CN101552636A - 光调制器及其控制方法和装置 - Google Patents

Abstract

光调制器及其控制方法和装置。光调制器在光分路部中将输入光分路为(2×N)束光，之后在(2×N)个相位调制部中对各分路光进行相位调制，并且在光合成部中对相位调制光进行合成并生成4^N值正交振幅调制(QAM)信号光。此时，由光相位调节部对各相位调制光的光相位的相对差进行可变调节。而且，由光功率调节部对相位调制光的功率比进行可变调节。结果，可以输出信号质量良好的4^NQAM信号光。

Description

光调制器及其控制方法和装置

技术领域

本发明涉及光通信领域中的调制技术，并且特别涉及通过利用正交振幅调制(QAM：Quadrature Amplitude Modulation)法来对光进行调制的光调制器、该光调制器的控制方法及控制装置、和光发射机和光传输系统。

背景技术

本申请基于并要求2008年3月31日提交的日本专利申请第2008-092463号的优先权，以引证的方式将其全部内容并入本文中。

近来，为了以高密度对每秒40千兆比特(Gbps)和100Gbps的高速信号光进行波长复用传输，已经对具有高光谱密度的光调制系统进行了积极的研究。此外，由于已经对相干接收技术进行了积极的研究并取得了进展，对应用了16QAM系统的接收机的实现变得现实，并且已经对其进行了研究，其中，该16QAM系统是使用比迄今为止已经进入实际应用的差分四相相移键控(DQPSK：differential quadrature phase shiftkeying)系统更多级的多级调制系统。

在这样的背景下，最近提出了一种构造来作为根据16QAM系统的光调制器的一种形式，在该构造中，两个QPSK调制器并联连接并且复用由各QPSK调制器所调制的信号光，使得该信号光的功率比成为4∶1(例如，参见T.Sakamoto，A.Chiba and T.Kawanishi，“50-Gb/s 16QAM by aquad-parallel Mach-Zehnder modulator”，ECOC 2007，PD2.8)。

顺便地，关于上述根据16QAM系统的光调制器的构造，由于QPSK调制器的个体差异、DC漂移、波长依赖性、温度依赖性和经年劣化等，在复用从两个QPSK调制器输出的光时，相位差可能偏离理想值n×90°(n为整数)。此外，由于QPSK调制器的个体差异、波长依赖性、温度依赖性和经年劣化等，由各QPSK调制器调制的成分占据输出光的功率比可能偏离理想值4∶1。

具体地，图25是示意性地示出了如下状况的图，即：16QAM信号光的星座图(在直角坐标系中表示各符号(symbol)的相位差和幅值之间的关系，其中在水平轴上绘制的是同相成分I，在垂直轴上绘制的是正交成分Q)由于各QPSK调制器的输出光中的相位差的偏差而发生变化。当相位差处于各符号之间的距离相等的理想状态时(n×90°)，16QAM信号光的各符号(图中的黑点)如图25的上部所示出的那样布置。另一方面，当相位差偏离了理想状态时，如图25的下部所示，各符号的布置绕第一象限至第四象限的各象限中的四个符号的中心点旋转。实际上，也会出现绕直角坐标系的原点的旋转。然而关于这点，通过旋转坐标系自身并对其重新定义，能够在不妨害共性的情况下充分地表示星座图状态。因此，在这里不考虑绕原点旋转的情况。

此外，图26是示意性地示出了如下状况的图，即：由于由各QPSK调制器调制的成分占输出光的功率比的偏移，从而16QAM信号光的星座图发生变化。当功率比处于理想状态时(4∶1)，16QAM信号光的各符号如图26的上部所示出的那样布置，即各符号之间的距离相等。另一方面，当功率比大于4∶1时，如图26的中部所示出的那样，第一象限至第四象限中的四个符号之间的间隔变窄。此外，当功率比小于4∶1时，如图26的下部所示出的那样，第一象限至第四象限中的四个符号之间的间隔变宽。

当由于如上所述各QPSK调制器的输出光的相位差或者功率比偏离了理想状态而在16QAM信号光的符号布置中出现变化时，各符号之间的距离不相等。因此，与16QAM系统兼容的接收机可能不正确地工作，并且设想到受噪声光的影响在接收机中易于出现错误。

然而，还没有提出一种用于监视在根据如上所述的16QAM系统的光调制器中复用的相位调制光之间的功率比的偏差和相位差的偏差的技术。此外，还没有提出一种指导如何调整偏差以将调制器稳定在理想状态下的具体技术。

发明内容

本发明是着眼于上述提到的几点而提出的，其目的是提供能够输出具有良好信号质量的多级正交振幅调制(QAM)信号光的光调制器。此外，另一个目的是提供用于稳定地操作光调制器的控制方法和控制装置。又一个目的是提供能够通过利用光调制器来实现多级QAM信号光的高速传输的光发射机和光传输系统。

根据本发明的一个方面，提供一种针对输入光进行正交振幅调制并输出正交振幅调制光的光调制器。所述光调制器的一种形式包括：光分路部，其将输入光分路为(2×N)束光(其中N是等于或大于2的整数)；(2×N)个相位调制部，其分别调制由所述光分路部分路后的各束光的相位；光合成部，其对从各相位调制部输出的相位调制光进行合成并且输出4^N值正交振幅调制信号光；和光相位调节部，其相对于从各相位调制部输出的相位调制光中特定的两束相位调制光的光相位，相对地调节其余(2×N-2)束相位调制光的光相位。

所述光调制器的另一种形式包括：光分路部，其将输入光分路为(2×N)束光(其中N是等于或大于2的整数)；(2×N)个相位调制部，其分别调制由所述光分路部分路后的各束光的相位；光合成部，其对从各相位调制部输出的相位调制光进行合成并且输出4^N值正交振幅调制信号光；和光功率调节部，其调节从各相位调制部输出的相位调制光中特定的两束相位调制光的功率相对于从所述光合成部输出的4^N值正交振幅调制信号光的功率的比率。

在上述光调制器中，可以由光相位调节部可变地调节由光合成部合成的相位调制光的各光相位的相对差。此外，可以由光功率调节部可变地调节由光合成部合成的相位调制光的功率比。因此，能够输出对上述相位差或功率比偏离理想状态的状况进行了校正的、4^N值的高质量正交振幅调制信号光。

本发明的其他目的和优点将在下面的说明中阐述，且其一部分可以根据说明变得明显，或者可以通过本发明的实践来了解。通过所附权利要求中特别指出的要素及其组合可以实现和获得本发明的目的和优点。

应当理解，上述一般描述和下面的详细描述仅是示例性和说明性的，并不是对所要求保护的发明进行限制。

附图说明

图1示出了根据本发明的光调制器的一个实施方式中的主要结构；

图2示出了在该实施方式中当使分路比可变以实现光功率调节部时的主要结构；

图3示出了与图1的结构相关联的第一变型例的主要结构；

图4示出了与图1的结构相关联的第二变型例的主要结构；

图5示出了图2的结构中与上述第二变型例相对应的主要结构；

图6示出了与图1的结构相关联的第三变型例的主要结构；

图7示出了图2的结构中与上述第三变型例相对应的主要结构；

图8示出了与图1的结构相关联的第四变型例的主要结构；

图9示出了与图1的结构相关联的第五变型例的主要结构；

图10示出了图2的结构中与上述第五变型例相对应的主要结构；

图11示出了在以上实施方式中对相位差调节电压进行控制的装置结构例；

图12是示出图11中的相位差控制部的结构例的框图；

图13是示出图11中的相位差控制部的另一结构例的框图；

图14示出了图1的光调制器中对功率比调节电压进行控制的装置结构例；

图15示出了图2的光调制器中对功率比调节电压进行控制的装置结构例；

图16是示出图14和图15中的功率比控制部的结构例的框图；

图17是示出图14和图15中的功率比控制部的另一结构例的框图；

图18示出了在图1的光调制器中对功率比调节电压进行控制的另一装置结构例；

图19是示出图18中的功率比控制部的结构例的框图；

图20是示出与图19的功率比控制部相关的具体结构例的框图；

图21示出了根据本发明的64QAM系统的光调制器的结构例；

图22示出了64QAM信号光的星座图；

图23示出了与图21的光调制器相关的另一个结构例；

图24示出了使用本发明的光调制器的光发射机和光传输系统的一例；

图25例示了由于相位差的偏差而造成的16QAM信号光的星座图的变化；

图26例示了由于功率比的偏差而造成的16QAM信号光的星座图的变化。

具体实施方式

下面将参照附图对执行本发明的结构进行描述。在所有的图中，相同的标号表示相同或等同的部分。

图1示出了本发明一个实施方式中的光调制器的主要结构。

在图1中，本实施方式的光调制器包括：光分路部1，其将外部提供的连续光(CW)或光脉冲序列分路为四束光；第一至第四相位调制部21、22、23、和24，其分别连接至光分路部1的各输出端口；光合成部3，其将分别从各相位调制部21至24输出的光合成为两个一组，生成第一合成光和第二合成光，并且将各合成光合为一而生成16QAM信号光；光相位调节部4，其可变地调节光合成部3中的第一合成光和第二合成光中的至少一个合成光的光相位；和光功率调节部5，其可变地调节第一合成光和第二合成光中的至少一个合成光的光功率。

光分路部1在光分路点10处以所需要的功率比(在这里为1∶1)将被提供到输入端口的连续光或光脉冲序列分路为两束光。此外，光分路部1分别在光分路点11和12处以1∶1的功率比将在光分路点10处被分路为两束光的各束光分路为两束光。对于光分路部1来说，例如可以使用一般的1×4分路器(splitter)。1∶1(50％∶50％)的功率比是理想值，但是由于制造误差等可能以约60％∶40％的功率比对光进行分路。

各相位调制部21至24各自针对由光分路部1分路后的各束光进行二进制相位调制(二进制相移键控(BPSK：binary phase shift keying))并输出光。可以使用马赫-曾德尔调制器(MZM：Mach-Zhender modulator)来作为各相位调制部21至24的具体例，在该马赫-曾德尔调制器中，在诸如铌酸锂(LiNbO₃:LN)的具有电光效应的基板材料上形成有马赫-曾德尔(MZ：Mach-Zhender)干涉仪型光波导，并且沿该MZ干涉仪的支臂(branch arm)设置有信号电极，以调制导波的相位。在图1中，为了能够清楚地理解该结构，仅示出了用于各相位调制部21至24的MZM的光波导模式，而省略了信号电极等的图示。在这里，并联连接的4个相位调制部21至24被划分为第一相位调制组2-1和第二相位调制组2-2，在第一相位调制组2-1中，将图1中第一级和第二级上的相位调制部21和22指定为一对，而在第二相位调制组2-2中，将第三级和第四级上的相位调制部23和24指定为一对。设定第一和第二相位调制组2-1和2-2的动作，使得各成对相位调制部21和22、与23和24中的载波的相移相互正交。此外，在第二相位调制组2-2侧的光路上设置有-6dB固定光衰减器(未示出)，或在后面要描述的光功率调节部5中提供-6dB的光衰减，使得第二相位调制组2-2侧的相位调制光的功率成为第一相位调制组2-1侧的相位调制光的功率的1/4。1/4的功率比是理想值，但实际上，由于制造误差等原因，功率比可能为1/5或1/3。

光合成部3在光合成点31处以1∶1的功率比对输入到4个输入端口中的与相位调制部21和22连接的各输入端口的输入光进行合成以生成第一合成光。此外，光合成部3在光合成点32处以1∶1的功率比对输入到4个输入端口中的与相位调制部23和24连接的各输入端口的输入光进行合成以生成第二合成光。另外，光合成部3在光合成点30处以所需要的功率比(在这里为1∶1)合成第一合成光和第二合成光以生成16QAM信号光，并且从输出端口向外输出该16QAM信号光。对于光合成部3来说，例如可以使用一般的4×1合路器。在这里假设通过在具有电光效应的基板材料上形成具有如图所示的图案的光波导而构成光合成部3。

例如，在光相位调节部4中，沿位于光合成部3的光合成点31和30之间的光路形成电极41，并且向通过将电极41的一端延长至基板边缘而形成的调节端子41A施加用于调节相位差的偏置电压DC_P(下文中，将其称为“相位差调节电压”)，由此改变第一合成光的光相位。光相位调节部4能够可变地调节第一合成光和第二合成光的各光相位的相对差，从而能够校正相对于上述n×90°理想状态的偏差。稍后将详细说明如何对提供给电极41的相位差调节电压DC_P进行控制来实现理想状态。

例如，在光功率调节部5中，在位于光合成部3的光合成点32和30之间的光路上形成有MZ干涉仪51，并且沿MZ干涉仪51的一条支臂设置电极52，向通过将电极52的一端延长至基板边缘而形成的调节端子52A施加用于调节功率比的偏置电压DC_A(下文中，将其称为“功率比调节电压”)，由此改变MZ干涉仪51中的光衰减(损耗)。在图1的示例中，示出了与Z切基板相对应的电极布置，然而，本发明并不限于Z切，通过与基板的切割方向相对应地恰当地布置电极能够实现相同的功能。光功率调节部5能够可变地调节第一合成光和第二合成光的功率比，从而能够校正相对于上述4∶1理想状态的偏差。然而，取决于MZ干涉仪51中电极52的设计，如果由功率比调节电压DC_A来调节光衰减，则输出光的相位可能被旋转。因此，需要额外的注意。在这种情况下，在调节光衰减后重新调节相位的措施是有效的。稍后将详细说明如何通过对提供给电极52的功率比调节电压DC_A进行控制来实现理想状态。

在光功率调节部5的结构例中，应用了使用MZ干涉仪的可变光衰减器。然而，可以采用设置了光吸收区并且通过电压或电流来控制该光吸收区的吸收率的结构作为可变光衰减器的替代结构。具体地，例如在波导上或在波导附近设置具有相对于波长的恰当带隙的半导体材料的PN结，对PN结的反向偏压进行调节。作为结果，例如通过弗朗兹-凯尔迪什(Franz-Keldysh)效应或量子限制斯塔克效应(QCSE：quantumconfined Stark effect)能够使吸收系数可变。

此外，可以应用可变光放大器来代替可变光衰减器。具体地，例如可以在波导上设置半导体光放大器(SOA)区域，并且可以通过控制向该区域的注入电流来可变地调节其增益。或者，可以将诸如铒的稀土离子掺到波导中心或其附近，并且可以通过控制对稀土离子进行激励的泵浦光的功率来可变地调节其增益。

此外，例如如图2所示，还可以通过使光分路部1中的光分路点10处的分路比可变来实现光功率调节部5，而不是设置上述的可变光衰减器或可变光放大器。具体地，例如，通过将诸如功率分路比可变的多模干涉耦合器(MMI：Multi Mode Interference coupler)(其在J.Leuthold C.H.Joyner，“Multimode interference couplers with tunable power splitting ratios”，Journal of Lightwave Technology，vol.19，no.5，pp.700-707，May 2001中是公知的)或定向耦合器的光学设备应用于光分路点10，并且将功率比调节电压DC_A施加于该光学设备的调节端子53，可以改变分路比。作为结果，能够可变地调节上述第一合成光和第二合成光的功率比并且能够校正相对于理想状态的偏差。与图1的结构相比较，这样的结构有利于光调制器的小型化。在这里，已经描述了在光分路部1中的光分路点10处使分路比可变的一个示例，然而，在光合成部3中的光合成点30处使合成比可变，也能够获得相同的作用和效果。

考虑到光相位调节部4和光功率调节部5的组合及该组合与光调制器的其它部件的组合，能够对上述光相位调节部4和光功率调节部5进行各种变型。下面列举与图1或图2的结构相关的变型例。

图3示出了与图1的结构相关联的第一变型例的主要结构。在该第一变型例中，对于上述光功率调节部5的MZ干涉仪51来说，不仅沿一个支臂设置了电极52，还沿另一个支臂设置了电极42，以通过将电极42的一端延长至基板边缘来形成调节端子42A。此外，将上述功率比调节电压DC_A差动地施加到与MZ干涉仪51的一对支臂相对应的各电极42和52的调节端子42A和52A，并且将相位差调节电压DC_P作为共模电压施加到调节端子。即，将施加到电极42的调节端子42A的施加电压设为(DC_P-DC_A/2)，并且将施加到电极52的调节端子52A的施加电压设为(DC_P+DC_A/2)。作为结果，第二合成光通过MZ干涉仪51而改变光相位和光功率，并且能够分别可变地调节第一合成光和第二合成光的相位差和功率比，从而能够校正相对于各理想状态的偏差。即，给出了能够通过MZ干涉仪51和电极42与52的组合来实现光相位调节部4和光功率调节部5双方的功能的结构。在该第一变型例中，由于不需要沿第一合成光的光路设置电极，因此具有降低第一合成光侧的损耗的优点。

图4示出了与图1的结构相关联的第二变型例的主要结构。在该第二变型例中，对于第二相位调制组2-2的各相位调制部23和24，可以利用沿各输出波导设置的用于施加MZ偏置的电极231和241来实现光相位调节部4的功能。尽管未在图1中示出，用于施加MZ偏置的电极231和241原本设置在各相位调制部23和24中，其中电极231和241是这样的电极，即：预定的MZ偏置电压DC_MZM被差动地施加到这些电极上以使各相位调制部23和24中的载波的相位变化正交。因此，上述相位差调节电压DC_P被作为共模电压施加到用于施加MZ偏置的电极231和241。即，将施加到电极231的施加电压设为(DC_P-DC_MZM/2)，并且将施加到电极241的施加电压设为(DC_P+DC_MZM/2)。作为结果，由于在后级的光合成部3中改变了第二合成光的光相位，因此能够可变地调节第一合成光和第二合成光的各光相位中的相对差，从而能够校正相位差的相对于理想状态的偏差。同样在第二变型例中，由于不需要沿第一合成光的光路设置电极，因此与第一变型例的情况同样，具有降低了第一合成光侧的损耗的优点。由于第二变型例的结构对于图2的结构也是有效的，因此在图5中示出了这种情况下的主要结构。

图6示出了与图1的结构相关联的第三变型例的主要结构。在第三变型例中，关于上述第二相位调制组2-2，可以利用沿相位调制部23中的MZ干涉仪的各支臂而设置的用于施加MZ偏置的电极232和233、以及沿相位调制部24中的MZ干涉仪的各支臂而设置的用于施加MZ偏置的电极242和243，来实现光相位调节部4的功能。尽管与上述第二变型例的情况相同，在图1中省略了用于施加MZ偏置的电极232和233以及电极242和243的图示，但是电极232和233以及电极242和243原本分别设置在相位调制部23和24中，其中电极231和241是这样的电极，即：预定的MZ偏置电压DC_MZM₂₃和DC_MZM₂₄分别被差动地施加到这些电极以使各相位调制部23和24中的载波的相位变化正交。因此，上述相位差调节电压DC_P作为共模电压而施加到用于施加MZ偏置的电极232和233以及电极242和243。即，将施加到电极232的施加电压设为(DC_P-DC_MZM₂₃/2)，并且将施加到电极233的施加电压设为(DC_P+DC_MZM₂₃/2)，将施加到电极242的施加电压设为(DC_P-DC_MZM₂₄/2)，并且将施加到电极243的施加电压设为(DC_P+DC_MZM₂₄/2)。作为结果，由于在后级的光合成部3中改变了第二合成光的光相位，因此能够可变地调节第一合成光和第二合成光的各光相位中的相对差，从而能校正相位差的相对于理想状态的偏差。同样在第三变型例中，由于不需要沿第一合成光的光路设置电极，因此与第一变型例的情况同样，具有降低了第一合成光侧的损耗的优点。由于第三变型例的结构对于图2的结构也是有效的，因此在图7中示出了这种情况下的主要结构。

在第三变型例中，示出了使用包含在各相位调制部23和24中的用于施加MZ偏置的电极的一个示例。然而，可以将相位差调节电压DC_P作为共模电压经偏置三通(bias Tee)施加到各相位调制部23和24中的用于施加调制信号的电极(未示出)。

此外，在上述第一至第三变型例中，示出了在第二合成光侧设置光相位调节部4和光功率调节部5的结构。然而，当然也可以将它们设置在第一合成光侧。

图8示出了与图1的结构相关联的第四变型例的主要结构。在第四变型例中，将光分路部1中的光分路点10处的光功率分路比设定为不对称的a∶1，其中将a固定为大于1并小于4的值(1＜a＜4)。在该结构中，不需要在上述第二相位调制组2-2侧的光路上设置-6dB的固定光衰减器。此外，能够缩小光功率调节部5中的功率比调节电压DC_A的设定范围。

图9示出了与图1的结构相关联的第五变型例的主要结构。在第五变型例中，将光合成部3中的光合成点30处的光功率合成比设定为不对称的a∶1，其中将a固定为大于1并小于4的值(1＜a＜4)。在该结构中，不需要在上述第二相位调制组2-2侧的光路上设置-6dB的固定光衰减器。此外，能够缩小光功率调节部5中的功率比调节电压DC_A的设定范围。由于第五变型例的结构对图2的结构也是有效的，因此在图10中示出了该情况下的主要结构。

接下来是对本实施方式的光调制器中的相位差调节电压DC_P和功率比调节电压DC_A的控制的描述。

图11示出了针对本实施方式中的光调制器(图1)进行相位差调节电压DC_P的控制的装置结构例。由于可将相同的装置结构应用于图2到图10中所示的各变型例的相位差调节电压DC_P的控制，因此省略了与各变型例相对应的说明。此外，功率比调节电压DC_A的控制基本上是与相位差调节电压DC_P的控制独立地进行的，因此分开地对其进行说明。

在图11所示的结构例中，作为实现相位差调节电压DC_P的控制的装置而提供了：光监视部60，其设置在紧接光合成部3中的光合成点30之后；和相位差控制部7，其基于光监视部60的监视结果，对相位差调节电压DC_P进行反馈控制以将第一合成光和第二合成光之间的相位差稳定在理想状态(n×90°)。

光监视部60提取在光合成点30处合成的光，即16QAM信号光的一部分，来作为紧接光合成点30之后的监视光，并且利用一般的光电变换器来接收该监视光以向相位差控制部7输出与功率相对应地变化的光电流PD_0。从控制精度的角度看，期望的是，输入光电变换器的光是通过对在光合成点30处暂且合成的信号光的一部分进行分路而获得的正相的监视光。然而，由于设置的限制等原因，也可将用于光合成点30的光合成器的反相输出用作监视光。在该情况下，尽管与正相的监视光的情况相比控制精度有所下降，但是可以降低光监视部60的插入损耗。

可以利用从光监视部60输出的光电流PD_0来检测16QAM信号光的功率波动。该功率波动取决于16QAM调制业务的比特模式。然而，由于该比特模式是近乎完全的随机信号，因此功率波动包括从编码调制速度水平的高频成分到接近直流的极低速成分的宽频谱成分。然而，在相位差控制部7中，由于对相位差调节电压DC_P的反馈控制是根据稍后描述的原理基于监视光的功率波动量来进行的，因此仅需要检测宽频范围中微小部分的频率成分的功率。因此可以使用具有约100MHz的带宽的小型、廉价且容易安装的光电二极管，来作为用于光监视部60的光电变换器。

图12是示出了相位差控制部7的具体结构例的框图。该相位差控制部7包括：AC光电流检测电路71、第一和第二频带限制电路72A和72B、第一和第二功率检测器73A和73B、电容器(AC耦合器)74、同步检测电路75、环路滤波器76、相位差调节电压生成电路77、抖动信号生成电路78、顺序控制电路78A、和加法器79。

光监视部60输出的光电流PD_0被输入AC光电流检测电路71。然后AC光电流检测电路71检测该光电流PD_0的波动成分(AC成分)并且向频带限制电路72A输出检测信号。在这里，将AC光电流检测电路71的输出频带设为fc_1。

频带限制电路72A利用具有从频率f_L1到频率f_H1(其中f_L1＜f_H1＜fc_1)的范围内的通带的带通滤波器来限制AC光电流检测电路71所输出的输出信号的带宽。根据所需要的控制精度可以省略频带限制电路72A。

功率检测器73A检测已经通过频带限制电路72A的信号的功率，并且向频带限制电路72B输出该检测信号。能够进行快速响应的功率检测器被用于功率检测器73A，并且在这里将其输出频带设为fc_2(其中fc_2＜fc_1)。

频带限制电路72B利用具有从频率f_L2到频率f_H2(其中f_L2＜f_H2＜fc_2)范围内的通带的带通滤波器或者具有f_L2的下限频率的高通滤波器来限制功率检测器73A所输出的输出信号的带宽。根据所需要的控制精度也可以省略频带限制电路72B。在将带通滤波器应用于频带限制电路72B时，可以省略后级的电容器(AC耦合器)74。

功率检测器73B检测已经通过频带限制电路72B的信号的功率，并且向同步检测电路75输出检测信号。在这里，将功率检测器73B的输出频带设为fc_3。该输出频带fc_3具有这样的关系：f_0＜fc_3＜fc_2，其中f_0是抖动信号生成电路78输出的抖动信号的频率。

同步检测电路75具有乘法电路75A和低通滤波器(LPF)75B。乘法电路75A将功率检测器73B的输出信号乘以从抖动信号生成电路78输出的抖动信号。LPF 75B去除乘法电路75A的输出信号中的高频成分。在这样的同步检测电路75中，提取包含在功率检测器73B的输出信号中的抖动信号成分，并且经环路滤波器76向相位差调节电压生成电路77发送该信号。

相位差调节电压生成电路77生成相位差调节电压DC_P，并且还对相位差调节电压DC_P进行调节以使从环路滤波器76输出的输出信号的电平为最大。在加法器79中，将抖动信号生成电路78所输出的频率为f_0的抖动信号赋予给相位差调节电压DC_P，然后将该相位差调节电压DC_P输出到光相位调节部4。换句话说，在相位差控制部7中，利用抖动法对由功率检测器73B检测的功率进行最大值检测，并且根据该检测结果来对相位差调节电压DC_P进行反馈控制。

如上所述，抖动信号生成电路78生成频率为f_0的抖动信号，并且顺序控制电路78A进行接通(ON)/断开(OFF)控制。当通过利用抖动信号的最大值检测而进行的控制收敛时，顺序控制电路78A断开抖动信号生成电路78，并且在再次需要对相位差调节电压DC_P进行调节的时间点或按需要的时间间隔接通抖动信号生成电路78。此外，当在各相位调制部21至24中利用其它抖动信号进行调制控制时，顺序控制电路78A可以进行使抖动信号生成电路78断开的控制，使得在相位差控制部7中所使用的抖动信号不会影响调制控制。

可以通过数字电路来实现图12中以点线围起的、除AC光电流检测电路71之外的相位差控制部7的各部件的一部分或全部。在该情况下，设置AD转换器和DA转换器作为数字电路的输入/输出接口。

在这里，将详细说明相位差控制部7进行的对相位差调节电压DC_P的反馈控制的原理。

当相位差调节电压DC_P偏离最优值时，由于图25中示出的16QAM信号光的符号布置发生变化，因此在各符号的功率中出现变化。即，当相位差调节电压DC_P具有最优值并且相位差处于理想状态时(参见图25的上部)，在各符号的功率中存在三种类型，并且按照接近星座图中的直角坐标系的原点的顺序(功率的升序)而功率比为1∶5∶9。在各符号的功率中，由于相位差偏离了理想状态(参见图25的下部)，所以与理想状态下的功率比“5”相对应的符号的功率分为两种类型，从而一共存在四种类型的功率。如果假设相位差从理想状态偏离了x度，则可以用下式(1)来表示各符号的功率比。

1.25-cos(x)∶1.25+sin(x)∶1.25-sin(x)∶1.25+cos(x)    (1)

将式(1)中的各项替换为a(x)∶b(x)∶c(x)∶d(x)，从而定义下面示出的参数e(x)、a_1(x)、b_1(x)、c_1(x)、d_1(x)。

e(x)＝{a(x)+b(x)+c(x)+d(x)}/4

a_1(x)＝{a(x)-e(x)}²

b_1(x)＝{b(x)-e(x)}²

c_1(x)＝{c(x)-e(x)}²

d_1(x)＝{d(x)-e(x)}²

参数e(x)，即与a(x)、b(x)、c(x)、d(x)的平均值相对应的参数，对应于光监视部60所输出的光电流PD_0的DC(直流)成分。此外，当使用式(1)的关系来设置参数a_1(x)、b_1(x)、c_1(x)、d_1(x)时，这些参数成为下式(2)。

a_1(x)＝cos²(x)＝0.5+0.5×cos(2x)

b_1(x)＝sin²(x)＝0.5-0.5×cos(2x)

c_1(x)＝sin²(x)＝0.5-0.5×cos(2x)

d_1(x)＝cos²(x)＝0.5+0.5×cos(2x)    (2)

此外，还定义了下列参数f(x)、a2(x)、b_2(x)、c_2(x)和d_2(x)。

f(x)＝{a_1(x)+b_1(x)+c_1(x)+d_1(x)}/4

a_2(x)＝{a_1(x)-f(x)}²

b_2(x)＝{b_1(x)-f(x)}²

c_2(x)＝{c_1(x)-f(x)}²

d_2(x)＝{d_1(x)-f(x)}²

参数f(x)，即与之前定义的四个参数a_1(x)、b_1(x)、c_1(x)、d_1(x)的平均值相对应的参数，对应于由图12中示出的相位差控制部7的结构中的第一功率检测器73A检测的功率。此外，当使用式(2)的关系来设置新定义的参数a_2(x)、b_2(x)、c_2(x)、d_2(x)时，它们成为下式(3)。

a_2(x)＝b_2(x)＝c_2(x)＝d_2(x)＝0.25×cos²(2x)    (3)

因此，由下式(4)定义的参数g(x)，即与参数a_2(x)、b_2(x)、c_2(x)、d_2(x)的平均值相对应的参数，仅是x(相位差的偏离角)的函数，而不取决于调制数据。另外当x＝0时该参数为最大。

g(x)＝{a_2(x)+b_2(x)+c_2(x)+d_2(x)}/4＝0.25×cos²(2x)    (4)

参数g(x)对应于由图12中示出的相位差控制部7的结构中的第二功率检测器73B检测的功率。因此，将抖动信号赋予给相位差调节电压DC_P以在功率检测器73B中对检测到的功率进行最大值检测，并且根据该检测的结果对相位差调节电压DC_P进行反馈控制，使得x＝0，即，可以将相位差稳定在理想状态。

已经示出了在相位差控制部7中利用抖动法来进行最大值检测的一个示例。然而，在功率检测器73B中对检测功率的最大值进行检测的方法并不限于抖动法，可以使用公知的最大值检测法。

在相位差控制部7中，注意到由于相位差偏离理想状态，16QAM信号光的各符号的功率从三种类型上升到四种类型，并且利用两个功率检测器73A和73B对相位差调节电压DC_P进行了优化。然而，本发明中对相位差的优化控制并不限于此。例如，当相位差调节电压DC_P偏离了最优值时，16QAM信号光中的符号布置发生波动并且距离星座图中的直角坐标系的原点最远的符号的功率降低。因此，可以注意到符号的功率下降，并且可以检测到光监视部60所输出的光电流PD_0的峰值，从而可以对相位差调节电压DC_P进行反馈控制使得峰值功率成为最大。在图13中示出了该情况下的相位差控制部的结构例。

在图13的相位差控制部7’中，光监视部60所输出的光电流PD_0被输入峰值检测器711中以检测光电流PD_0的峰值功率。可以利用例如与高频信号相对应的峰值检测器来实现峰值检测器711。在该情况下，用于光监视部60的光电变换器需要具有适当的快速响应特性。例如，通过将使用双光子吸收或可饱和吸收的光检测器应用于光监视部60，可以在光监视部60中实现与峰值检测器711相应的功能。

表示由峰值检测器711(或利用与其相对应的功能)检测到的光电流PD_0的峰值功率的信号被输出到同步检测电路75。该同步检测电路75、和连接于其后级的环路滤波器76、相位差调节电压生成电路77、抖动信号生成电路78、顺序控制电路78A以及加法器79与上述图12的相位差控制部7中的相同。即，在相位差控制部7’中，利用抖动法来对由峰值检测器711所检测到的光电流PD_0的峰值功率进行最大值检测，并且根据其结果来对相位差调节电压DC_P进行反馈控制。还可以通过相位差控制部7’将相位差稳定在理想状态。

此外，对于相位差控制部7’来说，可以采用这样的结构：与峰值检测器711分离地设置图13中以虚线示出的平均功率检测器712和除法电路713，并且由平均功率检测器712来监视由光监视部60输出的光电流PD_0的平均功率，并且将由峰值检测器711检测到的峰值功率除以平均功率来进行归一化。通过采用这样的结构，由光源的光功率波动等造成的峰值波动的影响很小，从而能在宽的动态范围内对相位差调节电压DC_P进行反馈控制。可以通过数字电路来实现图13中以点线围起的区域中的各部件的一部分或全部。

接下来是对本实施方式的光调制器中的功率比调节电压DC_A的控制的描述。

图14示出了图1的光调制器中对功率比调节电压DC_A进行控制的装置结构例。此外图15示出了图2的光调制器中对功率比调节电压进行控制的装置结构例。由于可以将相同的装置结构应用于对图3至图10所示出的各变型例中的相位差调节电压DC_P的控制，省略了对各变型例的说明。

在图14和图15的结构例中，作为实现对功率比调节电压DC_A进行控制的装置，设置了：光监视部60，其设置在紧接光合成部3中的光合成点30之后；光监视部61，其设置在紧接光合成点31之后；光监视部62，其设置在紧接光功率调节部5中的MZ干涉仪51之后(图14)或紧接光合成部3中的光合成点32之后(图15)；和功率比控制部8，其基于光监视部60的监视结果和光监视部61或62中的任意一个的监视结果，对功率比控制电压DC_A进行反馈控制，从而将上述第一合成光和第二合成光的功率比稳定在理想状态(4∶1)。

各光监视部60至62具有与上述用于相位差反馈控制的光监视部60相同的结构，然而，在光监视部61和62中提取监视光的位置与上述光监视部60相比发生了变化。在这里，将由各光监视部60、61、和62向功率比控制部8分别输出的光电流设为PD_0、PD_1、PD_2。

图16是示出了功率比控制部8的具体结构例的框图。功率比控制部8包括：DC光电流检测电路81A和81B、放大器82、减法电路83、环路滤波器84和功率比调节电压生成电路85。此外，还在其中适当地设置了存储通过产品出厂等时进行的校准所确定的偏离值的非易失性存储器86A，和利用从存储器86A读取的偏离值来校正放大器82的输出信号的乘法电路86B及加法电路86C。可以通过数字电路来实现图16中以点线围起的区域中的各部件的一部分或全部。

在功率比控制部8中注意到，在光合成点31和32处合成的第一合成光和第二合成光的功率比在理想状态中为4∶1，并且由光监视部61和62输出光电流PD_1和PD_2的各平均值，即光电流PD_1和PD_2的DC成分分别由DC光电流检测电路81A和81B进行检测。在图16的结构中，由于利用光电流PD_1和PD_2来进行反馈控制，因此可以省略光监视部60。

此外，由放大器82将与较小功率比一侧相对应的DC光电流检测电路81B的输出信号放大为M倍。通过考虑光合成点31和32处的合成损耗、合成比等因素，来确定放大器82的放大率M，并且在图16的结构中放大率M≈4。由于在各光调制器中放大率M可以是不同的，因此通过产品出厂时等进行的校准来确定放大率M的偏离值并将其存储在存储器86A中，并且在进行反馈控制时可以利用偏离值对放大器82的输出进行校正。

放大器82的输出信号和DC光电流检测电路81A的输出信号被输入到减法电路83以进行减法处理，并且减法电路83的输出信号经环路滤波器84发送到功率比调节电压生成电路85。功率比调节电压生成电路85生成功率比调节电压DC_A，并且调节该功率比调节电压DC_A，使得环路滤波器84所输出的输出信号的电平接近零。

由于功率比控制部8对功率比调节电压DC_A进行的反馈控制，从而可以将第一合成光和第二合成光的功率比稳定在4∶1的理想状态。

在图16中示出的功率比控制部8中，示出了监视从光监视部61和62输出的光电流PD_1和PD_2的平均值以进行反馈控制的结构例。然而，例如如图17所示，可以监视从光监视部60和62输出的光电流PD_1和PD_2的平均值。在该情况下，关于放大器82的放大率N，当光合成点30处的合成比是1∶1时，合成器的理想插入损耗是3dB，由此期望放大率N是N≈5×2＝10。在该结构中，可以省略光监视部61。

此外，关于在光合成部3中设置了光功率调节部5的光调制器的结构(图1)，向功率比调节电压DC_A赋予抖动信号，可以基于与包含在所监视的光电流中的抖动信号相对应的调制成分，来对功率比调节电压DC_A进行反馈控制。在图18中示出了该情况下的装置结构例。在这里，利用从光监视部60和62输出的光电流PD_0和PD_2，由功率比控制部9对功率比调节电压DC_A进行反馈控制。

在功率比控制部9中，例如如图19所示，在加法电路93中将抖动信号生成电路91输出的抖动信号赋予给从反馈控制电路92输出的功率比调节电压DC_A，并且施加到光功率调节部5中的电极52。作为结果，由光监视部62监视的第二合成光的功率和由光监视部60监视的16QAM信号的功率分别根据抖动信号波动，并且包括与抖动信号的频率相对应的调制成分。这时，考虑到光合成点31处合成的第一合成光不受抖动信号的影响，光监视部60和62输出的光电流PD_0和PD_2之间由抖动信号造成的调制深度的比率在理想状态下成为1∶5(当光功率调节部5设置在光分路点31侧时，比率是4∶5)。因此，由与各光电流PD_0和PD_2相对应地设置的抖动调制深度检测电路94和95来监视各光电流PD_0和PD_2的调制深度，并且由反馈控制电路92进行功率比调节电压DC_A的优化，使得监视结果接近以上比率。作为结果，可以将第一合成光和第二合成光的功率比稳定在4∶1的理想状态。

图20是示出了与图19的功率比控制部9相关联的具体结构例的框图。在该结构例中，利用AC光电流检测电路94A和95A、DC光电流检测电路94B和95B、同步检测电路94C和95C以及除法电路94D和95D来构建各抖动调制深度检测电路94和95，并且作为光电流PD_0和PD_2中由抖动信号造成的AC成分和DC成分之间的比率而检测抖动调制深度。之后，在放大器92A将抖动调制深度检测电路94的输出信号放大5倍后，由减法电路92B对放大器92A的输出信号和抖动调制深度检测电路95的输出信号进行减法操作，并且经环路滤波器92C向功率比调节电压生成电路92D发送减法电路92B的输出信号。

抖动调制深度的1∶5(或4∶5)的比率仅是理想情况，而实际上，由于电路常数的误差或各相位调制部21至24中的驱动性能的差异的影响，该比率可能偏离上述数值。因此，通过产品出厂时等进行的校准来确定偏离值并将其存储在存储器96A中，并且可以在进行反馈控制时利用该偏离值来对抖动调制深度检测电路95的输出信号进行校正。可以通过数字电路来实现图20中以点线围起的区域中的各部件的一部分或全部。

接下来是本发明对根据4^N QAM系统的光调制器的扩展的描述。

在光调制器及其变型例的上述实施方式中，和在该光调制器中对相位差调节电压DC_P和功率比调节电压DC_A所进行的反馈控制中，已经通过例示四个相位调制部21至24并联连接以生成16QAM信号光的结构例而做出了说明。然而，本发明不仅可以应用于16QAM系统的光调制器，还可以应用于4^N QAM系统的光调制器。在下面的说明中，将N指定为等于或大于2的整数。

图21示出了应用于本发明的64(＝4³)QAM系统的光调制器的结构例。在该光调制器中，光分路部1将从外部提供的CW光分路为2×N，即2×3＝6束光。在这里，在第一级光分路点10处将输入到光分路部1的输入光分路为三束光之后，在第二级光分路点11、12、和13将各分路光分别分路为两束光，从而将分路为六束光的光分别引导到相应的输出端口。

相位调制部21至26分别连接到光分路部1的各输出端口。各相位调制部21至26与用于上述16QAM系统的相位调制部相同。在这里，将并联连接的六个相位调制部21至26划分为：将图21中的第一级和第二级上的相位调制部21和22指定为一对的第一相位调制组2-1；将第三级和第四级上的相位调制部23和24指定为一对的第二相位调制组2-2；和将第五级和第六级上的相位调制部25和26指定为一对的第三相位调制组2-3。设定各相位调制组2-1至2-3的操作使得各成对相位调制部中的载波的相移彼此正交。此外，给出了在后级的光功率调节部5中设置有固定光衰减器(未示出)或所需要的光衰减的结构，使得从各相位调制组2-1至2-3输出的调制光占输出光的功率比为16∶4∶1(＝4²∶4¹∶4⁰)。

各相位调制部21至26的输出光分别输入到光合成部3的六个输入端口。光合成部3在光合成点31处以1∶1的功率比对来自相位调制部21和22的输入光进行合成以生成第一合成光，在光合成点32处以1∶1的功率比对来自相位调制部23和24的输入光进行合成以生成第二合成光，并且在光合成点33处以1∶1的功率比对来自相位调制部25和26的输入光进行合成以生成第三合成光。此外，光合成部3在光合成点30以所需要的功率比(这里指定为1∶1∶1)对第一合成光到第三合成光进行合成以生成64QAM信号光，并且从输出端口向外部输出该64QAM信号光。在这里，假设在具有电光效应的基板材料上形成如图中所示出的模式的光波导以制成光合成部3。

在光合成部3中的光合成点31与30之间的光路以及光合成点32与30之间的光路上形成有光相位调节部4的电极41-1和41-2，并且将相位差调节电压DC_P1和DC_P2施加到通过使各电极41-1和41-2的一端延长到基板边缘而形成的调节端子。由于光相位调节部4，可以可变地调节第一合成光至第三合成光的各光相位的相对差，从而能够校正相位差相对于理想状态(n×90°)的偏差。通过在上述16QAM系统中应用相位差调节电压DC_P的反馈控制，可以实现各相位差调节电压DC_P1和DC_P2的优化控制。具体地，例如，关于图12中示出的相位差控制部7的结构，通过将功率检测器的级联的数量从两级增加到三级，可以实现与64QAM系统相对应的相位差调节电压DC_P1和DC_P2的反馈控制。或者，基本可以直接地应用图13中示出的相位差控制部7的结构。

此外，在光合成部3中的光合成点32与30之间的光路以及光合成点33与30之间的光路上形成有光功率调节部5的MZ干涉仪51-2和51-3与电极52-2和52-3，并且将功率比调节电压DC_A2和DC_A3施加到通过使各电极52-2和52-3的一端延长至基板边缘而形成的调节端子。由于该光功率调节部5，可以可变地调节第一合成光至第三合成光的功率比，从而可以校正功率比相对于理想状态(16∶4∶1)的偏差。通过在上述16QAM系统中应用功率比调节电压DC_A的反馈控制，可以实现各功率比调节电压DC_A2和DC_A3的优化控制。具体地，例如，关于图9中示出的功率比控制部9的结构，设置有分别与通过光功率调节部5的各MZ干涉仪51-2和51-3的第二合成光和第三合成光相对应的抖动调制深度检测电路。此外，当将抖动信号赋予给功率比调节电压DC_A2时，将64QAM信号光的监视光电流的抖动调制深度与第二合成光的监视光电流的抖动调制深度之间的比率指定为4∶21。此外，当将抖动信号赋予给功率比调节电压DC_A3时，将64QAM信号光的监视光电流的抖动调制深度与第三合成光的监视光电流的抖动调制深度之间的比率指定为1∶21。作为结果，可以实现与64QAM系统相对应的功率比调节电压DC_A2和DC_A3的反馈控制。

通过这种光调制器获得的64QAM信号光的星座图为如图22示出的符号布置，其处于这样一种状态，即：稳定了相位差调节电压DC_P1和DC_P2以及功率比调节电压DC_A2和DC_A3的反馈控制。

与上述图2的情况相同，通过使光分路部1中光分路点10处的分路比可变，可以实现64QAM光调制器的光功率调节部5。此外，还可以将与图3到图10所示的各变型例相同的结构应用于64QAM光调制器。此外，例如，图23中示出的光分路部1和光合成部3的变型也是可能的。在这个变型例中，首先由光分路部10A将输入到光分路部1的光分路为两束光。然后在光分路点11处将分路光中的一束分路为两束光并且输出到相位调制部21和22。在光分路点10B处将另一束分路光分路为两束光，然后在光分路点12和13处分别进一步分路为两束光，并且输出到相位调制部23至26。将与光分路部1相对称的结构应用于光合成部3。通过利用光分路部1和光合成部3，在六个相位调制部21至26中的需要降低插入损耗的相位调制部中(在图中的示例中为相位调制部21和22)，可以相对地减少输入光和输出光通过光分路点和光合成点的次数。作为结果，可以降低整个光调制器的插入损耗。

例如，可以利用上述4^N QAM系统的光调制器来构成图24中示出的光发射机110，此外，可以构成经由传输路径120而在光发射机110和光接收机130之间传送从光发射机110发射的4^N QAM信号光的光传输系统100。根据该光发射机110和光传输系统100，可以高速发送高质量的4^N QAM信号光。

本文引用的全部示例和条件语言意是出于说明性的目的，以帮助读者理解本发明的原理和发明人为发展本领域的技术而提出的发明构思，并且应该解释为不限于此类具体指出的示例和条件，并且说明书中的此类示例的组织也与示出本发明的优点和缺点无关。尽管已经详细描述了本发明的实施例，应理解的是在不偏离本发明的精神和范围的情况下可以进行各种改变、替换和变更。

Claims (31)

1、一种光调制器，其对输入光进行正交振幅调制并且输出正交振幅调制光，该光调制器包括：

光分路部，其将输入光分路为(2×N)束光，其中N是等于或大于2的整数；

(2×N)个相位调制部，其分别调制由所述光分路部分路后的各束光的相位；

光合成部，其对从各相位调制部输出的相位调制光进行合成并且输出4^N值正交振幅调制信号光；和

光相位调节部，其相对于从各相位调制部输出的相位调制光中的特定两束相位调制光的光相位，对其余(2×N-2)束相位调制光进行相对的调节。

2、根据权利要求1所述的光调制器，其中

所述光合成部将从各相位调制部输出的相位调制光合成为两束一组，生成N束合成光，之后将各合成光合成为一束，输出4^N值正交振幅调制信号光，

并且所述光相位调节部调节所述N束合成光中的至少(N-1)束合成光的光相位。

3、根据权利要求2所述的光调制器，其中

所述光合成部具有：具有电光效应的基板和形成在所述基板上的波导，并且

所述光相位调节部具有：沿所述N束合成光中的至少(N-1)束合成光所传播经过的波导部分而设置的电极，和用于向所述电极施加偏置电压以改变在所述波导部分中传播的光的相位的调节端子。

4、根据权利要求2所述的光调制器，其中

所述(2×N)个相位调制部分别具有：具有电光效应的基板、形成在所述基板上的波导、和沿所述波导设置的电极，

并且所述光相位调节部向与所述N束合成光中的至少(N-1)束合成光相对应的相位调制部的所述电极施加偏置电压，从而调节所述N束合成光的光相位。

5、一种用于根据权利要求1～4中任意一项所述的光调制器的控制方法，该控制方法包括以下步骤：

对从所述光合成部输出的4^N值正交振幅调制信号光的功率进行监视；和

基于所监视的4^N值正交振幅调制信号光的功率的时间波动特性来检测所述其余(2×N-2)束相位调制光的光相位相对于所述特定两束相位调制光的光相位的差，并且对所述光相位调节部进行反馈控制，使得该光相位的差接近预定目标值。

6、根据权利要求5所述的控制方法，其中：

所述监视功率的步骤对从所述光合成部输出的4^N值正交振幅调制信号光进行光电变换，生成与光功率相对应的光电流，

并且所述对光相位调节部进行反馈控制的步骤将所生成的光电流的时间波动成分作为输入而以级联的方式进行N次功率检测操作，并且对所述光相位调节部进行反馈控制，使得功率检测值成为最大。

7、根据权利要求5所述的控制方法，其中：

所述对光相位调节部进行反馈控制的步骤对所监视的4^N值正交振幅调制信号光的功率的峰值进行检测，并且对所述光相位调节部进行反馈控制，使得峰值功率成为最大。

8、根据权利要求7所述的控制方法，其中：

所述对光相位调节部进行反馈控制的步骤对所监视的4^N值正交振幅调制信号光的功率的平均值进行检测，并且利用该平均功率对所述峰值功率进行归一化，并对所述光相位调节部进行反馈控制。

9、一种用于根据权利要求1～4中任意一项所述的光调制器的控制装置，该控制装置包括：

光监视部，其监视从所述光合成部输出的4^N值正交振幅调制信号光的功率；和

相位差控制部，其基于由所述光监视部监视的4^N值正交振幅调制信号光的功率的时间波动特性，来检测所述其余(2×N-2)束相位调制光的光相位相对于所述特定两束相位调制光的光相位的差，并且对所述光相位调节部进行反馈控制，使得该光相位的差接近预定目标值。

10、根据权利要求9所述的控制装置，其中：

所述光监视部具有光电变换器，该光电变换器对从所述光合成部输出的4^N值正交振幅调制信号光进行光电变换，生成与光功率相对应的光电流，

并且所述相位差控制部具有：检测从所述光电变换器输出的光电流的时间波动成分的检测电路；将从所述检测电路输出的信号作为输入而以级联的方式进行N次功率检测操作的高次功率检测器；和对所述光相位调节部进行反馈控制使得所述高次功率检测器中的功率检测值成为最大的控制电路。

11、根据权利要求9所述的控制装置，其中：

所述相位差控制部具有：对由所述光监视部监视的4^N值正交振幅调制信号光的功率的峰值进行检测的峰值检测器；和对所述光相位调节部进行反馈控制使得由所述峰值检测器检测到的峰值功率成为最大的控制电路。

12、根据权利要求11所述的控制装置，其中：

所述相位差控制部具有：对由所述光监视部监视的4^N值正交振幅调制信号光的功率的平均值进行检测的平均功率检测器；和利用所述平均功率检测器所检测的平均功率对由所述峰值检测器检测的峰值功率进行归一化、并对所述光相位调节部进行反馈控制的控制部。

13、一种光发射机，其包括根据权利要求1～4中任一项所述的光调制器。

14、根据权利要求13所述的光发射机，该光发射机包括：产生所述光调制器的输入光的光源；驱动所述光调制器的驱动设备；和根据权利要求9所述的控制装置。

15、一种光传输系统，其包括根据权利要求13～14中任一项所述的光发射机。

16、一种光调制器，其对输入光进行正交振幅调制并且输出正交振幅调制光，该光调制器包括：

光分路部，其将输入光分路为(2×N)束光，其中N是等于或大于2的整数；

(2×N)个相位调制部，其分别调制由所述光分路部分路后的各束光的相位；

光合成部，其对从各相位调制部输出的相位调制光进行合成，输出4^N值正交振幅调制信号光；和光功率调节部，其调节从各相位调制部输出的相位调制光中的特定两束相位调制光的功率相对于从所述光合成部输出的4^N值正交振幅调制信号光的功率的比率。

17、根据权利要求16所述的光调制器，其中

所述光合成部将从各相位调制部输出的相位调制光合成为两束一组，生成N束合成光，之后将各合成光合成为一束，输出4^N值正交振幅调制信号光，

并且所述光相位调节部调节所述N束合成光中的至少(N-1)束合成光的光相位。

18、根据权利要求17所述的光调制器，其中

所述光功率调节部具有：设置在所述N束合成光中的至少(N-1)束合成光所传播经过的光路上的可变光衰减器；和被施加用于调节所述可变光衰减器中的光衰减量的信号的调节端子。

19、根据权利要求17所述的光调制器，其中

所述光功率调节部具有：设置在所述N束合成光中的至少(N-1)束合成光所传播经过的光路上的光吸收区域；和被施加用于调节所述光吸收区域中的吸收比率的信号的调节端子。

20、根据权利要求17所述的光调制器，其中

所述光功率调节部具有：设置在所述N束合成光中的至少(N-1)束合成光所传播经过的光路上的可变光放大器；和被施加用于调节所述可变光放大器中的增益的信号的调节端子。

21、根据权利要求17所述的光调制器，其中

所述光功率调节部具有：使所述光分路部中的输入光的分路比可变的光学设备；和被施加用于调节所述光学设备的分路比的信号的调节端子。

22、根据权利要求17所述的光调制器，其中

所述光功率调节部具有：使在所述光合成部中将N束合成光合成为一束时的合成比可变的光学设备；和被施加用于调节所述光学设备的合成比的信号的调节端子。

23、一种用于根据权利要求16～22中任一项所述的光调制器的控制方法，该控制方法包括以下步骤：

对从所述光合成部输出的4^N值正交振幅调制信号光的功率进行监视，并对从所述相位调制部输出的相位调制光的功率进行监视；和

对所述光功率调节部进行反馈控制，使得4^N值正交振幅调制信号光的监视功率与从各相位调制部输出的相位调制光中的特定两束相位调制光的监视功率之比接近预定目标值。

24、根据权利要求23所述的控制方法，其中

所述对光功率调节部进行反馈控制的步骤对所述光功率调节部进行反馈控制，使得从各相位调制部输出的相位调制光中的特定两束相位调制光的监视功率与其余(2×N-2)束相位调制光的监视功率之比接近预定目标值。

25、一种用于根据权利要求16～22中任一项所述的光调制器的控制方法，该控制方法包括以下步骤：

向所述光功率调节部施加抖动信号，并且针对所述特定两束相位调制光的功率而生成与抖动信号的频率相对应的调制成分；

监视从所述光合成部输出的4^N值正交振幅调制信号光的功率，并且监视所述特定两束相位调制光的功率；和

检测在4^N值正交振幅调制信号光的监视功率和所述特定两束相位调制光的监视功率中所分别包含的抖动调制成分的深度，并且对所述光功率调节部进行反馈控制，使得所述深度的比接近预定目标值。

26、一种用于根据权利要求16～22中任一项所述的光调制器的控制装置，该控制装置包括：

光监视部，其监视从所述光合成部输出的4^N值正交振幅调制信号光的功率，并且监视从所述相位调制部输出的相位调制光的功率；和

功率比控制部，其对所述光功率调节部进行反馈控制，使得在所述光监视部中所监视的、4^N值正交振幅调制信号光的监视功率与从各相位调制部输出的相位调制光中的特定两束相位调制光的监视功率之比接近预定目标值。

27、根据权利要求26所述的控制装置，其中

所述功率比控制部对所述光功率调节部进行反馈控制，使得从各相位调制部输出的相位调制光中的特定两束相位调制光的监视功率与其余(2×N-2)束相位调制光的监视功率之比接近预定目标值。

28、一种用于根据权利要求16～22中任一项所述的光调制器的控制装置，该控制装置包括：

抖动信号生成部，其向所述光功率调节部施加抖动信号，并且针对所述特定两束相位调制光的功率而生成与所述抖动信号的频率相对应的调制成分：

光监视部，其监视从所述光合成部输出的4^N值正交振幅调制信号光的功率，并且监视所述特定两束相位调制光的功率；和

功率比控制部，其对由所述光监视部监视的、4^N值正交振幅调制信号光的监视功率和所述特定两束相位调制光的监视功率中所分别包含的抖动调制成分的深度进行检测，并且对所述光功率调节部进行反馈控制，使得该深度的比接近预定目标值。

29、一种光发射机，其包括根据权利要求16～22中任一项所述的光调制器。

30、根据权利要求29所述的光发射机，该光发射机包括：生成所述光调制器的输入光的光源；驱动所述光调制器的驱动设备；和根据权利要求26所述的控制装置。

31、一种光传输系统，其包括根据权利要求29～30中任一项所述的光发射机。

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