后各信息比特的解码可靠性达到均衡，通过将接收到的至少两个发射分集支路上的数据符号通过信道均衡后进行解调和解码，对数据实现了符号级的接收合并，有效地改善了系统性能，减少了误帧率和误比特率，提高了系统的信道容量和频谱利用率。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台设备执行本发明各个实施例所述的方法。

以上公开的仅为本发明的几个具体实施例，但是，本发明并非局限于此，如本发明中的举例均以时间上的分集为例，本发明中已经提及和未提及的各种分集发射方式都包含中本发明的保护内容中。任何本领域的技术人员能思之的变化都应落入本发明的保护范围。

Claims (18)

1、一种接收合并方法，其特征在于，包括以下步骤：

接收并缓存发射端对一组数据进行的至少两次发射的数据符号，所述数据符号由所述发射端对所述数据进行调制后获得；

将所述接收的数据符号结合进行信道均衡后，通过解调和解码获得合并后的接收数据。

2、如权利要求1所述接收合并的方法，其特征在于，所述对一组数据进行至少两次发射时，所述发射端对所述组数据中同一信息比特或者调制符号进行调制时，符合预定的调制模式。

3、如权利要求1所述接收合并的方法，其特征在于，所述数据符号由所述发射端对所述数据进行调制后获得具体为：

所述数据符号由所述发射端在至少两个发射分集支路上对所述组数据分别进行调制后获得；在至少两个发射分集上对一组数据分别进行调制时，对所述组数据中同一信息比特或符号采用的调制方式符合预定的调制模式。

4、如权利要求2或3所述接收合并的方法，其特征在于，所述预定的调制模式包括对信息比特、符号或调制因子进行加、减、乘、除、置换、共轭处理中的一种或多种。

5、如权利要求2或3所述接收合并的方法，其特征在于，所述发射端在至少两个发射分集支路上对所述组数据分别进行调制具体为：

根据调制阶数确定在至少两个发射分集支路上对一组数据中同一信息比特或符号分别进行调制时所采用的调制模式；

根据确定的调制模式对所述一组数据在发射分集支路上分别进行调制。

6、如权利要求1所述基于接收合并的方法，其特征在于，所述通过解调和解码获得合并后的接收数据后，还包括：

对所述接收数据进行校验，如果检验出数据接收正确，则清除缓存的所述数据符号，并指示发射下一组数据；如果校验出数据接收错误，则指示所述发射端重新发射所述组数据，直至校验出数据接收正确或者达到配置的最大重新发射次数。

7、如权利要求1所述接收合并的方法，其特征在于，当所述接收并缓存的为发射端对一组数据进行的多于三次发射的数据符号时，则所述将接收的数据符号结合进行信道均衡后，通过解调和解码获得合并后的接收数据具体为：

对相邻两次接收的数据符号结合进行信道均衡后，对各两次信道均衡后的结果进一步进行信号处理，再通过解调和解码获得合并后的接收数据。

8、如权利要求1所述接收合并的方法，其特征在于，当所述接收并缓存的为发射端对一组数据进行的两次发射的数据符号时，则所述将接收的数据符号结合进行信道均衡后，通过解调和解码获得合并后的接收数据具体为：

对所述两次接收的数据符号结合进行信道均衡后，对所述两次信道均衡后的数据符号分别使用不同的解调方法进行解调，并对所述解调后的数据符号进行统一解码，获得合并后的接收数据。

9、如权利要求8所述接收合并的方法，其特征在于，所述发射端在对一组数据进行的两次发射的数据符号中加入特定的预编码矩阵，所述预编码矩阵为固定矩阵或变化矩阵。

10、如权利要求7至9中任一项所述接收合并的方法，其特征在于，所述接收并缓存发射端对一组数据进行的至少两次发射的数据符号具体为：

所述发射端通过一个发射集、或多个发射分集支路至少两次发射的数据符号。

11、如权利要求1至9中任一项所述接收合并的方法，其特征在于，所述发射端对数据进行的调制为256QAM、128QAM、64QAM调制、16QAM调制、或8PSK高阶调制方式。

12、一种接收设备，用于实现数据的接收合并，其特征在于，包括：

接收单元，用于接收并缓存发射端对一组数据进行的至少两次发射的数据符号，所述数据符号由所述发射端对所述数据进行调制后获得；

处理单元，用于将所述接收单元接收的数据符号结合进行信道均衡后，通过解调和解码获得合并后的接收数据。

13、如权利要求12所述接收设备，其特征在于，还包括：

校验单元，用于对所述接收单元接收的数据进行校验，如果检验出数据接收正确，则清除缓存的所述数据符号，并指示发射下一组数据；如果校验出数据接收错误，则指示所述发射端重新发射所述组数据，直至校验出数据接收正确或者达到配置的最大重新发射次数。

14、如权利要求12所述接收设备，其特征在于，所述处理单元具体包括：

第一处理子单元，用于接收并缓存的为发射端对一组数据进行的多于三次发射的数据符号时，对相邻两次接收的数据符号结合进行信道均衡后，对各两次信道均衡后的结果进一步进行信道均衡，再通过解调和解码获得合并后的接收数据；和/或

第二处理子单元，用于接收并缓存的为发射端对一组数据进行的两次发射的数据符号时，对所述两次接收的数据符号结合进行信道均衡后，对所述两次信道均衡后的数据符号分别使用不同的解调方法进行解调，并对所述解调后的数据符号进行统一解码，获得合并后的接收数据。

15、如权利要求12或14所述接收设备，其特征在于，所述处理单元的功能由所述接收设备上的信道均衡功能、缓存功能、解调功能以及解码功能中的一种或多种组合完成。

16、一种发射设备，用于实现数据的接收合并，其特征在于，包括：

编码单元，用于对一组数据进行编码操作得到信息比特；

调制单元，用于将所述编码单元得到的信息比特调制为数据符号，对一组数据进行至少两次发射时，对所述组数据中同一信息比特分配的调制因子不同；

发射单元，用于发射所述调制单元输出的所述数据符号。

17、如权利要求16所述的发射设备，其特征在于，所述调制单元还用于在至少两个发射分集支路上对编码单元输出的所述信息比特分别进行调制，并得到数据符号；所述在至少两个发射分集上对一组数据分别进行调制时，对所述组数据中同一信息比特分配的调制因子不同。

18、一种接收合并系统，其特征在于，包括：

发射设备，用于至少两次发射对一组数据进行调制后得到的数据符号；

接收设备，用于接收并缓存所述发射设备发射的所述数据符号，将所述接收的数据符号经过信道均衡后进行解调和解码获得合并后的接收数据。

Images