CN101527788A - 负载驱动方法和装置及电子设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供了负载驱动方法和装置及电子设备。响应于输入脉冲信号驱动负载的装置包括：用于对输入脉冲信号执行预定波形整形处理的波形整形处理器；以及驱动脉冲波形整形控制器，用于监测负载中产生的脉冲输出信号，并且控制波形整形处理器，使得脉冲输出信号具有预定的瞬态特性。

Description

负载驱动方法和装置及电子设备

本申请是申请日为2006年9月30日、申请号为200610164121.5、题为“半导体装置驱动方法、负载驱动方法和装置及电子设备”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及用于驱动具有像二维矩阵电荷耦合装置(CCD)固态图像拾取元件的驱动电极这样的容性负载的半导体装置的方法和装置，实施该驱动方法和装置的电子设备。更具体的是，本发明涉及在信号的读取过程中实现高速度帧频的图像拾取装置。此外，本发明涉及用于驱动具有容性电抗的负载或者具有感抗的负载的驱动方法和驱动装置，以及实施该驱动方法和装置的电子设备。更具体的是，本发明涉及一种机构，用于减小各种变化以及环境变化，以便当以预定瞬态速度进行脉冲驱动时使得负载输出信号温和变化。

背景技术

相关申请的交叉引用

本发明包含2005年9月30日提交的日本专利申请JP2005-286061以及2006年2月15日提交的日本专利申请JP2006-038448相关的主题，其全部内容结合在此作为参考。

对高速度图像捕获并且然后在包含CCD固态图像拾取元件的摄像机上缓慢重放而不管电视系统的需要不断增加。用户关心的是包含CCD固态图像拾取元件的数字静止照相机在象素数量增加时连续拍照速度的下降。因此对高速图像拾取元件的需要正在增加。

电子电路和电子设备采用多种机构用脉冲信号驱动具有阻抗元件的负载。

例如，广泛使用了具有二维矩阵CCD固态图像拾取元件的图像拾取装置，其中每个图像拾取元件包含用作容性电抗的转移电极。还使用了具有用作感抗的绕组线圈的电机。

像容性电抗或者感抗这样的作为负载的阻抗元件通常由脉冲信号来进行驱动。驱动脉冲的相位和瞬态特性受负载和驱动元件之间的关系的影响，更具体的是，受负载变化、元件性能的改变以及环境变化的影响。结果是，负载不能恰当地被驱动。在低速度驱动时，相位以及瞬态特性改变的影响可能是不重要的，但是在高速度驱动时，少量的变化将导致大的性能变化。

例如，当多个负载由相位上彼此略微移动的脉冲信号进行驱动时，不能实现正确的驱动。当两个负载由反相的驱动信号驱动时，驱动信号之间轻微的相差将导致不正确的驱动。

下面描述具体实例。对高速度图像捕获并且然后在包含CCD固态图像拾取元件的摄像机上缓慢重放而不管电视系统的需要不断增加。用户关心的是包含CCD固态图像拾取元件的数字静止照相机在象素数量增加时连续拍照速度的下降。因此对高速图像拾取元件的需要在增加。

图22A和22B示出了已知的图像拾取装置的结构。图22A示出了实现线间转移(interline transfer，IT)系统的采用CCD固态图像拾取元件的已知图像拾取装置的主要部分。图22B示出了CCD固态图像拾取元件的驱动方法。

这种已知的图像拾取装置3包括CCD固态图像拾取元件30，以及用于驱动CCD固态图像拾取元件30的驱动电路4。

CCD固态图像拾取元件30包括用作象素的多个光接收传感器31的二维矩阵(行列式)，以及具有垂直转移寄存器33的图像拾取部(光接收部)30a，该垂直转移寄存器33具有与光接收传感器31对应的多个CCD结构。每个都具有CCD结构、且连接到每个垂直转移寄存器33的最后一级的水平转移寄存器34设置在图像拾取部(光接收部)30a的外部，并且输出部36连接到水平转移寄存器34。

四种水平延伸垂直转移电极32(其末端标以后缀数字_1，_2，_3，和_4)以使得开口设置在光接收传感器31的光接收表面上的方式，以预定的次序设置在垂直方向上。垂直转移电极32设置于在列(垂直)方向上延伸的垂直转移寄存器33(光接收表面)上，这样每列上位于相同垂直位置的垂直转移寄存器33成为一组。

四种垂直转移电极32这样进行安装，即使得两个垂直转移电极32对应于单个光接收传感器31。将垂直转移电极32驱动成，利用从驱动电路4提供的四种垂直转移脉冲ФV_1、ФV_2、ФV_3以及ФV_4在垂直方向上转移电荷。每两个光接收传感器31(除了水平转移寄存器34那侧的其最后一级)配对成一组。因此由驱动电路4向四个垂直转移电极32分别提供垂直转移脉冲ФV_1，ФV_2，ФV_3以及ФV_4。

如图所示，在水平转移寄存器34那侧，为一组的四个垂直转移寄存器33设置垂直转移电极32。该组中最上面的垂直转移寄存器33对应于供有垂直转移脉冲ФV_1的垂直转移电极32_1。前一级垂直转移电极32_2(更靠近于水平转移寄存器34)被提供垂直转移脉冲ФV_2。前一级垂直转移电极32_3(更靠近水平转移寄存器34)被提供垂直转移脉冲ФV_3。最靠近水平转移寄存器34的垂直转移电极32_4被提供垂直转移脉冲ФV_4。

垂直转移寄存器33通过最后一级的一组垂直转移电极32，即32_1到32_4(被提供ФV_1到ФV_4)连接到水平转移寄存器34。

对于水平转移寄存器34，为单个垂直转移寄存器33设置两个水平转移电极35(其末端标以后缀_1和_2)。水平转移电极35被提供来自驱动电路4的两个相位水平驱动脉冲ФH_1和ФH_2，从而水平转移信号电荷。

在由此构成的CCD固态图像拾取元件30中，光接收传感器31光电转换所接收的光，并且响应所接收的光的量来存储信号电荷。在垂直消隐周期中，光接收传感器31的信号电荷读到垂直转移寄存器33中。一条水平线的信号电荷每一水平消隐周期都被垂直转移。结果是，进行所谓的垂直线移位(vertical line shift)，从而将信号电荷转移到水平转移寄存器34中。转移到水平转移寄存器34中的信号电荷在有效水平转移周期中被水平转移，并且然后通过输出部36输出到外部。

已知CCD固态图像拾取元件30中信号电荷的垂直线移位被设计成在电视水平消隐周期Hb期间响应于垂直转移脉冲(ФV_1到ФV_4)进行，如图25B的垂直线移位的驱动时序所示。更具体的是，如图25B所示，在信号电荷的垂直线移位中，在水平消隐周期Hb中，对应于ФV_2和ФV_3的停留在垂直转移电极32_2以及32_3上的信号电荷响应于四个垂直转移脉冲ФV_1、ФV_2、ФV_3以及ФV_4移位到水平转移寄存器34。更具体的是，在垂直转移电极32_4的垂直驱动脉冲ФV_4的下降沿上，信号电荷转移到水平转移寄存器34的被提供水平驱动脉冲ФH_1的水平转移电极35_1。

在垂直线移位中，在水平消隐周期Hb中，分别施加到垂直转移电极32_1到32_4的垂直转移脉冲ФV_1、ФV_2、ФV_3和ФV_4的上升沿和下降沿的梯度ΔV/ΔT(ΔV表示电压，ΔT表示时间)，即瞬态速度(ΔV/ΔT)等于在垂直消隐周期中分别施加到垂直转移电极32_1到32_4的垂直转移脉冲ФV_1、ФV_2、ФV_3和ФV_4的瞬态速度(ΔV/ΔT)。图25B示出驱动脉冲为具有垂直上升沿和垂直下降沿的矩形脉冲。

在例如采用CCD固态图像拾取元件的摄像机的图像拾取装置中，或者在应用于广播商务的帧线间转移(FIT)系统的CCD固态图像拾取元件中，在电子图像稳定操作时，在垂直消隐周期期间需要高速垂直转移。

日本未审专利申请公开No.2000-138943已经提出了一种技术，其中CCD固态图像拾取元件在水平消隐周期期间使用四种垂直转移脉冲执行垂直线移位。

在CCD固态图像拾取元件30中，垂直线移位和高速垂直转移由相同特性的垂直驱动扫描电路，即，驱动电路4中的垂直驱动器，进行驱动。典型地采用其特性为高速的互补型金属氧化物半导体(CMOS)型垂直驱动器。如果在有效水平扫描周期中执行垂直转移，那么由于CCD固态图像拾取元件30中的串扰所引起的噪声(耦合噪声)将在施加垂直转移脉冲(ФV_1到ФV_4)时发生。

更具体的是，串扰噪声在CCD输出信号上引起，作为垂直条纹噪声(streak noise)出现，这是因为驱动波形的上升沿和下降沿处的瞬态速度高，即，当在水平扫描周期中执行垂直转移时垂直转移脉冲(ФV_1到ФV_4)的上升沿和下降沿的梯度(ΔV/ΔT)大。换句话说，响应于驱动波形中的高瞬态速度，图像质量降低了(有噪声)。关于这个问题的进一步讨论将结合本发明的实施例而进行。图像退化的一个原因是一个电极上的驱动电压的瞬时变化干扰另一个电极上的驱动电压。

为了防止图像退化，现有技术中在有效水平扫描周期的外部执行垂直驱动(垂直转移)。更具体的是，如果在水平消隐周期中执行施加垂直转移脉冲(ФV_1到ФV_4)，那么当进行垂直线移位时图像中不会出现问题。在已知的CCD固态图像拾取元件中，在水平消隐周期中执行用于垂直线移位的垂直转移。

当TV方法是典型的时，水平消隐周期由该TV方法进行限定，并且如果在水平消隐周期中执行垂直线移位就足够了。然而，如果结合了多象素设计和高帧频设计而不管TV方法时，用于垂直线移位的水平消隐周期将变得无效，并且在促进高帧频设计时出现困难。

为了结合高帧频设计，需要缩短水平消隐周期。为此，需要高速进行垂直线移位。为了高速进行垂直线移位，需要转移电极具有低电阻。作为实现低电阻的一种方式，想到了加宽电极面积。在水平方向上加宽转移电极是困难的。需要增加转移电极的厚度。如果转移电极的厚度增加太多，那么传感器孔周围的台阶高度将变得过大。当光照射进来的时候，阻断了倾斜进入的光，使得灵敏度下降，并且产生阴影。因此难于增加垂直转移速度。

即使为了在例如采用不与TV方法兼容的CCD固态图像拾取元件的数字静止照相机的电子设备中实现高帧频，增加信号的输出率，水平消隐周期也将变长。因此难于将输出率增加到预定值之上。

转让给本发明相同受让人的日本未审专利申请公开No.2005-269060公开了一种通过大大缩短水平消隐周期来实现高帧频的机构。

在所公开的机构中，瞬态速度ΔV/ΔT作为上升沿和下降沿(ΔV表示电压，ΔT表示时间)的驱动时钟波形，即，梯度平滑并且缓和的脉冲信号作为转移脉冲提供给作为容性电抗的转移电极。在高密度CCD中，在有效象素周期中进行的垂直转移导致帧频高，并且时钟频率低。为此，需要梯度平滑并且缓和倾斜的脉冲信号。

发明内容

因此，希望提供一种机构，其在通过至少两个驱动电压驱动例如CCD固态图像拾取元件的容性负载时，允许高速读取具有由于受控的驱动电压之间的干扰而产生的噪声的信号。

如日本未审专利申请公开No.2005-269060中所公开的，想到以恒定电流驱动容性负载，以便当以梯度平滑并且缓和倾斜的脉冲信号(此时为电压脉冲)驱动容性负载时尽可能地保持驱动脉冲的梯度恒定。然而，如果仅使用恒定电流驱动的话，恒定电流驱动将受负载电容制造过程中的变化以及驱动装置制造过程中的变化、以及环境变化的影响，而且不能进行恰当的驱动。如果由于负载电容制造中的变化以及驱动装置制造过程中的变化而移动了相位关系，那么将不能进行恰当的驱动。这个问题还将在后面本发明实施方式的讨论中进一步进行描述。

如果使用与容性电抗相反的感性电抗，这个问题也是可能存在的。为了在使用梯度平滑并且缓和倾斜的脉冲信号(此时为电流脉冲)驱动感性负载时保持驱动脉冲的梯度尽可能恒定，想到了使用恒定电压来驱动感性负载。然而，如果仅使用恒定电压驱动的话，恒定电压驱动将受负载电容制造中的变化、驱动装置制造过程中的变化、以及环境变化的影响，并且不能进行正确的驱动。如果由于负载电感制造过程中的变化以及驱动装置制造过程中的变化而移动了相位关系，将不能进行正确的驱动。

因此希望提供一种机构，其在使用具有柔和瞬态特性的脉冲驱动负载时，可以减小由于运行变化以及环境变化所导致的驱动性能下降。

在本发明的一个实施例中，半导体装置包括用于响应输入电磁波来产生信号电荷的排列成矩阵的电荷产生部，用于在一个方向上连续转移由电荷产生部产生的信号电荷的第一电荷转移部，用于在与该一个方向不同的另一方向上连续转移由第一电荷转移部转移的信号电荷的第二电荷转移部，以及设置在第一电荷转移部和第二电荷转移部之间的电荷存储部。

这里，“一个方向”和“另一个方向”彼此相对。总的来说，一个方向对应于用于低速扫描的列方向或者垂直方向，另一个方向对应于用于高速扫描的行方向或者水平方向。例如，如果屏幕旋转90度，那么上下以及左右关系改变，并且行列或者垂直水平关系也改变。这个关系不是绝对的。例如，如果第一电荷转移部位于列方向上，那么第二电荷转移部位于行方向上，并且如果第二电荷转移部位于列方向上，那么第一电荷转移部位于行方向上。下文中，一个方向代表列方向或者垂直方向，另一个方向代表行方向或者水平方向。

通过在行方向上的有效转移周期内驱动列方向上的转移，将电荷产生部产生的行方向上的预定单元(典型地为一行)的信号电荷转移到电荷存储部，通过在行方向的有效转移周期以外驱动信号电荷，将转移到预定单元(典型地为一行)的电荷存储部上的行方向上的信号电荷转移到第二电荷转移部。

在本发明的一个实施例中，用每组驱动信号交替反相的驱动信号来实现有效转移周期内的行方向上的驱动，每组驱动信号即为至少每两个驱动信号。由于两个驱动信号反相，从驱动信号产生的噪声成分同样反相，因此彼此抵消。

在本发明的一个实施例中，有效转移周期内的行方向上的驱动使得与半导体基板上的噪声反相的噪声校正信号提供给半导体基板上的预定位置。因此确定提供反相的校正信号，从而减小由于驱动信号产生的基板噪声。

在本发明的一个实施例中，将驱动信号通过噪声控制电路提供给半导体基板。将控制驱动信号线上的噪声的噪声控制电路设置在驱动电路和半导体装置之间的驱动信号线中。

在本发明的一个实施例中，提供容性功能元件，从而使得半导体基板的接地电阻呈容性。如下文中将要具体描述的，我们发现基板噪声的噪声源是基板电阻。响应于驱动信号的驱动电流流过基板阻抗。通过使驱动电流流过容性功能元件，可以减小基板噪声。

在本发明的一个实施例中，波形整形处理器对输入脉冲信号执行预定的波形处理，从而用输入脉冲驱动负载。驱动脉冲波形整形控制器监测负载中的脉冲输出信号，控制波形整形处理器的调节值，使得例如延迟量以及变化特性的脉冲输出信号的瞬态特性变为预定特性。

对负载中主动产生的脉冲输出信号进行反馈控制，使得脉冲输出信号具有预定的瞬态特性。

根据本发明的实施例，在列方向上的电荷转移过程中，使用反相的驱动信号。相位与基板噪声相反的噪声校正信号提供给基板。驱动信号通过噪声控制电路提供。使得基板接地电阻呈容性。因此减小了列方向上的电荷转移过程中产生的串扰噪声。

上述实施例的组合更加减小了电荷转移过程中的串扰噪声。

由于监测了主动(active)脉冲输出信号，所以可以实现反馈控制，使得脉冲输出信号具有预定的瞬态特性。因此，即使半导体经受从负载到负载的负载特性变化，元件到元件的驱动特性变化以及环境变化时也能得到恒定的瞬态特性。

由于存在负载电容的制造过程中的变化以及驱动装置的制造过程中的变化以及环境变化，所以该负载由具有连续恰当的相位延迟的缓和瞬态特性和梯度特性的脉冲信号进行驱动。

附图说明

图1是作为根据本发明的一个实施例的电子装置的一个实例的图像拾取装置的框图；

图2示出了图1的CCD固态图像拾取元件的四种垂直转移电极的布局实例；

图3A-3C示出了图1的CCD固态图像拾取元件的垂直转移电极，半导体基板SUB以及输出放大器的布局模型；

图4A-4C示出了垂直驱动器的等效电路和CCD固态图像拾取元件之间的关系；

图5A1-5B2示出了垂直转移脉冲ФV的阶跃响应；

图6A和6B是示出根据本发明第一实施例的图1的CCD固态图像拾取元件的驱动时序的时序图；

图7A和7B是示出根据本发明第一实施例的不以互补驱动方法驱动的CCD固态图像拾取元件的驱动时序的时序图；

图8A-8C示出垂直驱动器的等效电路和CCD固态图像拾取元件之间的关系；

图9A和9B示出了垂直驱动器减小瞬态速度的原理；

图10示出互补驱动所具有的其它优点；

图11是示出一个驱动时序的第一时序图；

图12是示出另一驱动时序的第二时序图；

图13是示出又一驱动时序的第三时序图；

图14是示出再一驱动时序的第四时序图；

图15是示出又一驱动时序的第五时序图；

图16是示出又一驱动时序的第六时序图；

图17是示出再一驱动时序的第七时序图；

图18是示出又一驱动时序的第八时序图；

图19示出根据本发明第二实施例的噪声控制方法；

图20A-20E示出根据本发明第三实施例的噪声控制方法；

图21A和21B示出根据本发明第四实施例的噪声控制方法；

图22A和22B示出公知的图像拾取装置的结构；

图23总体示出具有用于驱动脉冲波形的反馈控制整形功能的脉冲驱动器；

图24A和24B是示出图23的脉冲驱动器工作的时序图；

图25A和25B是示出图23的脉冲驱动器的工作，尤其是瞬时过程中的梯度特性的时序图；

图26详细示出驱动容性电抗负载的图23的脉冲驱动器；

图27是示出图26的脉冲驱动器的操作的时序图；

图28详细示出驱动感性电抗负载的图23的脉冲驱动器；

图29是示出图28的脉冲驱动器的操作的时序图；

图30详细示出图23的脉冲驱动器中的相位延迟调节器以及通过速率调节器；

图31是图30的脉冲驱动器的操作的时序图；

图32详细示出图23的相位延迟调节器以及通过速率调节器的另一实例(图17中所示的设置的变形)；

图33详细示出图23的脉冲驱动器中的驱动脉冲波形整形控制器；

图34A-34C是示出图33的脉冲驱动器的操作的时序图；

图35示出实现脉冲驱动器的垂直驱动器的第一种结构；

图36示出实现脉冲驱动器的垂直驱动器的第二种结构；

图37示出实现脉冲驱动器的垂直驱动器的第三种结构；

图38示出实现脉冲驱动器的垂直驱动器的第四种结构；以及

图39A和39B示出公知图像拾取装置的结构。

具体实施方式

下面将参考附图描述本发明的实施例。

参考附图，示出图像拾取装置1和3，驱动控制器(驱动电路)5，垂直转移驱动器7，水平转移驱动器8，CCD固态图像拾取元件10和30，图像拾取部10a，光接收传感器11，垂直转移电极12，垂直转移寄存器13，水平转移寄存器14，输出放大器16，关联双采样电路17，噪声校正信号提供电路200，存储栅电极21，反相电路210，保持栅电极22，波形整形电路220，电容器222，电阻器224，读取栅电极23，嵌入式沟道部24，栅极绝缘层25，图像拾取部30a，光接收传感器31，垂直驱动器40和50，传感器孔118，光屏蔽层119，晶体管120，电极121，VSUB端子130，以及PWELL接地端子131和132。还示出的是噪声控制电路310，电容器316，垂直转移电极32，电阻器322，垂直转移晶体管33，电感334，水平转移寄存器34，电感344，水平转移电极35，输出部36，驱动电路4，电容器412，垂直驱动器50，反相器51，电平移动电路52和53，电压输出部54，阻抗控制器55，延迟线56和57，开关58和59，CCD固态图像拾取元件60和80，耦合电容器C1、C2和C3，电阻器Ro，光屏蔽电阻器R1，光屏蔽层的等效电阻R10，保护电阻器R12，基板电阻器R2，以及接地电阻器R61和R81。同样示出的是存储栅极部STG，输出阻抗Zo，阻抗元件Z58，读出栅极部ROG，脉冲驱动器600，负载609，相位延迟调节器610，脉冲延迟电路612，延迟时钟计数寄存器614，通过速率调节器630，电流输出部632，电压输出部633，以及数模(D/A)转换器634。还示出的是开关636，DAC数据寄存器638，负载驱动器650，电流镜像电路652，恒定电压输出电路653，结点(电流相加点)656，电压加法器657，负载电流检测器658，波形整形处理器660，驱动波形整形控制器670，相位延迟控制器672，以及通过速率控制器674。还示出的是比较器682和684，电压比较器682A和684A，计数器682B和684B，决定器686，垂直驱动器700，开关708，相位延迟调节器710，通过速率调节器730，电流分配器740，负载驱动器750，波形整形处理器760，驱动脉冲波形整形控制器770，相位延迟控制器772，通过速率控制器774，操作控制器790，定时信号发生器810，模拟前端部820，视频信号处理器830，视频计算和处理单元832，录像机834，视频显示器836，开关852、854和856，以及选择信号发生器860。

图像拾取装置的总体结构

图1示出作为根据本发明一个实施例的电子设备的一个实例的图像拾取装置1。图像拾取装置1采用线间转移(IT)系统的CCD固态图像拾取元件10。

IT CCD固态图像拾取元件10包括多个光电池(光接收部)的二维矩阵，位于光电池的垂直列之间的多个垂直转移CCD(V寄存器)，以及接着最后一行垂直转移CCD的水平转移CCD。下面详细描述图像拾取装置1。

如图1所示，本发明的图像拾取装置1包括IT CCD固态图像拾取元件10和作为驱动IT CCD固态图像拾取元件10的驱动装置的驱动电路5。

CCD固态图像拾取元件10包括图像拾取部10a。图像拾取部10a包括用作像素的光传感器(电荷产生部)11的二维矩阵，以及具有CCD结构并且对应于光传感器11垂直延伸的垂直转移寄存器(垂直转移部的一个实例)13。光传感器11将照射到其上的光转换成与入射光量对应的信号电荷并且存储该电荷。

图像拾取部10a还包括分别位于垂直转移寄存器13和光传感器11之间的读出栅极(ROG)18，以及位于每个像素(单元电池)边界上的沟道截断ST 19。

作为其一个特点，本实施例的CCD固态图像拾取元件10包括电荷存储部10b，该电荷存储部10b设置在图像拾取部10a外部，用于临时存储从图像拾取部10a垂直转移的信号电荷。将具有CCD结构的水平转移寄存器14(第二电荷转移部的一个实例)设置成连接到电荷存储部10b。CCD固态图像拾取元件10和图22的CCD固态图像拾取元件30之间的主要区别在于CCD固态图像拾取元件10包括位于图像拾取部10a和水平转移寄存器14之间的电荷存储部10b。

就像图像拾取部10a那样，电荷存储部10b包括具有CCD结构的垂直转移寄存器13。垂直转移寄存器13设置成双重结构。包含部分垂直转移寄存器13的图像拾取部10a的部分称作存储栅极部STG，包含部分垂直转移寄存器13的水平转移寄存器14的部分称作保持栅极部HLG。

从图1的左侧延伸到右侧的一行具有CCD结构的水平转移寄存器14连接到电荷存储部10b的每个垂直转移寄存器13的最后一行(即，保持栅极部HLG)。水平转移寄存器14的输出端连接到作为电荷检测器(或者输出单元)的用于将信号电荷转换成电信号(典型的是电压信号)的输出放大器16，输出放大器16的输出端连接到关联双采样(CDS)电路17。

这里CCD固态图像拾取元件10包括CDS电路17。可替换地，CDS电路17可以设置在CCD固态图像拾取元件10外。

输出放大器16将从水平转移寄存器14连续进入的信号电荷积累到浮置扩散区(floating diffusion)，将所积累的信号电荷转换称信号电压，然后将所转换的信号电压作为CCD输出信号通过由源极跟随器晶体管电路(未示出)组成的输出电路输出到CDS电路17。关联双采样电路17限制包含在CCD输出信号中的例如复位噪声的噪声成分，从输出端tout输出作为图像信号Sout的所得的CCD输出信号。

四种垂直转移电极12(末端标以后缀_1，_2，_3和_4)在垂直方向上以预定的次序在与垂直转移寄存器13相同的位置上设置在垂直转移寄存器13(光接收侧上)上，以便形成光传感器11的光接收表面的孔(如图2和3A-3C所示)。垂直转移电极12水平延伸跨过图像拾取装置1，从而将该孔形成在光传感器11的光接收侧。

四种垂直转移电极12这样进行设置，使得两个垂直转移电极12对应于单个光传感器11。从驱动电路5提供的四个垂直转移脉冲ФV_1、ФV_2、ФV_3以及ФV_4在垂直方向上转移信号电荷。更具体的是，每两个光传感器11配对成一组(包括电荷存储部10b的最后一级)，分别给四个垂直转移电极12提供垂直转移脉冲ФV_1、ФV_2、ФV_3以及ФV_4。

如图1所示，在垂直方向上为每组四个垂直转移寄存器13设置垂直转移电极12。垂直方向最上面的光传感器11对应于供以垂直转移脉冲ФV_1的垂直转移电极12_1。为在前一级的垂直转移电极12_2(更靠近电荷存储部10b)提供垂直转移脉冲ФV_2。为再在前一级的垂直转移电极12_3(更靠近电荷存储部10b)提供垂直转移脉冲ФV_3。为最靠近电荷存储部10b的垂直转移电极12_4提供垂直转移脉冲ФV_4。

将垂直转移寄存器13通过最后一组垂直转移电极12(供以垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4的转移电极)，即，12_1到12_4，连接到电荷存储部10b随后的垂直转移寄存器13。包括存储栅电极21和保持栅电极22的两种转移电极设置在位于同一垂直位置的垂直转移寄存器13共同的电荷存储部10b上(在图像拾取部10a的相同光接收表面上)。存储栅电极21和保持栅电极22设置成水平跨过图像拾取装置1。

存储栅电极21和保持栅电极22设置在作为图像拾取部10a的输出端的垂直转移寄存器13上形成的垂直转移电极12_4(供以垂直转移脉冲ФV_4)的输出端。驱动电路5为存储栅电极21提供存储栅极脉冲ФVSTC，为保持栅电极22提供保持栅极脉冲ФVHLG。

为用于每个垂直转移寄存器13的每两个水平转移电极15(末端标以后缀_1和_2)设置一个水平转移寄存器14。水平转移寄存器14用两个相位水平驱动脉冲ФH_1和ФH_2水平转移信号电荷。

图像拾取装置1的工作概述如下。当从驱动电路5发出的读取脉冲XSG(ФROG)提供给读出栅极ORG 18，使得栅极电位高(deep)时，将CCD固态图像拾取元件10的每个光传感器11中积累的信号电荷通过读出栅极ROG读取到垂直转移寄存器13。从光传感器11到垂直转移寄存器13的信号电荷的读取专门称作场切换(field shift)。

图像拾取部10a的垂直转移寄存器13由对应于四个垂直转移电极12的四个垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4进行转移驱动。电荷存储部10b的存储栅极部STG由存储栅极脉冲ФVSTG进行驱动，保持栅极部HLG由保持栅极脉冲ФVHLG进行驱动。这样，从光传感器11读取的信号电荷一次使用一条扫描线进行垂直转移，然后转移到水平转移寄存器14。

不像图像拾取部10a，由存储栅极部STG和保持栅极部HLG组成的电荷存储部10b可不考虑垂直像素间距进行设计。存储栅极21和保持栅极22中每个的电极宽度可增加，以便在存储栅极21和保持栅极22中引入低电阻设计。这在从电荷存储部10b到水平转移寄存器14的高速垂直电荷转移中是相当有利的。

如后面将要详细描述的，垂直电荷转移(即，垂直线移位)不同于部分正常水平消隐周期中通常执行的垂直线移位。图像拾取部10a中的垂直线移位在有效水平周期的一部分中执行，电荷存储部10b中的垂直线移位在水平消隐周期的一部分中执行。

响应从驱动电路5发出的两相位水平转移脉冲ФH_1和ФH_2，水平转移寄存器14将从多个垂直转移寄存器13垂直转移的一行的信号电荷水平转移到输出放大器16。

输出放大器16将从水平转移寄存器14连续输入的信号电荷转换成信号电压，并且将该信号电压作为CCD输出信号提供给关联双采样电路17。关联双采样电路17限制包含在CCD输出信号中的噪声成分，然后将所得的CCD输出信号作为图像信号Sout从输出端tout输出到外部。

垂直转移电极的布局结构

图2示出了图1的CCD固态图像拾取元件10的四种垂直转移电极12的布局结构一个实例。其中φV1与φV3、φV2与φV4在结构上相同。

如图2所示，多个垂直转移寄存器(V-CCD)13设置在光传感器11的二维矩阵的垂直线之间，将读出栅极部ROG 18插入在光传感器11和垂直转移寄存器13之间。沟道截断部CS 19设置在每个像素(单元电池)的边界上。

由水平延伸的多晶硅薄膜制成的四种垂直转移电极12设置在垂直转移寄存器13的光接收表面上(在图页面的前侧)，以便为每列的相同垂直位置上的垂直转移寄存器13所共用。将传感器孔118留在光传感器11的光接收表面上。

这里的布局结构允许两层以及四相驱动。设置在分别供以垂直转移脉冲ФV_2和ФV_4的第一层垂直转移电极12_2和12_4上的分别是供以垂直转移脉冲ФV_1和ФV_3的第二层垂直转移电极12_1和12_3。

在每层中，垂直转移电极12的图案彼此基本相同。如图所示，第一层垂直转移电极(第二电极)12_2和第一层垂直转移电极(第四电极)12_4图案彼此相同，第二层垂直转移电极(第一电极)12_1和第二层垂直转移电极(第三电极)12_3图案彼此相同。垂直转移电极12_1和垂直转移电极12_2以两层结构彼此交叠，垂直转移电极12_3和垂直转移电极12_4在二层结构中彼此交叠。第一层和第二层图案不同。

四种垂直转移电极12覆盖了CCD固态图像拾取元件10的图像拾取部10a的主要部分，并且以二层结构设置，在电极之间存在大的交叠电容。

结构和等效电路

图3A-3C示出图1的CCD固态图像拾取元件10的垂直转移电极12的布局模式，半导体基板SUB(第一半导体基板)，以及输出放大器16。图3A是一个光传感器的平面图，图3B是形成在输出放大器16中的MOS晶体管部分的平面图，图3C是图3B中的MOS晶体管部分的剖视图。

在图像拾取部10a中，PWELL-#2a(第二半导体基板的实例)形成在硅半导体基板NSUB的表面上。在左侧从右到左的方向上依次设置在PWELL-#2a上的是光传感器11，由PN结光电二极管，读出栅极部ROG，PWELL-#1，形成在PWELL-#1上的垂直转移寄存器13(由V寄存器BC表示)，以及沟道截断部。该基板结构与IT-CCD结构相同。

设置在这些元件上的是介电层(未示出)，其上设置用于垂直转移寄存器13的垂直转移电极12(12_1或12_3)，从而形成传感器孔118。光屏蔽层119以使得传感器孔118形成在光传感器11之上的方式，形成在垂直转移电极12上的介电层(未示出)上。垂直转移电极12供以四种垂直转移脉冲中的一种(ФV_1或ФV_3)。

通常覆盖CCD固态图像拾取元件10的垂直转移电极12和光屏蔽层119由光传感器11上的传感器孔118进行限定。通过该传感器孔118，光照射在光传感器11上。

在输出放大器16中，PWELL-#2b(第二半导体基板的一个实例)形成在硅半导体基板NSUB上，就像在图像拾取部10a中一样。晶体管120形成在PWELL-#2b上。还设置在晶体管120上的是电极121，介电层(未示出)插入其间。

图3C的剖视图中示出的半导体基板NSUB的VSUB端子130，PWELL-#2a的端子131，以及PWELL-#2b的端子132被供以标准DC偏压Vbias。如图所示，VSUB端子130被供以DC偏压Vbias，PWELL-#2a和PWELL-#2b的端子131和132接地。端子131和132也被称作PWELL接地端子131和132。

如图3C所示，在图像拾取部10a中，耦合电容器C1形成在垂直转移电极12和光屏蔽层119之间，耦合电容器C2形成在垂直转移电极12和半导体基板NSUB之间。由于背栅效应(back gate effect)，在输出放大器16一侧，耦合电容器C3形成在晶体管120的栅极和半导体基板NSUB之间。

每个垂直转移电极12和CCD基板之间的等效电容器CL被认为约等于耦合电容器C1和C2的并联分量。与垂直转移电极12相关的电容器是除耦合电容器C1和C2以外的、与其它垂直转移电极12的电极电容器(见图4A和8A的C64)。

出现在CCD固态图像拾取元件10中的接地电阻包括产生在光屏蔽层119和地GND之间的光屏蔽层电阻器R1，以及半导体基板NSUB的基板电阻器R2。整个接地电阻R被认为约等于光屏蔽层电阻器R1和基板电阻器R2的并联分量。

关于光屏蔽层119和地GND之间的电阻，光屏蔽层电阻器R1除了包括光屏蔽层119的等效电阻R10以外，还包括旨在用于防止静电击穿的几百欧到几十千欧的保护电阻器R12。由于保护电阻器R12通过端子133接地，因此光屏蔽层119的等效电阻器R10在光屏蔽层119一侧而不是在端133子一侧。整个光屏蔽层电阻器R1是光屏蔽层119的等效电阻器R10和保护电阻器R12的并联分量。由于保护电阻器R12的电阻值大于光屏蔽层119的等效电阻器R10的电阻值，因此接地电阻R主要由基板电阻器R2限定。

正如不仅从图2而且从图3A-3C所知道的，四种垂直转移电极12广泛覆盖CCD固态图像拾取元件10的图像拾取部10a。因此，基板电压响应于供给垂直转移电极12的垂直转移脉冲ФV波动。换句话说，在半导体基板NSUB上产生噪声Noise1。然后由于基板上形成输出放大器16的晶体管120的背栅效应，噪声Noise1通过耦合电容器C3耦合到晶体管120上。结果是，噪声叠加到输出信号上，产生了垂直条纹噪声。

垂直转移电极12通过耦合电容器C1容性耦合到光屏蔽层119，并通过耦合电容器C2耦合到半导体基板NSUB。光屏蔽层119通过光屏蔽层电阻器R1接地到地GND上。地GND通过PWELL接地端132连接到输出放大器16的PWELL-#2b上。

由于供给垂直转移电极12上的垂直转移脉冲ФV引起的噪声Noise2通过耦合电容器C1、光屏蔽层119、光屏蔽层电阻器R1、以及地GND使得输出放大器16的PWELL-#2b波动。由于形成输出放大器16的晶体管120的背栅效应，噪声Nosie2在晶体管120上引起，并且叠加到输出信号上，从而变成垂直条纹噪声。

怎样控制半导体基板NSUB的波动以及输出放大器16的PWELL-#2b波动在噪声控制中是非常重要的。

噪声产生机制的分析

图4A-4C以及图5A1-5B2从电路分析的观点分析了条纹噪声产生机制。图4A-4C示出了垂直驱动器和CCD固态图像拾取元件30的等效电路之间的关系。图5A1-5B2示出了垂直转移脉冲ФV的阶跃响应。

在图像拾取部10a的一侧，在垂直转移电极32和光屏蔽层之间形成耦合电容器C1，在垂直转移电极32和半导体基板NSUB之间形成耦合电容器C2。在输出放大器36一侧，由于背栅效应，耦合电容器C3形成在形成输出放大器36的晶体管的栅极以及半导体基板NSUB之间。这些元件并未在图4A-4C中示出。

每个垂直转移电极32和CCD基板之间的等效电容器CL被认为约等于耦合电容器C1和耦合电容器C2的并联分量。与垂直转移电极32相关的电容包括除耦合电容器C1和C2以外的与其它垂直转移电极32的电极电容。

CCD固态图像拾取元件30中存在的接地电阻包括光屏蔽层119和地GND之间产生的光屏蔽层电阻器R1，以及半导体基板NSUB的基板电阻器R2。整个接地电阻R被认为约等于光屏蔽层电阻器R1和基板电阻器R2的并联分量。

如图4A-4C所示，CCD固态图像拾取元件30被示为等效电路中的CCD固态图像拾取元件60，由驱动电路4驱动。等效电路中的CCD固态图像拾取元件60包括作为CCD基板的等效电阻器的接地电阻器61，其对应于图3的接地电阻R。接地电阻器61约等于光屏蔽层电阻器R1和基板电阻器R2的并联分量。电阻器R62和R63是垂直转移电极32的电极电阻。电容器C62和C63代表垂直转移电极12和CCD基板之间的等效电容器。电容器C64代表电极之间的等效电容器。

电容器C62和C63代表垂直转移电极12和CCD基板之间形成的等效电容，对应于图3中的每个垂直转移电极12和CCD基板之间的等效电容CL，且等于耦合电容器C1和耦合电容器C2的并联分量。电容器C64代表电极的等效电容。

CCD图像拾取元件中电极的等效电容取决于像素数量、所用的工艺以及布局结构大大变化。通常，等效电容CL(电容器C62和C63)在100到1000pF的范围内，并且接地电阻器R61是几十欧。电阻器R62和R63中的每个在几十到几百欧的范围内。

为垂直转移电极32提供垂直转移脉冲ФV的垂直驱动器40设置在驱动电路4中。垂直驱动器40产生垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4，CCD图像拾取元件60包括分别被供以垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4的垂直转移电极32_1到32_4。

为解释简便，如图4A-4C所示，垂直驱动器40仅产生单个垂直转移脉冲ФV(输出电压Vout)。实际上，CCD固态图像拾取元件60以每个转移电极为基础由多个驱动器(例如，由其它垂直驱动器或者其它水平驱动器70)进行驱动。例如，数量与垂直转移电极32的种类(相位)数量对应的垂直驱动器40被设置成驱动相应的垂直转移电极32。

从CCD固态图像拾取元件60的等效电路中我们可以发现，如果从垂直驱动器40的角度看，CCD固态图像拾取元件60(CCD固态图像拾取元件30)是容抗负载。

CCD固态图像拾取元件的等效电极电容取决于象素数量、所用的工艺、以及布局结构而有很大的不同。典型地，等效电容CL(电容器C62和C63)落入100到1000pF的范围内，接地电阻器R61大约为几十欧。电阻器R62和R63中的每个落入几十到几百欧的范围内。

为垂直转移电极32提供垂直转移脉冲ФV的垂直驱动器40设置在驱动电路4中。垂直驱动器40产生垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4，CCD图像拾取元件60包括分别被供以垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4的垂直转移电极32_1到32_4。为解释简便，如图4A-4C所示，垂直驱动器40仅产生单个垂直转移脉冲ФV(输出电压Vout)。实际上，CCD固态图像拾取元件60以每个转移电极为基础由多个驱动器(例如，由其它垂直驱动器或者其它水平驱动器70)进行驱动。

垂直驱动器40包括用于将从端子403输入的控制信号Din逻辑反相的反相器41，响应于通过端子403输入的控制信号Din输出控制信号Vg1的电平移动(L/S)电路42，以及响应于控制信号NDin的电平输出控制信号Vg2的电平移动电路43，其中反相器41将通过端子43输入的控制信号Din逻辑反相成控制信号NDin。

垂直驱动器40包括开关48和49，用以从位于电平移动电路42和43的后端的端子401和402接收恒压V1和V2(电压值为V)，并将所述恒压之一作为输出电压Vout从输出端404输出到CCD固态图像拾取元件60。

因此垂直驱动器40从输出端404输出提供给端401和402的恒压V1和V2之一作为输出电压Vout，并且提供输出电压Vout给CCD固态图像拾取元件60。电压V1可为高电平，电压V2可为低电平。

垂直驱动器40从端子403接收控制信号Din，并从电平移动电路42和43输出控制信号Vg1和Vg2，从而分别导通开关48和49。当开关48导通时，正常的输出电压Vout变为电压V1。当开关49导通时，正常的输出电压Vout变为电压V2。

CCD固态图像拾取元件60，在其等效电路表现为，由电极601响应垂直驱动器40的输出电压Vout进行驱动。为此，将驱动信号通过作为电极601和CCD基板之间的等效电容的电容器62施加到接地电阻器R61上。因此出现了响应于输出电压Vout的噪声成分。

CCD固态图像拾取元件60，在其等效电路表现为，还由其它垂直驱动器或者其它水平驱动器(下文中称作驱动器70)进行驱动。另一个电极602上的驱动电压的瞬态变化干扰电极601，因此，引起例如串扰噪声的图像降级。

另一个电极602上的驱动信号通过作为电极602和CCD基板之间存在的等效电容的电容器63施加到接地电阻器R61，该电阻器R61表示约等于光屏蔽层电阻器R1和基板电阻器R2的并联分量的CCD基板的等效电阻。另一电极602上的驱动信号通过作为等效电极间电容的电容器C64出现在电极601上，然后通过作为电极601和CCD基板之间的等效电容的电容器C63施加到接地电阻器R61上。

如图4B所示，如果CCD固态图像拾取元件由相位不同的垂直转移脉冲ФV进行驱动，那么响应于输出电压Vout的相位差别的VSUB变化将出现，并且在图像中出现噪声成分。下面将讨论图4C。

下面参考图5A1-5B2更详细地描述垂直转移电极12中接地电阻器R61的效应。图5A1示出了没有接地电阻器R61(接地电阻器R61的电阻值为零)时，得到输出电压Vout的阶越响应的等效电路。图5A2示出了响应波形。图5B1示出了具有接地电阻器R61(接地电阻器R61的电阻不为零)时，得到输出电压Vout的阶越响应的等效电路。图5B2示出了响应波形。图5A2和图5B2的响应波形在模拟试验中得到。

参考图5A1和5B1，电阻器R44是垂直驱动器40的输出电阻器(输出阻抗Ro)和作为垂直转移电极12的导线电阻的电阻器R62的和(Ro+R62)。此时，垂直驱动器40的输出电阻主要是开关48和49的等效电阻(等效阻抗)。

在图4A和4B以及图5A1和5B1中所示的等效电路中，输出电压Vout(供以电压幅值V的垂直转移脉冲ФV)的阶越响应表示为如下的等式(1)：

输出电压Vout(t)＝V·[1-(Ro/(Ro+R61))·exp(-t/(C62(Ro+R61)))]…(1)

当时间t＝0时，将t＝0代入等式(1)，得到t＝0时刻的输出电压Vout表示为等式(2)：

输出电压Vout(0)＝V·(R61/(R61+Ro)…(2)

图5A2示出了没有接地电阻器，即R61＝0时的输出电压Vout的响应波形。图5B2示出了具有接地电阻器，即R61≠0时输出电压Vout的响应波形。如图所示，线段L1表示响应供给垂直转移电极12的矩形垂直转移脉冲ФV(＝V1)的响应波形，线段L2表示电阻器Ro具有较小电阻值时的响应波形，线段L3表示电阻器Ro具有较大电阻值时的响应波形。

如图5A2和5B2所示，如果CCD基板的等效电阻器R61不为零(正常情况下不为零)，输出电压Vout在时刻t＝0的上升沿处迅速上升。在时刻t＝1的下降沿处，输出电压Vout迅速下降。

此时，由等式(1)所表示的电压在CCD固态图像拾取元件60中的电极601中产生，导致与上述输出电压Vout的响应不同的响应的驱动电压被供给另一电极602。作为电极601和电极602之间的电容的电容器C64以及驱动器70的输出阻抗形成微分电路，由此使得输出电压Vout影响(干扰)电极602。当输出电压Vout在时刻t＝0急剧上升时这种效应相当显著。

如果CCD基板的等效电阻器R61不为零(正常地不为零)，在端子603处观察到的电压V603(t)由等式(3)表示。在时刻t＝0时，电压通过电容器603影响(干扰)电极602。

V603(t)＝V·(R61/(Ro+R61))·exp(-t/(C62(Ro+R61)))…(3)

一个电极上的驱动电压的瞬态变化干扰另一个电极上的驱动电压，因此引起例如串扰噪声的图象降级。为了防止图像降级，在水平消隐周期中而不是在现有技术中的有效水平扫描周期中进行垂直驱动(垂直转移)。这样难于提高CCD固态图像拾取元件中的转移速度。

作为噪声问题的一种解决方案，已经在日本未审专利申请公开No.2005-269060(日本专利申请No.2004-076598)以及日本专利申请No.2005-162034中已经提出了采用具有较缓和(milder)瞬态特性的垂直转移脉冲ФV来替代具有尖锐瞬态特性的典型垂直转移脉冲ФV，这两个申请都转让给本发明的相同受让人。更具体的是，已经提出了用具有较缓和瞬态特性的垂直转移脉冲ФV转移图像拾取部10a的垂直转移寄存器13中的信号的机构(或者采用缓慢瞬态速度的驱动方法)。然而，我们发现低速的驱动方法是不够的，某些噪声问题仍旧未解决。

转让给本发明相同受让人的日本未审专利申请公开No.2005-028606披露了一种采用交替反相的驱动信号用于驱动垂直转移寄存器的互补驱动方法，每组驱动信号，即为除缓慢瞬态速度驱动以外的每两种驱动信号。

如前面所述，由于具有接地电阻器(R61≠1)，输出电压Vout的响应波形在时刻t＝0处的上升沿迅速上升，并且在时刻t＝1的下降沿迅速下降，接地电阻器R61的效应如图5B2所示。这是因为这一事实，即等式(3)中t＝0时刻V603(0)＝V(R61/(Ro+R61))，并且在时刻t＝1时，V603(1)＝V(1-(R61/(Ro+R61)))，当然在这里不讨论得出这个结论的过程。这种陡峭上升沿以及陡峭下降沿使得在图像上出现噪声。

如果执行利用反相的两个驱动信号的互补驱动，那么在驱动信号中出现的噪声成分也变得反相，从而互相抵消。因此减小了在列方向上转移电荷过程中产生的串扰噪声。

如下所述，包括了一种用于增强噪声控制效果的另一机构。

第一实施例(噪声控制技术)

图6A和6B以及图7A和7B示出了本发明第一实施例的噪声控制方法。图6A和6B是根据本发明第一实施例的示出用于驱动图1的CCD固态图像拾取元件10的驱动时序的时序图。图7A和7B是示出比较例的驱动时序的时序图。

本发明第一实施例的控制方法涉及垂直转移脉冲ФV的四种时序，所述脉冲ФV提供给垂直转移电极12用于垂直驱动垂直转移寄存器13。

在CCD固态图像拾取元件10中，通过光传感器11响应光量来接收信号电荷并且对其进行光电转换，然后将其存储在光传感器11中。然后在垂直消隐周期中将光传感器11的信号电荷读取到垂直转移寄存器13中。在垂直线移位期间，将一个水平行的信号电荷向电荷存储部10b和水平转移寄存器14垂直转移。因此，将信号电荷转移到水平转移寄存器14。转移到水平转移寄存器14的信号电荷在有效水平转移周期中通过输出放大器16和关联双采样电路17转移到外部。

低速瞬时驱动

在第一实施例的驱动方法中的垂直线移位的特点是两相垂直转移。在垂直转移的第一阶段，分别用供以垂直转移脉冲ФV1到ФV4的垂直转移电极121到124执行从图像拾取部10a到电荷存储部10b的垂直转移(垂直线移位)。在垂直转移的第二阶段，给存储栅极部分STG提供存储栅极脉冲ФVSTG，给保持栅极部HLG提供保持栅极脉冲ФVHLG。

如图6A所示，在有效水平扫描周期Hs期间，采用具有缓慢瞬态速度的垂直转移脉冲ФV进行低速瞬态驱动(第一阶段垂直线移位)，而在水平消隐周期Hb期间，采用具有陡峭瞬态特性的转移脉冲(存储栅极脉冲ФVSTG和保持栅极脉冲ФVHLG)进行高速瞬态驱动(第二阶段垂直线移位)。以这种方式，减小了出现在有效图像显示期间的噪声，缩短了水平消隐周期Hb。结果是，实现了高速读取。

作为实现电荷垂直转移的二阶段机构，包括存储栅极部STG和保持栅极部HLG的电荷存储部10b设置在包括图像拾取部10a中垂直转移寄存器13的垂直转移电极12_4的转移部和水平转移寄存器14之间。

在有效水平扫描周期Hs期间执行垂直线移位时，由于CCD转移部中垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4的串扰噪声影响，即，瞬时现象，或者这些时钟波形的上升沿Tr以及下降沿Tf所引起的串扰噪声的效应，变得重要。根据本发明的第一实施例，垂直线移位中的垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4的上升沿Tr和下降沿Tf的梯度ΔV/ΔT(ΔV是脉冲电压，ΔT是时间)减小，从而减慢了瞬态速度，如图6A所示。瞬态速度ΔV/ΔT减慢到由于施加的垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4而产生的串扰噪声由关联双采样电路17消除的程度。

对垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4减慢的瞬态速度进行的测试显示，如果瞬态速度ΔV/ΔT是50mV/ns或者更低(不包括零)时，在垂直线移位中产生的串扰噪声由关联双采样电路17消除。即使在有效水平扫描周期Hs中执行垂直线移位，视频噪声(垂直纹波)对CCD固态图像拾取元件输出的影响也减少。更具体的是，响应于瞬态速度ΔV/ΔT是50mV/ns(不包括零)的垂直驱动脉冲的串扰噪声不包含高频成分，并且被关联双采样电路17充分地去除。

现有的垂直线移位中垂直转移脉冲的瞬态速度ΔV/ΔT为约1V伏/ns，该垂直转移脉冲引起的串扰噪声包含CDS电路不能消除的高频成分。

图6A用斜坡波形示出了在有效水平扫描周期Hs中垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4的时钟的瞬态时段。如果上升沿Tr和下降沿Tf的瞬态特性，即，垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4的上升沿Tr和下降沿Tf的梯度小，那么就足够了。上升沿Tr和下降沿Tf并不局限于斜坡波形，可以以指数速率或者阶梯状速率上升和下降。如果上升沿Tr和下降沿Tf以阶梯状速率变化，那么每个阶梯的变化率可被设定为尽可能小，换句话说，可包含大量阶梯。

根据第一实施例，将有效水平扫描周期Hs期间在垂直线移位中施加到转移电极上的垂直驱动脉冲的瞬态速度设定为低。如图6B所示，在垂直消隐周期Vb期间施加到转移电极的垂直转移脉冲ФV的瞬态速度设定为高，以实现高速转移。在需要高速度运行的可携式摄像机的电子图像稳定化操作中，或者在商业用途的帧行间传送(FIT)的CCD固态图像拾取元件中，需要在垂直消隐周期Vb中执行高速驱动。垂直消隐周期期间的高速驱动由标准CMOS驱动器来执行，该驱动器具有供以具有高瞬态速度的垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4的垂直转移电极12_1到12_4。

可以使用双速驱动器来实现垂直消隐周期Vb内的高速驱动以及水平消隐周期Hb内的低速驱动。

图像拾取部10a执行低速瞬态驱动，将电荷转移到电荷存储部10b。采用垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4的小梯度，即，低瞬态速度ΔV/ΔT来执行垂直线移位。由于施加的垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4所引起的串扰噪声可由关联双采样电路17来消除。因此视频噪声(垂直纹波)得到了控制。

电荷存储部10b执行高速瞬态驱动，用存储栅极脉冲ФVSTG和保持栅极脉冲ФVHLD将电荷转移到水平转移寄存器14。因此可将信号电荷从电荷存储部10b转移到水平转移寄存器14。从而缩短了水平消隐周期Hb。得到了高帧频。

由于可不考虑垂直像素间距来设计存储栅极部STG和保持栅极部HLG，因此可增加存储栅电极21和保持栅电极22的电极宽度。减小了电极21和22的电阻。信号电荷容易从存储栅极部STG转移到水平转移寄存器14。线状布线容易设计，并且结合了低电阻电极21和22，还实现了高速转移。可以在短的水平消隐周期Hb内将信号电荷转移到水平转移寄存器14。甚至更高的帧频也可以被实现。

由于结合了低瞬态速度驱动，可以以在高速和低速之间切换的速度执行垂直线移位驱动。即使第一阶段垂直线移位在有效水平扫描周期Hs期间进行，由于垂直转移脉冲ФV是低速瞬变，因此也不会出现视频噪声(垂直条纹)。由于在水平消隐周期Hb期间采用高速瞬变的垂直转移脉冲ФV来进行第二阶段垂直线移位，因此水平消隐周期Hb可在时间上大大减小。得到了高帧频。该驱动方法可应用于高速应用，例如可携式摄像机中的电子图像稳定化操作或者商业FIT应用。

互补驱动

在第一实施例的驱动方法中，每多个垂直转移电极12组成组，所述组被供以交替反相的垂直转移脉冲ФV。换句话说，在互补方法中采用垂直转移脉冲ФV。第一实施例的驱动方法与图7A和7B的驱动方法的实质区别在于其提供相位不同的四种驱动脉冲。

例如，CCD固态图像拾取元件10的图像拾取部10a中的垂直转移电极12具有两层结构。如果结构相同的垂直转移电极12用互补形式的驱动脉冲进行驱动，那么由垂直转移电极12和每个PWELL-#2b以及半导体基板SUB之间的耦合电容产生的电压波动可相互抵消。

互补驱动(反相驱动)允许垂直转移脉冲ФV的周期减半，结果是，瞬态时段增加了一倍。因此可降低瞬态速度，使得串扰噪声能够减小。

由于串扰噪声减小，即使将输出放大器16设计成具有高增益时，输出放大器16也能免除噪声问题。因此可提供高速和高增益性能。

互补驱动的主要优点

图8A-8C和图9A以及9B示出了互补驱动的主要优点。图8A-8C示出垂直驱动器和CCD固态图像拾取元件30的等效电路之间的关系。图9A和9B示出了减小瞬态速度的垂直驱动器50的原理。

如图8A所示，CCD固态图像拾取元件10在图4A所示的等效电路中称为CCD固态图像拾取元件60。CCD固态图像拾取元件60由驱动电路5进行驱动。驱动电路5包括只有该实施例才有的垂直驱动器50，垂直驱动器50为垂直转移电极12提供垂直转移脉冲ФV、存储栅极脉冲ФVSTG和保持栅极脉冲ФVHLG。

垂直驱动器50产生垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4，CCD固态图像拾取元件60包括分别供以垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4的垂直转移电极12_1到12_4。为简化解释，如图8A和8B所示，垂直驱动器50产生单个垂直转移脉冲ФV(输出电压Vout)，但CCD固态图像拾取元件60由多个驱动器(例如，另一垂直驱动器以及另一水平驱动器70)进行驱动。

当在图8A和8B的互补驱动中电极68被供以垂直转移脉冲ФV_1时，电极69被供以相位与垂直转移脉冲ФV_1相反的垂直转移脉冲ФV_3。当电极68被供以垂直转移脉冲ФV_2时，电极69被供以相位与垂直转移脉冲ФV_2相反的垂直转移脉冲ФV_4。

垂直驱动器50包括用于逻辑反相通过端子503输入的控制信号Din的反相器51，用于响应通过端子503输入的控制信号Din的电平输出控制信号Vg1的电平移动(L/S)电路52，以及响应于控制信号NDin输出控制信号Vg2的电平移动电路53，其中控制信号NDin由反相器51逻辑反相从通过端子503输入的控制信号Din得到。

垂直驱动器50包括作为电平移动电路52和53的下一级的电压输出部54以及阻抗控制器55。电压输出部54通过端子501和502接收恒定电压V1和V2(电压值V)，并且通过输出端504将所述输入电压中的一个作为输出电压Vout输出到CCD固态图像拾取元件60。例如，电压V1为高电平，电压V2为低电平。

阻抗控制器55根据用作容性负载的CCD固态图像拾取元件60的传输特性来控制从输出端504看到的输出阻抗。如图8A和8B所示，阻抗控制器55包括多个级联延迟线(延迟元件)56(每个标以后缀_1，_2，……，_m)，多个级联延迟线(延迟元件)57(每个标以后缀_1，_2，……，_m)，分别为延迟线56和57设置的开关58和59(每个标以后缀_1，_2，……，_m)。如下文中所述，开关58和59设置成根据CCD固态图像拾取元件60的传输特性导通和关断。

垂直驱动器50用输出电压Vout驱动作为CCD固态图像拾取元件60的一个电极的电极601，而作为另一垂直驱动器和水平驱动器的驱动器70驱动作为CCD固态图像拾取元件60的另一电极的电极602。

延迟线56和开关58控制电压V1作为输出电压Vout从端子501输出时的输出阻抗，延迟线57和开关59控制电压V2作为输出电压Vout从端子502输出时的输出阻抗。

延迟线56和开关58构造如下。每个开关58的一端共同连接到端子501(电压V1)，而每个开关58的另一端共同连接到输出端504。开关58设置在每条延迟线56之前和之后。当控制信号Vg1从电平移动电路52沿着延迟线56行进时，开关58_1到58_m相继导通，引入延迟。

每个开关58包括阻抗元件。当开关58随着控制信号Vg1沿着延迟线56行进而导通时，由开关58形成的并联阻抗值变小。更具体的是，从输出端504看到的垂直驱动器50的输出阻抗连续减小。

类似，每个开关59的一端共同连接到端子502(电压V2)，而每个开关59的另一端共同连接到输出端504。开关59设置在每条延迟线57的之前和之后。当控制信号Vg2从电平移动电路53沿着延迟线57行进时，开关59_1到59_m相继导通，引入延迟。

每个开关59包括阻抗元件。当开关59随着控制信号Vg2沿着延迟线57行进而导通时，由开关59形成的并联阻抗值变得更小。更具体的是，从输出端504看到的垂直驱动器50的输出阻抗连续减小。

在垂直驱动器50中，控制信号Din通过端子503输入，电平移动电路52和53分别提供用于导通开关58和59的控制信号Vg1和Vg2到延迟线56和57。更具体的是，反相器将电平移动电路52和53之一的输入信号转变为高电平，因此使得从电平移动电路52和53之一输出的信号沿着延迟线行进，并且使相应的开关相继导通。

由于阻抗控制器55控制垂直驱动器50的输出阻抗，因此减小了输出电压Vout的瞬态速度ΔV/ΔT。

对应于图5A1和5B1的图8A示出了确定输出电压Vout的阶跃响应的等效电路。对应于图5A2和5B2的图8B示出了响应波形。图8B的响应波形在没有电容器62的等效电路中得到。

如图8A所示，阻抗Z58是从垂直驱动器50的输出端看到的输出阻抗Zo和作为垂直转移电极12的线路电阻的电阻器R62的和(Zo+R62)。垂直驱动器50的Zo主要是每个开关58和59的等效阻抗。垂直驱动器50的输出阻抗Zo根据等式Zo(t)＝rs0exp(-αt)(rs0：初始值＝Zo(0)，并且α：恒定)随着时间变化。

图9A的等效电路中的输出电压Vout(提供有电压幅值V的垂直转移脉冲ФV)的阶跃响应如等式(4-1)所述确定。如果忽略作为垂直转移电极12的线路电阻的电阻器R62，得到等式(4-2)。如果不包含电容器C62，得到等式(4-3)：

输出电压Vout(t)＝V·[1-(Z58(t)/(Z58(t)+R61))·exp(-t/(C62(Z58(t)+R61)))]…(4-1)

输出电压Vout(t)＝V·[1-(Zo(t)/(Zo(t)+R61))·exp(-t/(C62(Zo(t)+R61)))]…(4-2)

输出电压Vout(t)＝V·R61/(R61+Zo(t))＝R61/(R61+rs0·exp(-αt))…(4-3)

特别是，当时间t＝0时，将t＝0代入等式(4-2)和(4-3)中，得到时刻t＝0时的输出电压Vout表示为等式(5)：

输出电压

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{Vout}\left(0\right)=V\·(R61/(R61+\mathrm{Zo}\left(0\right))\\ =V\·(R61/(R61+\mathrm{rs}0)\end{array}\right\}...\left(5\right)$

将等式(5)与传统的输出电压Vout(0)＝V R61/(R61+Ro)(见等式(2))进行比较，通过调节垂直驱动器50的输出阻抗Zo的初始值rs0，比现有技术更减小了t＝0时的输出电压Vout的值。例如，如果rs0＝8Ro，那么t＝0时的输出电压Vout的值是现有技术值的1/8。由于阻抗Z58的值大，因此使得输出电压Vout的瞬态特性平滑，即，降低了输出电压Vout的瞬态速度。

还存在这样的可能性，在垂直转移脉冲ФV的活动周期内，瞬态速度过度降低，输出电压Vout下降到标准电平(＝V)，并且不能充分驱动垂直转移电极12。

为了克服这个缺点，使垂直驱动器50的输出阻抗Zo随着时间降低。如果垂直驱动器50的输出阻抗Zo按指数降低，那么将输出电压Vout(不包括电容器62)的瞬态响应特性设定为更缓和，如图9B所示，更具体的，降低输出电压Vout的瞬态速度。

在图9A的等效电路中，垂直驱动器50的输出阻抗Zo由指数函数表示。在t＝0时刻，初始值rs0在降低输出电压Vout的瞬态速度方面扮演着重要的因素，而且用指数函数表示垂直驱动器50的输出阻抗Zo也是不必要的。然而，通常在时间轴上表示的作为容性负载的CCD固态图像拾取元件60的传输特性具有指数因子。如果垂直驱动器50的输出阻抗也在时间轴上具有指数因子，那么输出电压Vout的瞬态特性变得更加缓和。

根据时间轴上表示的CCD固态图像拾取元件60的传输特性的指数因子，开关58和59的阻抗随着开关58_1、58_2、…、58_m理想地指数减小。

CCD固态图像拾取元件的电极的等效电容极大地依赖于象素的数量、所用的工艺、以及布置结构(统一称作装置特性)。对于特定CCD固态图像拾取元件最佳的已知垂直驱动器的驱动电压的瞬态特性对另一CCD固态图像拾取元件不一定是最佳的。希望一种响应于CCD固态图像拾取元件控制驱动电压的瞬态特性的方法。

开关58和59的阻抗值优选根据作为容性负载的CCD固态图像拾取元件60的传输特性设定。特别是，输出电压Vout越低，即，图9B所示的阻抗初始值rs0越高，就能越好地实现低瞬态速度。在垂直驱动器50中，在时刻t＝0变为输出阻抗的开关58_1和59_1的阻抗设定为最高。将开关58_1和59_1的阻抗设定为恰当值，时刻t＝0的输出电压Vout的值变为足够的小，并且提供超越现有技术的优点。

位于上升沿(t＝0)以及下降沿(t＝1)的垂直驱动器50的输出阻抗Zo设定为大。随着时间的过去，输出阻抗Zo减小。即使垂直转移电极12由具有低瞬态速度的驱动脉冲进行驱动，仍能维持输出电压Vout(0)＝V(R61/(R61+rs0))或者输出电压Vout(1)＝V(1-(R61/(R61+rs0)))。响应于电压变化，例如串扰噪声的垂直条纹出现在屏幕上，瞬态时段的电压变化仍然出现在屏幕上。

如前面参考图8A-8C所述，作为等效电路中的CCD固态图像拾取元件60的一个电极的电极601由垂直驱动器50进行驱动，而作为另一电极的电极602由另一驱动器70进行驱动。另一电极602的驱动电压中的瞬时变化干扰电极601的驱动电压。

根据采用日本专利申请No.2004-076598以及No.2005-162034中提出的使用低瞬态速度的驱动方法，该CCD固态图像拾取元件由四种相位不同的垂直转移脉冲ФV进行驱动，如图7A和8B所示。即使采用了具有低瞬态速度的垂直转移脉冲ФV，也会出现响应于相位差别的噪声成分，仍然存在串扰噪声。

相反，如果每两个垂直转移电极12组成组，由互补驱动中的垂直转移脉冲ФV进行驱动，即，由交替反相的垂直转移脉冲ФVa和ФVb进行驱动，由垂直转移脉冲ФVa所驱动的电极601的电压变化以及由垂直转移脉冲ФVb驱动的电极602的电压变化彼此抵消。结果是，由垂直转移电极12和每个PWELL-#2b以及半导体基板SUB之间的耦合电容器所引起的电压波动近似变为零。

为了抵消交替反相的电压的电压变化，电极的对称变成我们所关心的问题。在图2所示的两层电极和四相驱动中，待由交替反相的电压驱动的垂直转移电极12包括第二层垂直转移电极12_1和12_3以及第一层垂直转移电极12_2以及12_4。由于第一层电极在图案形状上彼此相同并且第二层电极在图案形状上彼此相同，因此平衡了电容，并且互补驱动的噪声抵消效果很大。

即使不能很好地平衡电极结构，通过调节垂直驱动器50的驱动能力，更具体的是，通过调节驱动脉冲的电压幅值仍然可以使串扰噪声最小化。

互补驱动的其它优点

图10示出了互补驱动的其它优点。在本发明第一实施例的互补驱动中，用具有低瞬态速度的垂直转移脉冲ФV_1到ФV_4执行第一阶段垂直线移位，其中该低瞬态速度比日本专利申请No.2004-076598和No.2005-162034中披露的具有低瞬态的瞬态驱动方法更加缓慢。较薄的设计因此能结合到垂直转移电极12_1到12_4中。

如图10所示，CCD固态图像拾取元件10包括具有光传感器11的垂直转移寄存器13、读出栅极部ROG、嵌入式沟道区24、以及栅绝缘层25上的垂直转移电极12。垂直转移电极12的厚度d0形成为比现有技术中的厚度d2或者日本专利申请No2004-076598和No.2005-162034中所述的厚度d1薄。限定传感器孔118的台阶高度大大减小，这样使得斜向入射光射线(实线)L0的阻断效应最小化。

这种布置增加了传感器孔118的大小，提高了斜向入射光射线的光收集效果，并且导致高的灵敏度。由于控制了斜向入射光射线的阻断，因此也减小了阴影的产生。斜向入射光射线L1(由点划线表示)示出了日本专利申请No.2004-076598和No.2005-162034所述的厚度d1的光阻断状态，斜向入射光射线L2(由两点划线表示)示出了公知的斜向入射光射线的光阻断状态。

驱动时序的实例

图11到18示出了其它驱动时序的实例。在上面的描述中，采用了四种垂直转移脉冲ФV。垂直转移脉冲ФV并不局限于这四种。例如，图11示出了连续采用八种垂直转移脉冲ФV的常规的八相位驱动法。与此对照，图12示出了八种垂直转移脉冲ФV的两种反相。更具体的是，垂直转移脉冲ФV_1和ФV_3彼此反相，垂直转移脉冲ФV_2和ФV_4彼此反相，垂直转移脉冲ФV_3和ФV_5彼此反相，垂直转移脉冲ФV_4和ФV_6彼此反相，垂直转移脉冲ФV_5和ФV_7彼此反相，垂直转移脉冲ФV_6和ФV_8彼此反相，垂直转移脉冲ФV_7和ФV_1彼此反相，垂直转移脉冲ФV_8和ФV_2彼此反相。

即使当VGA模式上的运动图像拾取和驱动采用常规的八相位驱动法时，也可将八个相位电压中的两个反相，如图13所示。更具体的是，垂直转移脉冲ФV_1和ФV_4彼此反相，垂直转移脉冲ФV_2和ФV_5彼此反相，垂直转移脉冲ФV_3和ФV_6彼此反相，垂直转移脉冲ФV_4和ФV_7彼此反相，垂直转移脉冲ФV_5和ФV_8彼此反相，垂直转移脉冲ФV_6和ФV_1彼此反相，垂直转移脉冲ФV_7和ФV_2彼此反相，垂直转移脉冲ФV_8和ФV_3彼此反相。

伪互补驱动

在上述实例中，驱动中两种彼此反相。如图14和15所示，一种驱动信号与多个其它类型的驱动信号进行组合，使得驱动信号作为整体彼此反相。更具体的是，至少每三种驱动信号组成一组，使得这三种驱动信号实现反相驱动效果。优选的是，将低瞬态速度与互补驱动法进行组合。如图14所示，将瞬态速度设定为甚至更低。

如图14和15所示，将一个驱动信号与多个其它的驱动信号组合成组以实现反相驱动状态。如图16所示，如果驱动信号局部中断是可接受的。图16示出了四相位伪反相(互补)驱动，其适用于在百万像素CCD固态图像拾取元件上驱动运动图像时使用。

图17示出了采用十种垂直驱动脉冲ФV的常规的五场、十相位连续驱动法。如图18所示，将十种中的预定两种设定为彼此反相。

如图4C所示，当现有技术中为垂直转移电极12提供大致矩形的驱动信号时，第一实施例的反相驱动方法的使用控制了VSUB变化，因此控制了视频噪声成分。然而，存在轻微的相移导致出现作为视频噪声的尖峰电压波动的可能。

第二实施例(噪声控制技术)

图19示出了根据本发明第二实施例的噪声控制方法。第二实施例的噪声控制方法与主动控制方法相关，其主动地控制在CCD固态图像拾取元件中的PWELL-#2b和半导体基板SUB上引起的串扰噪声(耦合噪声)所导致的噪声。

常规垂直驱动器40用作垂直驱动器，采用现有技术中那样的具有陡峭瞬态特性的相位不同的垂直转移脉冲ФV。

如图3C的截面图所示，半导体基板NSUB上的VSUB端130被供以DC偏压Vbias，输出放大器16侧上的PWELL-#2b的PWELL接地端132连接到地GND。使用这些端子，从外部提供噪声校正信号来抵消耦合噪声。

如图19所示，第二实施例的图像拾取装置1包括分别与现有技术相同的CCD固态图像拾取元件30和垂直驱动器40。此外，图像拾取装置1包括作为本发明第二实施例的特征的噪声校正信号供给电路200。

该噪声校正信号供给电路200包括反相电路(反相放大器210)，用于将从垂直驱动器40提供的垂直转移脉冲ФV进行反相，从而为VSUB端130和PWELL接地端132中的每个提供反相脉冲。噪声校正信号供给电路200还包括波形整形电路220。因此该噪声校正信号供给电路200为VSUB端130和PWELL接地端132提供相位与从垂直驱动器40的输出端传输到PWELL-2#b和半导体基板SUB的噪声相反的波形。

该波形整形电路220采用来自反相电路210的输出信号，产生相位与PWELL-2#b和半导体基板SUB上引起的噪声Noise1和Noise2相反的噪声校正信号CompN1和CompN2。考虑到具有微分特性的耦合噪声，将电容器222和电阻器224的串联电路设置成，以使得电容器222设置在反相电路210的输出侧并且电阻器224设置在反相电路210的接地GND侧的方式，形成CR微分电路。电容器222和电阻器224的连接点连接到VSUB端130和PWELL接地端132中每一个。为VSUB端130提供DC偏压Vbias，电阻器224通过DC偏压Vbias连接到地GND。

根据第二实施例，从垂直驱动器40的输出端提供的垂直转移脉冲ФV由反相电路210进行反相。因此波形整形电路220将反相电路210的输出信号整形为与PWELL-#2b和半导体基板SUB上引起的噪声Noise1和Noise2反相的噪声校正信号CompN1和CompN2，然后将噪声校正信号CompN1和CompN2提供给VSUB端130和PWELL接地端132。这样，由于CCD固态图像拾取元件中的PWELL-#2b和半导体基板SUB上的串扰引起的耦合噪声Noise1和Noise2，因此可以由反相的噪声校正信号CompN1和CompN2抵消，控制了垂直条纹噪声。

由于CCD固态图像拾取元件中PWELL-#2b和半导体基板SUB上引起的耦合噪声Noise1和Noise2取决于装置特性和垂直转移脉冲ФV的瞬态特性，因此对于给定的CCD固态图像拾取元件最优的反相电路210的放大器增益以及波形整形电路220的CR时间常数对另一CCD固态图像拾取元件不一定是最佳的。可根据CCD固态图像拾取元件和垂直转移脉冲ФV的瞬态特性来调节放大器增益和CR时间常数，来产生实际最佳的噪声校正信号CompN1和CompN2。

噪声校正信号CompN1和CompN2使用反相放大器和CR微分电路的组合产生。仅出于示意目的来提出这种设置。可采用其它电路设置。产生的反相信号的波形与实际耦合噪声Noise1和Noise2的特性匹配是非常重要的。

这里将已知的垂直驱动器40用作垂直驱动器，采用具有现有技术那样的陡峭瞬态特性的相位不同的垂直转移脉冲ФV。可将日本专利申请No.2004-076598和No.2005-162034中披露的相位不同并且具有低瞬态速度的垂直转移脉冲ФV和低瞬态反相驱动第一实施例的噪声控制方法进行组合。

第三实施例(噪声控制技术)

图20A-20E示出了本发明第三实施例的噪声控制方法。第三实施例的噪声控制方法涉及例如设置在垂直驱动器和CCD固态图像拾取元件之间的低通滤波器的噪声控制电路。第三实施例与现有技术极大地不同，是因为在现有技术中被认为重要的是来自垂直驱动器的驱动信号应与其初始形状尽可能接近的形式传输到垂直转移电极。

如果从垂直驱动器40提供的垂直转移脉冲ФV通过噪声控制电路提供给垂直转移电极，那么即使在垂直驱动器的输出中产生无法预料的尖峰噪声，由于尖峰噪声引起的串扰噪声也可被减小。

这里采用公知的垂直驱动器40作为垂直驱动器，采用相位不同并具有现有技术中那样的陡峭瞬态特性的垂直转移脉冲ФV。第三实施例可与日本专利申请No.2004-076598和No.2005-12034中披露的相位不同并具有低瞬态速度的垂直转移脉冲ФV，低瞬态反相驱动第一实施例的噪声控制方法，以及提供相位与CCD固态图像拾取元件中产生的噪声相反的噪声控制信号的第二实施例的噪声控制方法，进行组合。

该噪声控制电路本身可提供噪声控制效果，或者可与垂直驱动器40和CCD固态图像拾取元件80的元件功能组合提供噪声控制效果。

图20A示出了公知垂直驱动器和CCD固态图像拾取元件之间的连接的等效电路。如图20A所示，CCD固态图像拾取元件30作为等效电路中的CCD固态图像拾取元件80进行示出。仅从电极601的观点考虑，该等效电路中示出的CCD固态图像拾取元件80与图4A和8A中的相同。电容器C82具有100到1000pF范围内的电容，电阻器R1为大约几十欧姆，垂直转移电极12的布线电阻器R82具有几十欧姆到几百欧姆的电阻。

与此对照，图20B的噪声控制电路310包括将垂直驱动器40连接到垂直转移电极12的信号线和地GND之间的电容器316。电容器316与垂直驱动器40的输出电阻器Ro(或者输出阻抗Zo)一起形成RC低通滤波器。即使无法预料的尖峰噪声出现在垂直驱动器的输出中，响应于该尖峰噪声的串扰噪声因此减小了。

在图20B的第一实施例中，垂直驱动器40的输出电阻器Ro和电容器316形成低通滤波器。输出电阻器Ro通常具有低电阻，为了提供足够的滤波效果，将电容器316的电容值设定为大于第二实施例和第三实施例中的对应部分。

图20C中示出的作为第二实例的噪声控制电路320包括电阻器322和电容器326，该电阻器322的电阻大于连接垂直驱动器40和垂直转移电极12的信号线中的输出电阻器Ro(或者输出阻抗Zo)，电容器326设置在延伸连接电阻器322到垂直转移电极12的信号线和地GND之间。电阻器322和电容器326形成RC滤波器。

电容器326与垂直驱动器40的输出电阻器Ro(或输出阻抗Zo)和电阻器322的串联电阻器组合形成RC低通滤波器。由于电阻器322的电阻值大于输出电阻器Ro(输出阻抗Zo)，电阻器322和电容器326实际上形成RC低通滤波器。即使无法预料的尖峰噪声出现在垂直驱动器40的输出中，由于该尖峰噪声引起的串扰噪声也可被减小。

由于在第二实施例中电阻值大于输出电阻器Ro(输出阻抗Zo)的电阻器322和电容器326形成RC低通滤波器电路，因此即使电容器326的电容值被设定为小于第一实施例的对应部分316，也能形成足够的滤波器。由于插入了电阻器322，电压降出现在接地电阻器R1和布线电阻器R82之间，并且存在这样的可能性，即提供给端子801的垂直转移脉冲ФV的电压幅值减小，使得驱动能力降低。

图20D所示的作为第三实例的噪声控制电路330包括连接垂直驱动器40到垂直转移电极12的信号线中的电感器(线圈)334。形成L型结构的电感器334具有足够小的等效电阻。垂直转移脉冲ФV从垂直驱动器40通过电感器334提供到垂直转移电极12。

电感器334和CCD固态图像拾取元件80中的电容器C82一起形成LC低通滤波器。更具体地，由于接地电阻器R1和布线电阻器R82出现在CCD固态图像拾取元件80中，因此形成了RLC低通滤波器。

即使无法预料的尖峰噪声在垂直驱动器40的输出中产生，也可减小由于该尖峰噪声所引起的串扰噪声。由于所插入的电感器334的等效电阻小，因此不像采用电阻器322的第二实例，驱动能力不会出现下降。

在图20E所示的作为第四实例的噪声控制电路340中，具有小等效电阻的电感器334设置在连接垂直驱动器40到垂直转移电极12的信号线中。将垂直转移脉冲ФV从垂直驱动器40通过电感器344提供到垂直转移电极12。此外，将电容器346设置在连接电感器344到垂直转移电极12的信号线和地GND之间。因此提供了LC结构。

电感器344与电容器346组合形成了LC低通滤波器。即使当无法预料的尖峰噪声在垂直驱动器40的输出中产生时，也可减小由于该尖峰噪声所导致的串扰噪声。由于所插入的电感器344的等效电阻足够小，因此不像采用电阻器322的第二实例，驱动能力不会出现下降。

除第三实例的结构之外，第四实施例还包括电容器346。低通滤波器电路由CCD固态图像拾取元件80中的电容器C82(更精确地，与接地电阻器R1和布线电阻器R82组合)形成。除了第三实例的滤波器效果，进一步的滤波器效果由电容器346另外提供。

电容器346直接与电感器344一起工作，而CCD固态图像拾取元件80中的电容器C82通过接地电阻器R1和布线电阻器R82与电感器344一起工作。因此得到了阻尼效果。如果两个电容器的电容近似相同，那么电容器346提供更多的滤波效果。

从第一到第四实例的噪声控制电路310-340，第四实例提供驱动能力的最小下降以及最高的滤波效果。第四实例作为实际应用提供了最好的设置，之后是第三实施例，其在驱动能力方面提供了倒数第二少的下降。

第四实施例(噪声控制技术)

图21A和21B示出了本发明第四实施例的噪声控制方法。第四实施例的噪声控制方法通过将基板接地电阻器在等效电路中从阻性变为容性，改进了由基板(SUB)接地电阻器的效应引起的在垂直转移脉冲ФV的上升沿和下降沿处输出电压Vout的剧烈变化。

这里采用公知的垂直驱动器40作为垂直驱动器，并且采用具有现有技术那样的陡峭瞬态特性的相位不同的垂直转移脉冲ФV。第四实施例的机制可与日本专利申请No.2004-076598和No.2005-162034中披露的相位不同并具有低瞬态速度的垂直转移脉冲ФV以及低瞬态反相驱动第一到第三实施例中的每一个的噪声控制方法中的每一个进行组合。

如前面参考图3A-3C和图5A1-5B2进行讨论的，形成在光屏蔽层119和地GND之间的光屏蔽层电阻器R1和半导体基板NSUB的基板电阻器R2作为接地电阻器存在。这些电阻器的总接地电阻器R等效于光屏蔽层电阻器R1和基板电阻器R2的并联成分。

为了使接地电阻在等效电路中从阻性变为容性，可进行三种方法。在第一种方法中，使光屏蔽层电阻器R1呈容性，在第二种方法中，使基板电阻器R2呈容性，在第三种方法中，将第一种方法和第二种方法进行组合。图21A和21B示出了用于将光屏蔽层电阻器R1从阻性变成容性的第一种方法。

在第一种方法中，由提供给垂直转移电极12的垂直转移脉冲ФV引起的噪声Noise2通过耦合电容器C1、光屏蔽层119、光屏蔽层电阻器R1以及地GND使输出放大器16的PWELL-#2b波动。由于形成输出放大器16的晶体管120的背栅效应，噪声Noise2影响了晶体管120。结果是，第一种方法防止噪声叠加到输出信号上，减小了垂直条纹噪声。

在第二种方法中，在半导体基板NSUB上产生了噪声Noise1，并且由于形成输出放大器16的晶体管120的背栅效应，噪声Noise1通过耦合电容器C3影响了晶体管120。结果是，第二种方法防止噪声叠加在输出信号上，从而减小了垂直条纹噪声。

为了将基板接地电阻器从阻性变为容性，将电容器与基板接地电阻器并联连接从而形成接地容性滤波器。例如，将光屏蔽层电阻器R1主要考虑成光屏蔽层119的等效电阻器R10。实践中将电容器通过端子133连接到等效电阻器R10是困难的。另一方面，如前面参考图3C所讨论的那样，采用端子133将电阻值落在从几百欧姆到几十千欧的范围内的保护电阻器R12插入在光屏蔽层119和地GND之间，来防止静电击穿。如图21A所示，如果采用端子133将电容器412并联连接到保护电阻器R12，那么作为光屏蔽层电阻器R1一部分的保护电阻器R12在等效电路中从阻性变为容性。

由于布线电阻器(作为光屏蔽层电阻器R1的一部分的保护电阻器R12)，在垂直转移脉冲ФV的上升沿和下降沿上，输出电压Vout(见图5B2)出现剧烈的变化。通过将电容器412并联连接到保护电阻器R12，在垂直转移脉冲ФV的上升沿和下降沿处流动的信号电流故意沿着电容器412消耗。结果是，急剧的电压变化得到了控制。

除端子133以外的端子可用于连接。光屏蔽层119通常覆盖CCD固态图像拾取元件10。如果大量电容器412在许多点连接到地GND，所得的图21A的等效电路包括连接在光屏蔽层119的耦合电容器C1和地之间的电容器412。以这种方式，整个光屏蔽层电阻器R1在等效电路总变为容性。

尽管由于布线电阻器(作为光屏蔽层电阻器R1的一部分的保护电阻器R12)，在垂直转移脉冲ФV的上升沿和下降沿，输出电压Vout(见图5B2)出现急剧的变化，但是通过将电容器412并联连接到保护电阻器R12，在垂直转移脉冲ФV的上升沿和下降沿流动的信号电流沿着电容器412消耗。结果是，急剧的电压变化得到了控制。

图21A和21B示出了将光屏蔽层电阻器R1从阻性变为容性的第一种方法。如果将多个电容器并联设置在半导体基板NSUB和地GND之间，那么基板电阻器R2可在等效电路中从阻性变为容性。

变化和环境改变的影响

当CCD固态图像拾取元件10的转移电极由驱动脉冲进行驱动时，可降低驱动脉冲的瞬态速度，或者可采用互补驱动。这样，可同时实现高速驱动和噪声控制。

由具有如图7A和7B以及图8A和8B所示的分开的输出级的驱动电路装置，来产生具有低瞬态速度的低速驱动脉冲信号。此时，基于对例如输出波形的通过率(through rate)的特性而言唯一的时间常数产生驱动脉冲，不能得到确保设计裕量的最小输出梯度。尽管输出驱动能力响应于负载电容变化，但瞬态起始点处的驱动能力仍然恒定。这些可能是有问题的。

当作为容性电抗的负载由梯度平滑并且略微倾斜的低速脉冲信号进行驱动时，仅用恒定电流驱动负载电容，从而维持如日本未审专利申请公开No.2005-269060所披露的驱动脉冲的梯度。仅恒定电流驱动在图像拾取系统中不具有实际意义。

驱动脉冲的梯度也响应于负载电容制造中的变化和驱动元件制造中的变化而改变。如果当驱动多个沟道时，从沟道到沟道的负载电容相对驱动特性存在变化，脉冲的梯度从沟道到沟道变化。

为了减小例如尖峰的可能出现在转变过程中的噪声成分，输入到驱动电路的前一级的脉冲波形需要平滑。这在最后的脉冲输出的瞬态起始点之前导致初始延迟时间。该延迟时间取决于负载电容的变化以及驱动元件的变化。

如果输出的梯度变大，那么噪声可能由于CCD噪声电阻特性而残留在图像上。如果输出的梯度变小，那么电流输出的转变可与下一个输出的转变重叠，可能导致错误的转移。

为了减小负载电容制造中的变化以及驱动元件制造中的变化，考虑反馈控制是有效的。在反馈控制中，测量主动脉冲信号，例如响应于输入脉冲的输出脉冲波形延迟时间以及转变过程中的通过率的主动瞬态特性基于测量结果收敛成期望的瞬态特性。反馈控制施加到脉冲驱动波形的波形整形功能被认为是有效的。包含该功能的电路设置描述如下。

脉冲驱动波形的反馈控制整形功能

图23总体示出了作为具有用于脉冲驱动波形的反馈控制整形功能的脉冲驱动设备的一个实例的脉冲驱动器。图25A和25B是示出图23的脉冲驱动器的操作，特别是转变的梯度特性的时序图。图24A和24B详细示出了相位延迟量。

如图23所示，在脉冲驱动器600中，定义驱动脉冲的高电平电压的电压V1输入到端子601，定义驱动脉冲的低电平电压的电压V2输入到端子602。从脉冲信号发生器(未示出)提供的处于逻辑电平(例如，0V/5V或者0V/3V)的输入脉冲Pin输入到端子603，具有容性电抗或感性电抗的负载609连接到端子604。输出脉冲Pout出现在端子604。

脉冲驱动器600包括相位延迟调节器61、通过率调节器(变化特性调节器)630、以及负载驱动器650。相位延迟调节器610调节以来自端子603的在所述逻辑电平输入的输入脉冲Pin的延迟时间，即，相位延迟量(作为负载609的一个连接点的端子604处的输出脉冲波形的瞬态特性之一)。通过率调节器630调节通过率，该通过率指示在响应于相位延迟调节器610的控制信号P10产生前一级驱动信号P30时，作为负载609的连接点的端子604处的输出脉冲波形的瞬态特性的变化。负载驱动器650响应来自通过率调节器630的前一级驱动信号P30驱动负载609。负载驱动器650响应于与从通过率调节器630提供的前一级驱动信号P30对应的能力，将输出脉冲Pout施加到负载609。

相位延迟调节器610、通过率调节器630、以及负载驱动器650构成对输入脉冲信号执行预定波形整形处理的波形整形处理器660。

脉冲驱动器600包括驱动脉冲波形整形控制器670。驱动脉冲波形整形控制器670监测端子604上的输出脉冲波形，并且基于所监测的结果控制相位延迟调节器610和通过率调节器630的调节功能。因此脉冲驱动器600执行反馈控制，使得主动瞬态特性(例如响应于输入脉冲Pin的端子604上输出脉冲Pout的延迟时间以及转变时的通过率)收敛成目标瞬态特性。

驱动脉冲波形整形控制器670包括用作控制相位延迟调节器610的功能元件的相位延迟控制器672，以及用作控制通过率调节器630的功能元件的通过率控制器674。

相位延迟控制器672执行反馈控制。更具体的是，相位延迟控制器672提供延迟量控制信号P72给相位延迟调节器610，以便在监测端子604上的输出脉冲Pout时，响应于输入脉冲Pin的输出脉冲Pout的延迟量收敛到目标值(典型地，使得说明书中所述值的偏差变为零)。

通过率控制器674执行反馈控制。更具体地，通过率控制器674为通过率调节器630提供通过率控制信号P74，以便在监测端子604处的输出脉冲Pout时，指示输出脉冲Pout的变化特性的通过率收敛成目标值(典型地，使得说明书中所述值的偏差变为零)。

相位延迟调节器610将通过端子603输入的输入脉冲Pin延迟在外部或内部设定的时间段，并且将被延迟的控制信号P10提供到通过率调节器630。

相位延迟调节器610可作为固定量处理曾经设定的延迟量。或者，相位延迟调节器610可响应来自驱动脉冲波形整形控制器670中的相位延迟控制器672的延迟量控制信号P72(响应于当前状态)动态地调节延迟量。调整延迟量的机制将在随后描述。

可利用各种方法来相对输入脉冲Pin设定控制信号P10的延迟量。例如，如图24A所示，一种方法管理从输入脉冲Pin的上升沿到端子604上的输出脉冲Pout(实际驱动负载609的脉冲波形)的上升沿处的转变起始点Tsr1的延迟量tpdr1，或者从输入脉冲Pin的下降沿到输出脉冲Pout的下降沿上的转变起始点Tsf1的延迟量tpdf1。

相位延迟控制器672可采用反馈控制来执行该方法。更具体的是，相位延迟控制器672检测输出脉冲Pout实际开始转变的时间，将所检测结果与内部设定的参考值进行比较，将延迟量控制信号P72提供给相位延迟调节器610，使得误差变为零。可以更新该设定值。

如图24B所示，另一种方法管理从输入脉冲Pin的上升沿到输出脉冲Pout的上升沿中的预定电压点Tsr2(位于电压V1和电压V2之间的中点)的延迟量tpdr2，或者从输入脉冲Pin的下降沿到输出脉冲Pout的下降沿中的预定电压点Tsf2的延迟量tpdf2。

在该反馈控制过程中，相位延迟控制器672检测从输出脉冲Pout的转变开始到预定电压点Tsr2或Tsf2的时间，将所检测的结果与内部或外部设定的参考值进行比较，将延迟量控制信号P72提供给相位延迟调节器610，使得误差收敛成零。设定值可更新。

在图24A的前一方法中，端子604上有效脉冲波形的转变起始点Tsr1和Tsf1需要被识别。如图24A所示，如虚线所示，脉冲缓和变化，难于精确测量转变起始点Tsr1和Tsf1。在图24B的后一方法中，容易实现预定电压点Tsr2和Tsf2的测量，预定电压点Tsr2和Tsf2在转变起始点之后相对稳定。

以任一种方式，延迟量tpdr1和tpdr2以及延迟量tpdf1和tpdf2可共同或者分别设定。

通过率调节器630调节将要提供给负载驱动器650的前一级驱动信号P30的幅度，从而调节负载驱动器650驱动负载609的点(端子604)上的通过率。

更具体的是，一旦检测到从相位延迟调节器610输出的延迟量调节控制信号P10的输出转变(上升沿或下降沿的起始点)，通过率调节器630为负载驱动器650提供前一级驱动信号P30，该驱动信号P30具有对应于负载驱动器650的负载驱动能力的特性。当负载驱动器650驱动负载609时，考虑负载驱动器650和负载609之间的关系，采用前一级驱动信号P30来使得端子604上的输出脉冲Pout具有目标通过率特性。如果负载609不仅是电阻而且是容性电抗或者感性电抗，那么就包含了集成效果。如图24A和24B，以及图25A和25B所示，施加到负载609的信号通常变成不同于原始输出脉冲Pout。

通过率调节器630处理曾经设定为固定通过率的通过率。或者，通过率调节器630可响应来自驱动脉冲波形整形控制器670中的通过率控制器674的通过率控制信号P74动态地调节通过率(处于有效状态)。下面将描述用于调节通过率的机制。

可以使用各种方法来设定控制信号P10的通过率。例如，如图25A所示，一种方法管理从输出脉冲Pout的上升沿起始点Tsr1的电压到上升沿结束点Ter1的电压的变化特性(通过率)SRr1，或者从输出脉冲Pout下降沿起始点Tsf1上的电压到下降沿结束点Tef1的电压的变化特性(通过率)SRf1。

如图25B所示，另一种方法管理输出脉冲Pout的上升沿的两个预定电压点Tsr2(V1和V2之间的电压约下1/3电平处)以及Ter2(V1和V2之间的电压约上1/3电平处)之间的变化特性(通过率)SRr2，或者输出脉冲Pout的下降沿的输出脉冲Pout的两个预定电压点Tsf2(V1和V2之间的电压约上1/3电平处)以及Tef2(V1和V2之间的电压约下1/3电平处)之间的变化特性(通过率)SRf2。

通过率控制器674在反馈控制过程中执行这些方法中的一种方法。更具体的是，通过率控制器674检测等于输出脉冲Pout的所述两个电压之间的变化率的量，将检测结果与内部或外部设定的参考值进行比较，将通过控制信号P74提供给通过率调节器630，使得误差变为零。该设定值可被更新。

在图25A的前一种方法中，端子604处的主动脉冲波形的转变起始点Tsr1和Tsf1以及转变结束点Ter1和Tef1需要被识别。如同识别上升沿延迟量tpdr1和下降沿延迟量tpdf1困难一样，起始点和结束点的精确测量是困难的。应该注意到，输出脉冲Pout可缓和地开始上升沿和下降沿，如图25A中的虚线所示，可能在转变起始点附近出现高频噪声。在图25B的后一种方法中，对应于上升时间延迟量tpdr2和下降时间延迟量tpdf2，在转变开始之后稳定的两个电压之间的变化特性容易被识别。

在任一情况下，上升沿通过率SRr1和SRr2以及下降沿通过率SRf1和SRf2可一同或者分别设置。

相位延迟控制器672可基于由通过率控制器674确定的输出脉冲Pout的上升沿中两个预定电压之间的通过率SRr2和输出脉冲Pout的下降沿中的两个预定电压之间的通过率SRf2，来估计输出脉冲Pout的上升沿的转变起始点Tsr1和下降沿的转变结束点Tsf1。图25B的右边部分所示的输出脉冲Pout中，在从用于确定通过率SRr2和SRf2的线延伸的线中发现上升沿的转变起始点Tsr1和下降沿的转变起始点Tsf1。

在本实施例中，相对输入脉冲Pin对端子604上的输出脉冲Pout的延迟量以及变化特性(转变处的通过率)执行反馈控制。如果严格控制延迟量和变化特性是不必要的，那么可以对延迟量和变化特性中的一个执行反馈控制。

如果上升沿处的延迟量和下降沿处的延迟量不均匀变化，那么也影响了通过率。相反，通过率可改变上升沿特性和下降沿特性，结果是，影响了延迟量。实际上，延迟量和变化特性彼此互相影响。因此优选对延迟量和变化特性都进行反馈控制。

在脉冲驱动器600中，负载驱动器650驱动负载609。驱动脉冲波形整形控制器670监测端子604上的主动输出脉冲Pout，并执行反馈控制，以便输出脉冲Pout的转变特性(例如输出脉冲Pout相对输入脉冲Pin的延迟量和变化特性)变为目标值。

将输出脉冲Pout的转变特性设计成与负载609制造过程中的变化以及设置在负载驱动器650的输出级的驱动元件的制造过程中的变化无关。因此以最佳转变特性脉冲驱动负载609。此外，将转变特性设计成与例如温度变化以及湿度变化的环境变化无关。

负载驱动器650的驱动能力以及负载609的特性(等效输入电容和等效输入电感)可响应于设计阶段中无法预料寄生元件(例如寄生电容和寄生电感)、负载609的制造过程中的变化、以及例如温度变化或者湿度变化等环境变化而改变。在那种情况下，输出脉冲Pout相对输入脉冲Pin的延迟量以及输出脉冲Pout的梯度可进行调节，使得驱动输出的转变特性(例如延迟量和通过率)落入技术要求的范围内。

使用本发明的机制，驱动信号在电抗负载的驱动电路中具有恒定延迟量以及恒定梯度，而不管负载特性和驱动特性的变化以及环境变化。即使确定输出时序以满足系统技术要求中负载的要求，驱动波形具有高度的重复性，落入延迟量和通过率的技术要求的范围内的误差最小。

容性电抗负载的负载驱动器

图26是图23的脉冲驱动器600的一个实例的负载驱动器650的框图。负载驱动器650驱动具有容性电抗的负载609。图27是示出图26的脉冲驱动器600的操作的时序图。

当负载609是容性电抗负载时，负载驱动器650包括电流驱动负载609的电流输出电路。通过率调节器630这样进行设计，即使得适合于由负载驱动器650进行电流驱动的前一级驱动信号P30提供给负载驱动器650。

更具体的是，通过率调节器630包括电流输出部632_H和632_L。电流输出部632_H和632_L向负载驱动器650输出彼此互补的前一级驱动信号P30_H和前一级驱动信号P30_L，表示确定输出脉冲Pout的上升沿或者下降沿的梯度的参考电流Is。

负载驱动器650包括电流镜像电路652_H和电流镜像电路652_L。一旦接收提供给端子601的定义高电平电压的电压V1，电流镜像电路652_H就输出恒定电流Io给端子604。一旦接收提供给端子602的定义低电平电压的电压V2，电流镜像电路652_L就从端子604吸收恒定电流Io。换句话说，负载驱动器650由一对上、下电流镜像电路652_H和652_L组成。

电流镜像电路652_H的输出级652_Hout和电流镜像电路652_L的输出级652_Lout在连接点656彼此连接(对应于电流加法器)，该连接点656又通过端子604连接到负载609。电流镜像电路652_H的输入级652_Hin连接到通过率调节器630的电流输出部632_H，电流镜像电路652_L的输入级652_Lin连接到通过率调节器630的电流输出部632_L。

为通过率调节器630分别提供对应于上升沿处延迟量的控制信号P10_H以及对应于下降沿处延迟量的控制信号P10_L。

通过率调节器630响应于控制信号P10_H通过电流输出部632_H给电流镜像电路652_H的输入级652_Hin提供前一级驱动信号P30_H，并响应控制信号P10_L通过电流输出部632_L给电流镜像电路652_L的输入级652_Lin提供前一级驱动信号P30_L。

由于这种设置，通过率调节器630向负载驱动器650输出代表参考电流Is的前一级驱动信号P30_H和P30_L，其中Is确定输出脉冲Pout的上升沿或下降沿的梯度。包括该对上、下电流镜像电路652_H和652_L的负载驱动器650，在复制电流的同时将由通过率调节器630产生的上升沿和下降沿中每个的参考电流Is乘以常数(xNH和xNL)。然后将输出电流Iout提供给具有容性电抗的负载609。

实际上，将输出电流Iout_H(＝+Io)从上侧电流镜像电路652_H提供到负载609(电源操作)，而下侧电流镜像电路652_L从负载609吸收输出电流Iout_L(＝-Io)(吸收操作)。

在端子604上产生的负载电压Vout，通过将提供给负载609的输出电流Iout的积分除以负载609的电容值而确定。如图27所示，如果在转变时段将恒定电流连续施加到具有容性电抗的负载609(容性负载)，负载电压Vout线性变化到电流镜像电路652_H的电源电压V1或者电流镜像电路652_L的电源电压V2。

当负载电压Vout达到电源电压V1时，上侧电流镜像电路652_H的输出级652_Hout失去了它的恒定电流特征，并通过其等效电阻器连接到电源电压V1。负载电压Vout因此固定到电源电压V1。当负载电压Vout到达电源电压V2时，下侧电流镜像电路652_L的输出级652_Lout失去其恒定电流特征，并通过其等效电流连接到电源电压V2。因此负载电压Vout被固定到电源电压V2。

作为从通过率调节器630的电流输出部632_H提供到电流镜像电路652_H的前一级驱动信号P30_H，在从输出脉冲Pout的上升沿的起始点到负载电压Vout到达电源电压V1期间(实践中，在吸收操作中)将参考电流Is可靠地提供给输入级652_Hin，并且在电流镜像电路652_L开始工作前停止提供参考电流Is到输入级652_Hin。

作为从通过率调节器630的电流输出部632_L提供到电流镜像电路652_L的前一级驱动信号P30_L，在从输出脉冲Pout的下降沿的起始点到负载电压Vout到达电源电压V2的期间(实践中，在电源操作中)将参考电流Is可靠地提供给输入级652_Lin，并且在上侧电流镜像电路652_H开始工作前停止提供参考电流Is到输入级652_Lin。

输出脉冲Pout的变化特性，即，负载电压Vout由提供给负载609的驱动电流Io(源电流Io和吸收电流Io)限定，驱动电流Io由从通过率调节器630的电流输出部632_H和632_L输出的参考电流Is(吸收电流Is和源电流Is)进行限定，参考电流Is由通过率控制信号P74进行限定。在反馈控制过程中，负载电压Vout的变化特性(通过率)通过调节通过率控制信号P74而变化。

负载609由容性电抗构成。在输出转变期间，由电流镜像电路652_H和652_L响应于恒定电流Io驱动容性电抗负载。驱动脉冲波形整形控制器670监测输出脉冲Pout，从而执行反馈控制。在相位延迟控制器672的控制下，输出脉冲Pout的负载电压Vout相对输入脉冲Pin具有恒定延迟量。在通过率控制器674的控制下，输出脉冲Pout的负载电压Vout以恒定通过率转变。

用于驱动图26的容性电抗负载的驱动电路因此使得驱动信号(负载电压信号)具有恒定延迟并且以恒定梯度转变，而不管负载电容和驱动特性的变化以及环境改变。即使将输出时序确定为满足系统技术要求中负载609的要求，驱动波形也具有高度的可重复性，在延迟量和通过率的技术要求范围内的误差最小。

感性电抗负载的负载驱动器

图28是图23的驱动脉冲600的一个实例的负载驱动器650的框图。负载驱动器650驱动具有感性电抗的负载609。图29是示出图28的脉冲驱动器600的操作的时序图。

用于驱动具有感性电抗的负载609的驱动电路是电压驱动负载609的电压输出电路，与电流驱动具有容性电抗的负载609相反。将通过率调节器630设计成为负载驱动器650提供适合于由负载驱动器650进行电压驱动的前一级驱动信号P30。

更具体的是，通过率调节器630包括电压输出部633_H和633_L，用于输出彼此互补的前一级驱动信号P30_H和P30_L，代表确定输出脉冲Pout的上升沿或下降沿的梯度的参考电压Vs。

负载驱动器650包括恒电压输出电路653_H和恒电压输出电路653_L。一旦接收到将要提供给端子601的限定高电平电流的电流I1，恒电压输出电路653H提供恒定电压Vo给端子604。一旦接收到提供给端子602的限定低电平电流的电流I2，恒电压输出电路653_L提供恒定电压Vo给端子604。负载驱动器650因此由一对上、下恒电压输出电路653_H和653_L组成。

可设置用于施加电压V1到端子601上从而提供恒定电流I1到恒定电压输出电路653_H的电路。可设置用于施加电压V2到端子602从而提供恒定电流I2到恒电压输出电路653_L的电路。

可将电压加法器657设置在恒电压输出电路653_H的输出级653_Hout和恒电压输出电路653_L的输出级653_Lout之间。电压加法器657将上侧电压和下侧电压相加并将电压和提供到端子604。恒电压输出电路653_H的输入级653_Hin连接到通过率调节器630的电压输出部633_H。恒电压输出电路653_L的输入级653_Lin连接到通过率调节器630的电压输出部633_L。

将负载电流检测器658设置在负载驱动器650和负载609之间。采用负载电流检测器658，驱动脉冲波形整形控制器670监测负载驱动器650和端子604之间的负载驱动电流。因此驱动脉冲波形整形控制器670执行反馈控制，使得在转变过程中的主动转变特性(例如端子604上输出脉冲Pout相对于输入脉冲Pin的延迟时间和通过率)收敛成目标转变特性。

负载电流检测器658简单地响应于负载驱动电流将检测到的信号传送到驱动脉冲波形整形控制器670。如图28的功能框图所示，负载电流检测器658可执行包括下述方法在内的多种方法中的一种：用电流互感器直接检测电流，或者采用电流-电压变换功能在线路中插入电流检测电阻器并检测电阻器两端的电压。如果检测到电流本身，驱动脉冲波形整形控制器670将所检测的电流转换成电压信号。

如果垂直驱动器由集成电路(IC)组成，那么在IC中很难包括电流互感器。将所有相关的线路包括到IC中是很困难的。实际上，电流互感器设置在端子604和负载609之间，然后将所检测的信号提供给IC中的驱动脉冲波形整形控制器670。如果采用的话，电流检测电阻器可插入在电压加法器657和端子604之间，并且所有相关的线路可包含在IC中。

恒电压输出电路653_H和653_L，与电流镜像电路652_H和652_L相反，将输入级653_Hin和653_Lin的输入电压与恒定数相乘，然后从输出级653_Hout和653_Lout分别输出所得的电压。只要能够实现这个功能，任何电路设置都是可以的。

采用这种设置，通过率调节器630向负载驱动器650输出前一级驱动信号P30_H和P30_L，前一级驱动信号P30_H和P30_L表示参考电压Vs并确定输出脉冲Pout的上升沿和下降沿的梯度。在复制电压时，由上侧和下侧恒电压输出电路653_H和653_L组成的负载驱动器650，将由通过率调节器630产生的上升沿和下降沿中每个的参考电压Vs与常数相乘(xNH和xNL)。然后将输出电压Vout提供给具有感性电抗的负载609。

实际上，上侧恒压输出电路653_H为负载609提供输出电压Vout_H(＝+Vo)(源操作)，而下侧恒压输出电路653_L为负载609提供输出电压Vout_L(＝-Vo)(吸收操作)。

通过将提供给负载609的输出电压Vout的积分除以负载609的电感值，得到在端子604产生的负载电流Iout。如果在图29所示的转变期间将恒定电压连续施加到具有感性电抗的负载609，负载电流Iout线性变化直到负载电流Iout达到恒电压输出电路653_H的电源电流I1或者恒电压输出电路653_L的电源电流I2为止。

当负载电流Iout达到电源电流I1时，上侧恒压输出电路653_H的输出级653_Hout失去其恒压特征，并通过其等效电阻连接到电源电流I1。因此将负载电流Iout固定为电源电流I1。相反，如果负载电流Iout达到电源电流I2，恒压输出电路653_L的输出级653_Lout失去其恒电压特征，并通过其等效电阻连接到电源电流I2。因此负载电流Iout固定为电源电流I2。

作为待从通过率调节器630的电压输出部633_H提供给恒压输出电路653_H的前一级驱动信号P30_H，任何电压都是可以的，只要从输出脉冲Pout的上升沿的起始点直到负载电流Iout达到电源电流I1(实际上，吸收操作)为止，参考电压Vs可靠地提供到输入级653_Hin，并且在下侧恒压输出电路653_L开始工作前停止提供参考电压Vs给输入级653_Hin。

作为待从通过率调节器630的电压输出部633_L提供给恒压输出电路653_L的前一级驱动信号P30_L，只要从输出脉冲Pout的下降沿的起始点直到负载电流Iout达到电源电流I2(实际上，源操作)为止，参考电压Vs可靠地提供给输入级653_Lin，并且在上侧恒压输出电路653_H开始工作之前停止提供参考电压Vs到输入级653_Lin，那么任何电压都是可以的。

负载609是感抗负载。因此该感抗负载609由恒压输出电路653_H和653_L响应于输出转变期期间的恒压Vo来进行驱动，同时驱动脉冲波形整形控制器670在监测输出脉冲Pout的同时执行反馈处理。在相位延迟控制器672的控制下，输出脉冲Pout的负载电流Iout被控制为具有恒定延迟时间。在通过率控制器674的控制下，输出脉冲Pout的负载电流Iout被控制为以恒定通过率转变。

用于驱动图28的感性电抗负载的驱动电路因此使驱动信号(负载电流信号)具有恒定延迟并以恒定梯度转变，而不管负载电感以及驱动特性的变化和环境变化。即使将输出时序确定为满足系统技术要求中负载609(例如电机绕组)的要求，驱动波形也具有高度的重复性，在延迟量和通过率的技术要求范围内的误差最小。

相位延迟调节器和通过率调节器的结构

图30主要示出了图23的脉冲驱动器600的相位延迟调节器610和通过率调节器630。图31是示出图30的脉冲驱动器600的操作的时序图。

负载驱动器650具有与驱动具有容性电抗的负载609的图26的负载驱动器650相同的结构。如果负载驱动器650具有与驱动具有感性电抗的负载609的图28中的负载驱动器650相同的结构，那么可采用相同的相位延迟调节器610和通过率调节器630。

脉冲驱动器600包括用于接收时钟信号CK的端子605。相位延迟调节器610包括脉冲延迟电路612和延迟时钟计数寄存器614。脉冲延迟电路612通过参考输入到端子605的时钟信号CK，将输入到端子603的输入脉冲Pin(逻辑输入)延迟外部设定的时钟数。延迟时钟计数寄存器614存储定义脉冲延迟电路612的延迟量(即，上升沿延迟量和下降沿延迟量)的时钟数(延迟时钟计数)。延迟时钟计数寄存器614将所存储的延迟时钟计数CKD_H和CKD_L设定在脉冲延迟电路612上。

如图31所示，通过将延迟时钟计数CKD_H(＝N1)除以时钟信号CK的频率fCLK(即，N1/fCLK)而得到上升沿延迟量tpdr(图31中的tpdr1)。通过将延迟时钟计数CKD_L(＝N2)除以时钟信号CK的频率fCLK(即，N2/fCLK)而得到下降沿延迟量tpdf(图31中的tpdf1)。由于延迟量通过诸如时钟计数这样的数字值进行调节，因此容易实现调节。

脉冲延迟电路612输出高态有效(active high)电平控制信号P10_H(＝Vs1)和与控制信号P10_H逻辑反相的高态有效控制信号P10_L(＝Vs1)。控制信号P10_H在从输入脉冲Pin的上升沿延迟延迟量tpdr的点上升，在从输入脉冲Pin的下降沿延迟延迟量tpdf的点下降。

延迟时钟计数寄存器614可连续为脉冲延迟电路612提供设定的延迟时钟计数CKD_H和CKD_L，例如内部或外部设定的寄存器初始设定值CKD_Hini和CKD_Lini。或者，延迟时钟计数CKD_H和CKD_L可响应来自驱动脉冲波形整形控制器670的相位延迟控制器672的延迟量控制信号P72动态地调节。寄存器初始设定值CKD_Hini和CKD_Lini可存储在延迟时钟计数寄存器614上或者可从外部设定。

术语“动态”表示延迟时钟计数可取决于端子604上的实际输出脉冲Pout相对输入脉冲Pin的延迟量(实际测量值或者估计值)的检测结果。相位延迟控制器672采用延迟量控制信号P72增加或减少延迟时钟计数CKD_H和CKD_L，使得实际延迟量连续保持为目标延迟量。

在反馈控制过程中，在诸如时钟计数的数字值上调整将延迟量。由于控制相位延迟调节器610的控制信息以数字数据进行处理，调节变得容易了。

通过率调节器630包括用于上升沿控制的数模(DA)转换器634_H和开关636_H，以及用于下降沿控制的DA转换器634_L和开关636_L。

通过率调节器630还包括DAC数据寄存器638，用于存储定义DA转换器634_H和634_L的参考电流Is的参考数据DAC_H和DAC_L。DAC数据寄存器638在DA转换器634_H和634_L上设定存储的参考数据DAC_H和DAC_L。DA转换器634_H和634_L产生对应于设定参考数据DAC_H和DAC_L的参考电流(源侧的Is和吸收侧的Is)。源侧和吸收侧上的参考电流的绝对值可以相同或不同。

图26的电流输出部632_H(图30中未示出)设置在DA转换器634_H的输出级中。图26的电流输出部632_L(图30中未示出)设置在DA转换器634_L的输出级中。

DAC数据寄存器638可为DA转换器634_H和634_L提供诸如寄存器初始设定值DAC_Hini和DAC_Lini的设定参考数据DAC_H和DAC_L。参考数据DAC_H和DAC_L可响应于来自驱动脉冲波形整形控制器670中的通过率控制器674的通过率控制信号P74动态地调节。寄存器初始设定值DAC_Hini和DAC_Lini可在内部预先存储在DAC数据寄存器638上或者可从外面设定。

术语“动态地”表示延迟时钟计数可取决于端子604上的实际输出脉冲Pout相对输入脉冲Pin的通过率的检测结果。通过率控制器674响应于通过率控制信号P74增加或减小参考数据DAC_H和DAC_L，使得实际通过率保持为目标值。

输出脉冲Pout，即，负载电压Vout的变化特性由提供给负载609的驱动电流Io(源电流Io以及吸收电流Io)限定，驱动电流Io由从DA转换器634_H和634_L输出的参考电流Is(吸收电流Is和源电流Is)限定，参考电流Is由参考数据DAC_H和DAC_L限定。负载电压Vout的变化特性(通过率)取决于驱动电流Io变化。

在反馈控制过程中，提供给负载609的负载电压的转变过程中的驱动电流Io在诸如DAC数据的数字值上调节。因此调节了负载电压Vout的通过率。由于控制通过率调节器630的控制信息以数字数据进行处理，调节变得容易。

仅当开关636_H和636_L导通时，通过率调节器630为对应负载驱动器650中的电流镜像电路652_H和652_L提供由DA转换器634_H和634_L产生的前一级驱动信号P30_H和P30_L(这里是参考电流Is)。

脉冲延迟电路612向开关636_H的控制输入端输入开关控制信号Vs1，作为对应于上升沿延迟量的控制信号P10_H，并向开关636_L的控制输入端输入开关控制信号Vs2，作为对应于下降沿延迟量的控制信号P10_L。

DA转换器634_H和634_L具有足够的分辨力(definition)，该分辨力覆盖了负载驱动器650的驱动能力以及负载609的特性的变化，归因于负载609的制造过程中变化的变化，用作负载驱动器650的输出级的驱动元件的制造过程中的变化以及诸如温度改变和湿度改变那样的环境变化。更优选的是，DA转换器634_H和634_L具有与各种负载609兼容的分辨力。

脉冲延迟电路612采用输入脉冲Pin上升沿的延迟tpdr1将控制信号P10_H(＝Vs1)驱动为高态有效。端子604上的输出电压Vout响应于控制信号P10_H的高电平而上升。

当来自脉冲延迟电路612的输入脉冲P10_H(＝Vs1)从低转变为高时，通过率调节器630中的开关636_H导通，限定由DA转换器634_H产生的参考电流Is的前一级驱动信号P30_H被提供给负载驱动器650中的电流镜像电路652_H(吸收操作)。

电流镜像电路652_H向具有容性电抗的负载609提供驱动电流Io，该驱动电流Io通过增加由前一级驱动信号P30_H表示的参考电流Is(变为NH倍)而得到。那么负载电压Vout以恒定通过率从低电平转变为高电平。当负载电压Vout达到电源电压V1时，即使参考电流Is连续提供给电流镜像电路652_H的输入级652_Hin，电流镜像电路652_H的输入级652_Hout也会失去其恒定电流特征。负载609通过其等效电阻连接到电源电压V1，负载电压Vout固定为电源电压V1。

当输入脉冲Pin之后上升时，以相反的方式执行上述操作。更具体的是，脉冲延迟电路612采用来自输入脉冲Pin的下降沿的延迟量tpdf1将控制信号P10_H(＝Vs1)驱动为低，同时将控制信号P10_L驱动为高态有效。相应地，端子604上的负载电压Vout上升到控制信号P10_L的高电平。

当来自脉冲延迟电路612的输入脉冲Pin_L(＝Vs2)从低转变为高时，通过率调节器630中的开关636_L导通。限定由DA转换器634_L产生的参考电流Is的前一级驱动信号P30_L被提供给负载驱动器650中的电流镜像电路652_L(源操作)。

电流镜像电路652_L为具有容性电抗的负载609提供驱动电流Io，驱动电流Io通过增加由前一级驱动信号P30_L指示的参考电流Is(到NH倍)而得到。这样，负载电压Vout以恒定通过率从高电平转变为低电平。当负载电压Vout达到电源电压V2时，即使参考电流Is连续提供给电流镜像电路652_L中的输出级652_Lin，电流镜像电路652_L中的输出级652_Lout也会失去其恒定电流特性。负载609通过其等效电阻连接到电源电压V2，负载电压Vout固定为电源电压V2。

通过率调节器的变形

图32主要示出了图23的脉冲驱动器600的相位延迟调节器610和通过率调节器630(图30)的变形。

负载驱动器650具有与图26的用于驱动具有容性电抗的负载609的负载驱动器650相同的结构。如果负载驱动器650具有与图28的用于驱动具有感性电抗的负载609的负载驱动器650相同的结构，那么可采用相同的相位延迟调节器610和通过率调节器630。

图32所示的变形与图30的脉冲驱动器600的区别在于：通过率调节器630中的DA转换器634允许由DA转换器634A和634B进行粗调和微调的两步调节。

用于粗调的DA转换器634A_H和634A_L产生对应于从外部设定的驱动能力粗调设定值DAC_Coarse(粗略DAC数据DAC_Hcrs和DAC_Lcrs)的粗略参考电流Is_Coarse(Is_Hcrs和Is_Lcrs)，将该粗略参考电流Is_Coarse(Is_Hcrs和Is_Lcrs)提供给用于微调的DA转换器634B_H和634B_L。粗略DAC数据不受来自通过率控制器674的通过率控制信号P74的影响(不受其控制)，DA转换器634A_H和634A_L产生响应于驱动能力粗调设定值的粗略参考电流Is_Coarse，而不管来自通过率控制器674的通过率控制信号P74。

用于微调的DA转换器634B_H和634B_L在参考由DA转换器634A_H和634A_L产生的粗略参考电流Is_Coarse的同时，基于通过率控制信号P74产生由DAC数据寄存器638设定的参考电流(源侧的Is和吸收侧的Is)。这种情况下，参考数据DAC_H和DAC_L与响应于驱动能力粗调设定值DAC_Coarse的驱动能力微调设定值DAC_Fine相对应。

当通过参考粗略参考电流Is_Coarse产生参考电流Is时，可采用乘法方法和加法方法中的一种。在乘法方法中，由DA转换器634A_H以及634A_L产生的粗略参考电流Is_Coarse用作参考电流，通过根据参考数据DAC_H和DAC_L调节放大因子产生参考电流Is。在加法方法中，对应于参考数据DAC_H和DAC_L的精细参考电流Is_Fine(Is_Hfine和Is_Lfine)在DA转换器634B_H以及634BA_L产生，精细参考电流Is_Fine加到由DA转换器634A_H以及634A_L产生的粗略参考电流Is_Coarse上。

是采用两种方法中的一种还是采用两种方法基于驱动能力和变化趋势确定。尽管存在某些例外，但乘法方法比加法方法提供更宽的动态范围，DA转换器634B_H以及634B_L优选地具有用于乘法方法的电路设置。

不管乘法方法还是加法方法，粗略参考电流Is_Coarse在反馈控制过程中不受通过率控制信号P74的影响，负载电压Vout的通过率主要由用于微调的DA转换器634B_H以及634B_L进行调节。

即使是单级DA转换器634也具有足够的分辨力，该分辨力覆盖了负载驱动器650的驱动能力以及负载609特性的变化，归因于负载609制造过程中变化的变化，用作负载驱动器650的输出级的驱动元件的制造过程中的变化，以及诸如温度改变和湿度改变那样的环境变化。更优选的是，DA转换器634_H和634_L具有与各种负载609兼容的分辨力。

然而，实际上，与负载609的制造过程中的变化、用作负载驱动器650的输出级的驱动元件的制造过程中的变化、以及象温度改变和湿度改变这样的环境变化相比，各种负载609的变化更大。单级DA转换器634的使用由于其不现实的分辨力而变得不切实际。

就系统设计而言，通常已知使用中的负载609的特性的技术要求(包括输入等效电容、输入等效电感、以及驱动频率)。如果考虑所述特性而使用用于粗调的DA转换器634A，那么可实现目标驱动能力。

如果将用于微调的DA转换器634B设计成执行反馈控制以应付使用中的变化，那么通过率可采用实际的分辨力动态地调节。更具体的是，由于为用于粗调的DA转换器634A设定的计划驱动能力，负载609(例如输入等效电容)的驱动能力和特性可能由于在设计阶段均不可预料的寄生电容、制造过程中的变化以及温度变化而改变。此时，存在这样的可能，即，驱动输出的通过率不能满足规格。但通过用通过率控制器674控制用于微调的DA转换器634B，可调节输出的梯度使得可以满足输出通过率规格。

驱动脉冲波形整形控制器的结构

图33主要示出了图23的脉冲驱动器600的驱动脉冲波形整形控制器670。图34是示出图33的脉冲驱动器600的操作的时序图。

这里相位延迟调节器610与通过率调节器630与图32的对应部分相同。负载驱动器650与图26的用于驱动具有容性电抗的负载609的对应部分，或者图28的用于驱动具有感性电抗的负载609的对应部分相同。相位延迟调节器610和通过率调节器630的上述讨论也是同样可以应用的。

驱动脉冲波形整形控制器670包括两个比较器682和684以及形成相位延迟控制器672和通过率控制器674的决定器686。两个比较器682和684以及决定器686的延迟量控制功能部分构成相位延迟控制器672。两个比较器682和684以及决定器686的通过率控制功能部分构成通过率控制器674。或者，两个比较器682和684以及决定器686可从相位延迟控制器672和通过率控制器674分开布置。

比较器682和684用作将负载电压Vout和参考电压Vref进行比较的电压比较器。每个比较器682和684的一个输入端接收端子604上的输出脉冲Pout。

对应于端子604上的输出脉冲Pout的高电平电压和低电平电压之间的预定电压的第一参考电压Vref1输入到比较器682的另一输入端。对应于端子604上的输出脉冲Pout的高电平电压和低电平电压之间的预定电压的第二参考电压Vref2(＞Vref1)输入到比较器684的另一输入端。

如图34A所示，将两个参考电压Vref1和Vref2设定为由负载电压Vout采取的电压(上电源电压V1和下电源电压V2)之间的适当电压。例如，第一参考电压Vref1位于V1和V2之间从V1摆动的电压的约1/3电平处，第二参考电压Vref2为V1和V2之间从V1摆动的电压的约2/3电平处。

比较器682和684响应通过端子605从外部输入的时钟信号CK比较两个电压输入，提供比较结果给决定器686。更具体的是，比较器682和684比较参考电压Vref1和Vref2从而将输出脉冲Pout的模拟电压信号转换成数字信号。与比较过程一起，比较器682和684采用时钟信号CK执行计数过程。响应比较过程结束时刻的计数，比较器682和684获得表示输出脉冲Pout的转变过程中的两点的数字数据。该过程称作单斜坡积分(slopintegration)型AD转换或者斜坡信号比较型AD转换。

比较器682和684分别包括用于将参考电压Vref1和Vref2与输出脉冲Pout进行比较的电压比较器682A和684A，以及用于计数时钟信号CK直到电压比较器682A和684A结束比较过程为止的计数器(CNT)682B和864B。

在这样构造的比较器682和684中，电压比较器682A和684A将参考电压Vref1和Vref2与输出脉冲Pout的斜坡部分进行比较。如果两个电压变为彼此相等，那么电压比较器682和684的比较器输出反相。

计数器682B和684B与输入到端子603的输入脉冲Pin的上升沿或下降沿处的时钟信号CK同步地开始计数过程。当电压比较器682A和684A发出指示比较器输出反相的信息时，停止计数过程。此时的计数锁存为比较数据。换句话说，采用两个电压比较器682A和684A来测量输出脉冲Pout的斜坡的时间。

作为计数得到的是识别电压点Tsr2(对应于参考电压Vref1)的计数Nsr2，识别输出脉冲Pout的上升沿过程中电压点Ter2(对应于参考电压Vref2)的计数Ner2，识别电压点Tsf2(对应于参考电压Vref2)的计数Nsf2，以及识别输出脉冲Pout的下降沿过程中的电压点Tef2(对应于参考电压Vref1)的计数Nef2。

以这种方式测量的是从输入脉冲Pin的上升沿或者下降沿直到两个比较器682A和684A的输出反相(即，直到由负载609响应输入脉冲Pin产生的负载电压Vout达到参考电压Vref1和Vref2中每个)的时间段内的时钟计数(计数Nsr2，Ner2，Nsf2和Nef2)。比较器682和684提供所测量的计数到决定器686。

决定器686基于比较器682和684所计算的输入脉冲Pin的每个计数Nsr2、Ner2、Nsf2和Nef2的关系，利用时钟周期计算沿着输出脉冲Pout(负载电压Vout)的斜坡的预定电压点的延迟量，以及在参考电压Vref1和Vref2之间转变所需的时间。因此决定器686识别了主动输出脉冲Pout相对输入脉冲Pin的延迟量和通过率，采用延迟量控制信号P72控制了相位延迟调节器610，采用通过率控制信号P74控制了通过率调节器630，使得延迟量和通过率会收敛成其目标值。

如图34B所示，计数Nsr2和Ser2的平均值变成代表从输入脉冲Pin的上升沿到输出脉冲Pout的参考电压Vref1和Vref2之间的中间电压点的时间的延迟时钟计数CKD_H(＝NH)。通过将延迟时钟计数CKD_H除以时钟信号CK的频率fCLK(NH/fCLK)，而得到延迟量tpdr2。

计数Nsf2和Nef2的平均值变成代表从输入脉冲Pin的下降沿到输出脉冲Pout的参考电压Vref1和Vref2之间的中间电压点的时间的延迟时钟计数CKD_L(＝NL)。通过将延迟时钟计数CKD_L除以时钟信号CK的频率fCLK(NL/fCLK)，得到延迟量tpdf2。

计数Nsr2和Ner2之间的差代表上升沿处的通过率SRr2，计数Nsf2和Nef2之间的差代表下降沿处的通过率SRf2。

可采用如图34C所示的计数Nsr2和Ner2，估计表示沿着代表限定通过率SRr2的两个参考电压Vref1和Vref2的延伸线的上侧电源电压V1和下侧电源电压V2的计数。换句话说，可估计识别上升沿起始点Tsr1的计数Nsr1和识别上升沿结束点Ter1的计数Ner1。计数Nsr1变成表示从输入脉冲Pin的上升沿到输出脉冲Pout的上升沿起始点Tsr1的时间的延迟时钟计数CKD_H(＝N1)。通过将延迟时钟计数CKD_H除以时钟信号CK的频率fCLK(N1/fCLK)，得到上升沿处的延迟量tpdr1。

如图34C所示，表示沿着代表限定通过率SRf2的两个参考电压Vref1和Vref2的两点之间的延伸线的上侧电源电压V1和下侧电源电压V2的计数，可采用计数Nsf2和Nef2进行估计。换句话说，可以估计识别上升沿起始点Tsf1的计数Nsf1和识别上升沿结束点Tef1的计数Nef1。计数Nsf1变成代表从输入脉冲Pin的下降沿到输出脉冲Pout的下降沿起始点Tsf1的时间的延迟时钟计数CKD_L(＝N2)。通过将延迟时钟计数CKD_L除以时钟信号CK的频率fCLK(N2/fCLK)，得到下降沿处的延迟量tpdf1。

决定器686采用延迟量控制信号P72增加或者减少延迟时钟计数寄存器614的设定值(延迟时钟计数CKD_H和CKD_L)，并且采用通过率控制信号P74增加或者减少DAC数据寄存器638的设定值(参考数据DAC_H和DAC_L)，使得所识别的主动输出脉冲Pout的转变特性(输入脉冲Pin的延迟量和通过率)会收敛成技术要求中所述的目标值。

控制相位延迟调节器610和通过率调节器630的控制信息作为数字数据进行处理。此外，主动(activated)输出脉冲Pout的转变特性也进行数字测量或者数字估计。由于采用数字数据处理整个反馈控制系统，测量和调节变得容易了。

应用于垂直驱动器的第一种配置

图35示出了将上述脉冲驱动器600应用于驱动CCD固态图像拾取元件10的垂直转移电极12的垂直驱动器50的第一种配置。由于负载驱动器650此时驱动容性电抗的垂直转移电极12，采用了图26的结构。相位延迟调节器610和通过率调节器630是图30中的那些。

如图35所示，图像拾取装置1包括CCD固态图像拾取元件10，用于驱动作为容性电抗的多个垂直转移电极12的垂直转移驱动器7，用于驱动作为CCD固态图像拾取元件10中的容性电抗的多个水平转移寄存器14的水平转移驱动器8。

垂直转移驱动器7包括数量与垂直转移电极12相同的垂直驱动器700，用于单独驱动垂直转移电极12_1到12_z(z是相位数，例如四个相位时z＝4)。因此垂直转移驱动器7包括数量与垂直转移电极12数量相同的垂直驱动器700。因此逐相位地驱动垂直转移电极12。在单个封装半导体IC中提供垂直驱动器700。

如图35所示，设置在CCD固态图像拾取元件10中的垂直转移电极12_1到12_z分别由等效输入电容C12_1到C12_z(例如，每个在100到1000pF的范围内)表示。从垂直驱动器700的角度看，CCD固态图像拾取元件10是容性电抗负载。

在图4A中等效输入电容C12仅示出了一个电极。更详细地，形成了等效输入电容12与布线电阻(几十欧姆到几百欧姆)和接地电阻(几十欧姆)的串联电路。

图像拾取装置1包括用于产生控制垂直转移驱动器7中的每个垂直驱动器700和水平转移驱动器8的脉冲信号的定时信号发生器810，用于执行模拟信号处理的模拟前端(AFE)部820，以及视频信号处理器830。视频信号处理器830包括视频计算和处理单元832，该视频计算和处理单元832包括用于对拾取数据执行预定的视频处理的数字信号处理器(DSP)，用于在预定存储器上存储由CCD固态图像拾取元件10拾取的视频的视频记录器834，以及用于显示由CCD固态图像拾取元件10拾取的视频的视频显示器836。

图35示出了图像拾取装置1(CCD图像拾取系统)最恰当的实例。图像拾取装置1的结构可取决于半导体工艺的要求以及整个照相机的设计要求而变化。本发明并不局限于这个实例。图35所示的所有功能元件可以包括或者不包括在图像拾取装置1中。部分功能元件(例如，用于监测的视频显示器836)可从系统中去掉。可以在这些功能元件中自由安排功能响应。例如，水平转移驱动器8和定时信号发生器810可集成到一个单元中。

图像拾取装置1还包括用于停止在CCD固态图像拾取元件10中的传感器部分(电荷发生器)中存储信号电荷的机构——快门，包括用于收集物体的光学图像的透镜和具有调节光学图像的光量的孔径光阑的图像捕获透镜的光学系统，以及用于控制整个图像拾取装置1的控制器(尽管未示出这些元件)。定时信号发生器810可包含控制器。

该控制器包括包括中央处理器(CPU)。CPU通过控制驱动器(未示出)读取存储在磁盘、光盘、磁光盘、或者半导体存储器上的控制程序，并且根据读取的控制程序或者用户输入的指令来总体控制图像拾取装置1。

该控制器包括用于控制快门的曝光控制器，以及保持传送到视频信号处理器830的图像的亮度到最佳值的孔径光阑，以及用户通过其输入快门定时以及其它命令的操作单元。

CPU控制连接到图像拾取装置1的总线的定时信号发生器810，视频信号处理器830和曝光控制器。定时信号发生器810和视频信号处理器830接收系统时钟以及来自CPU的其它控制信号。

定时信号发生器810为垂直转移驱动器7和水平转移驱动器8提供驱动CCD固态图像拾取元件10进行传输操作所需的各种脉冲信号，同时为模拟前端部820提供用于关联双采样和AD转换的脉冲信号。

响应于从定时信号发生器810提供的脉冲信号，模拟前端部820执行预定模拟信号处理，例如对从CCD固态图像拾取元件10中的输出放大器16输出的捕获图像信号进行关联双采样，将所处理的模拟图像信号转换成数字数据，提供所得的数字数据到视频信号处理器830。

视频计算和处理单元832包括数字信号处理器(DSP)，用于对从模拟前端部820输入的捕获图像数据进行预定的数字视频处理。

视频记录器834包括存储视频数据的诸如快速存储器的存储器(存储介质)以及CODEC(编码/解码或者压缩/解压)，CODEC用于将视频计算和处理单元832处理的视频数据进行编码，并将编码的视频数据存储在存储器上，或者读取视频数据，解码所读取的视频数据，并将解码的视频数据提供给视频计算和处理单元832(尽管这些元件未示出)。

视频显示器836包括将由视频计算和处理单元832处理的视频数据转换成模拟信号的数模转换器，由用作取景器(显示对应于输入视频信号的图像)的液晶显示器(LCD)组成的视频监测器，以及用于将模拟视频信号编码成与下一级视频监测器兼容的视频信号的视频编码器。

用于垂直转移电极12的垂直驱动器700具有与图33的脉冲驱动器600基本相同的结构。垂直驱动器700包括对应于相位延迟调节器610的相位延迟调节器710，对应于通过率调节器630的通过率调节器730，对应于负载驱动器650的负载驱动器750，对应于相位延迟控制器672的相位延迟控制器772，以及对应于通过率控制器674的通过率控制器774。驱动脉冲波形整形控制器770包括相位延迟控制器772和通过率控制器774。

相位延迟调节器710、通过率调节器730、以及负载驱动器750构成波形整形处理器760，用于对输入脉冲信号执行预定的波形整形处理。

垂直驱动器700包括分别对应于脉冲驱动器600的端子601、602、603、604和605的端子701、702、703、704和705。端子703接收z相垂直转移时钟V1到Vz中的任何一个，端子704连接到各个垂直转移电极12_1到12_z。

垂直驱动器700还包括作为驱动垂直转移电极12的特定机构的端子706和707以及开关708。端子706接收限定垂直转移脉冲ФV1-ФVz的高电平电压的电压VH。端子701接收限定垂直转移脉冲ФV1到ФVz的中间电平电压的电压VM。端子702接收限定垂直转移脉冲ФV1到ФVz的低电平电压的电压VL。定时信号发生器810为端子703提供输入脉冲Pin的垂直转移时钟V1到Vz，并为端子707提供读取时钟ROG。

垂直转移时钟V1到Vz与从垂直驱动器700输出的垂直转移脉冲ФV1到ФVz的电压VM和VL之间的转变相关，读取时钟ROG与垂直转移脉冲ФV1到ФVz的电压VM和VH之间的转变相关。

开关708设置在端子704和端子706之间。响应于作为通过端子707输入的控制脉冲的读取时钟ROG，开关708在场切换(field shift)过程中将端子704连接到端子706，使得端子704上的负载电压Vout变为高电平电压VH。更具体的是，开关708为端子704提供高电平电压VH，以便为垂直转移电极12提供脉冲电压，该脉冲电压是从CCD固态图像拾取元件10的光传感器11转移信号电荷到垂直转移寄存器13所需要的。

当在这种设置中垂直转移电极12由不同相位的垂直转移时钟进行驱动时，处于其主动状态的垂直转移电极12的脉冲输出信号被监测，且执行反馈控制，使得每个输出脉冲信号具有预定的转变特性。即使存在从元件到元件的垂直转移电极12的负载特性(尤其是等效输入电容C12)的变化、从元件到元件的负载驱动器750的驱动特性的变化、以及环境变化，也连续得到了恒定转变特性。

以不受容性负载的制造过程中的变化以及环境变化影响的方式，连续执行恰当的驱动。由于驱动输出脉冲的转变特性的变化被减小到几乎为零，因此可进行高速驱动。如果在转变特性中存在变化，需要以考虑到这些变化的裕量来进行驱动。由于可以以几乎减小到零裕量来执行驱动，因此可以进行高速驱动。

垂直转移时钟V1到Vz、读取时钟ROG、以及垂直转移脉冲ФV1到ФVz的电压电平VH、VM和VL的逻辑关系仅以示意性的目的示出。本发明并不局限于这种逻辑关系，可依据系统要求来设定任何逻辑关系。

在垂直驱动器700的设置中，将上述脉冲驱动器600用于基于提供给端子703的垂直转移时钟V1到Vz产生低速脉冲信号，该低速脉冲信号在垂直转移脉冲ФV1到ФVz的低电平电压VL和中间电平电压VM之间具有缓慢的变化特性。用于高电平电压VH的开关708基于读取时钟ROG直接导致中间电平电压VM和高电平电压VH之间的转变，这种设置不必提供具有缓慢变化特性的低速脉冲。

在CCD固态图像拾取元件10的特性和驱动方法中，中间电平电压VM和高电平电压VH之间的转变以及低电平电压VL和高电平电压VH之间的转变的平缓斜坡可采用脉冲驱动器600的结构来实现。

如图35所示，将半导体IC中提供的相同垂直驱动器700用于单独驱动垂直转移电极12，各个端子707被供以读取时钟ROG。并不是所有的垂直转移电极12都需要读取时钟ROG，实际上，定时信号发生器810不为所有的垂直驱动器700在其端子707上提供读取时钟ROG。

例如，在线间CCD固态图像拾取元件10中，四个相位垂直转移时钟V1-V4的V1和V3以及读取时钟ROG组合形成采用三个电平VL、VM和VH中的一个的垂直转移脉冲ФV1和ФV3。垂直转移脉冲ФV1和ФV3不仅用于最初计划的垂直转移操作，并且用于信号电荷读取。在所有像素读取型CCD固态图像拾取元件10中，三个相位垂直转移时钟V1-V3中的V1和读取时钟ROG组合形成采用三个电平VL、VM和VH的一个的垂直转移脉冲ФV。垂直转移脉冲ФV1不仅用于最初计划的垂直转移操作，而且用于信号电荷读取操作。

应用于垂直驱动器的第二种结构

图36示出了将上述的脉冲驱动器600应用于驱动CCD固态图像拾取元件10中的垂直转移电极12的垂直驱动器50的第二种结构。在第二种结构中，图35的第一种结构中的垂直驱动器700的脉冲驱动器600是图33中示出的那个而不是图30中示出的那个。对应于驱动脉冲波形整形控制器670的驱动脉冲波形整形控制器770包括比较器782和784以及决定器786。比较器782和784在图36中被简化。

定时信号发生器810设定延迟时钟技术寄存器714中的寄存器初始设定值CKD_Hini和CKD_Lini，用于粗调的DA转换器734A中的驱动能力粗调值(粗略DAC数据)，以及DAC数据寄存器738中的寄存器初始设定值DAC_Hini和DAC_Lini。

增加操作控制器790，用以根据操作状态来控制图像拾取装置1的操作。例如，操作控制器790对被执行为波形整形处理器760的垂直驱动器700(对应于脉冲驱动器600)的驱动脉冲波形整形控制器770执行控制操作。

如图36所示，操作控制器790可安装到垂直转移驱动器7外部。或者，操作控制器790可安装到垂直转移驱动器7内部。此时，如果采用包含每个垂直驱动器700的单个封装IC，那么操作控制器790包含在相同的IC中。如果驱动垂直转移电极12的垂直驱动器700在单独的IC中提供，那么操作控制器790安装在每个垂直驱动器700中。可选择操作控制器790中的一个。

操作控制器790接收作为输入脉冲Pin的垂直转移脉冲V1到Vz、时钟信号CK、以及来自定时信号发生器810的视频同步信号，同时为驱动脉冲波形整形控制器770提供控制驱动脉冲波形整形控制器770的操作的输出波形整形许可信号P790。视频同步信号包括水平同步信号、垂直同步信号、以及控制各种图像拾取模式的控制信号。

操作控制器790响应于视频同步信号，允许或者停止驱动波形整形控制器770的操作。规定输出脉冲极性的逻辑输入可用于协助视频同步信号。

在标准拾取模式中，图像拾取装置1通过在CCD固态图像拾取元件10的有效像素周期内采用驱动脉冲波形整形控制器770停止反馈控制，并且仅在不直接出现在屏幕上的垂直消隐周期中采用驱动脉冲波形整形控制器770启动反馈控制，使得出现在图像中的噪声成分最小。因此图像拾取装置1调节延迟量和通过率，使得驱动垂直转移电极12的垂直转移脉冲的主动转变特性满足技术要求。

当切换拾取模式时，系统稳定化可利用至少一个屏幕的时间。在一个屏幕的有效像素周期内，启动采用驱动脉冲波形整形控制器770的反馈控制。这样调节了延迟时间以及通过率，使得驱动垂直转移电极12的垂直转移脉冲的主动转变特性满足技术要求。因此可以快速恢复稳定状态。

除视频同步信号之外，将用于控制系统的信号提供给用于计算和确定的垂直驱动器700。容易提供灵活的系统。

应用于垂直驱动器的第三种结构(多个负载的第一电路共享技术)

图37示出了上述脉冲驱动器600应用到驱动CCD固态图像拾取元件10中的垂直转移电极12的垂直驱动器50的第三种结构。与图35的第一种结构一样，第三种结构包含了图30的结构作为脉冲驱动器600。第三种结构采用通过共享多个垂直转移电极12的部分功能减少硬件的第一种技术。

第一种共享技术基于这样的理念：如果垂直转移电极12具有相同的等效输入电容C12，与驱动一个垂直转移电极12的逻辑输入和用于驱动另一个垂直转移电极12的逻辑输入相关，可使得逻辑输入的延迟量和通过率的调节值相等。驱动脉冲波形整形控制器770在监测输出脉冲Pout相对输入脉冲Pin的延迟量以及输出脉冲Pout的变化特性(通过率)的同时，控制相位延迟调节器710和通过率调节器730。该驱动脉冲波形整形控制器770可由具有相同等效输入电容C12的多个垂直转移电极12共享。

更具体的是，在执行第一种共享技术的垂直转移驱动器7A中，在用在CCD固态图像拾取元件10中的多个垂直转移电极12中的具有相同等效输入电容C12的垂直转移电极12可共享除负载驱动器650以外的对应于脉冲驱动器600的结构。

更具体的是，在垂直转移驱动器7A的垂直驱动器700A中，驱动脉冲波形整形控制器770监测具有相同特性的多个垂直转移电极12之一上的脉冲输出信号，然后控制对应于该多个垂直转移电极12的波形整形处理器760，使得具有相同特性的多个垂直转移电极12的脉冲输出信号具有相同的转变特性。

例如，尽管采用了分别连接到具有相同等效输入电容C12的两个垂直转移电极12的单独的负载驱动器750A和750B，但其它元件，例如相位延迟调节器710、通过率调节器730、以及驱动脉冲波形整形控制器770由垂直转移电极12共享。通过率调节器730在其与负载驱动器750A和750B的连接点包括电流分配器740A和740B，用于向负载驱动器750A和750B分配由从DA转换器734输出的前一级驱动信号P30所表示的参考电流Is。

将电流分配器740用于分配由DA转换器734限定的参考电流Is，所述转换器734用于设定到一个垂直转移电极12_a的前一级驱动信号P30_Ha和P30_La以及另一垂直转移电极12_b的前一级驱动信号P30_Hb和P30_Lb中的输出驱动能力。

将电流Is分配到具有相同电容的两个垂直转移电极12中。或者，如果采用多个垂直转移电极12，那么可将电流Is在相同数量的电极之间进行分配。

例如，在图1中设置了用于四相位驱动的四种垂直转移电极12_1到12_4。可以想到时钟垂直转移电极12_1到12_4分别由各个四相位垂直驱动器驱动。或者，每个垂直转移电极可分成多条线，每条线可由相应的垂直驱动器进行驱动。

例如，一个垂直转移电极可功能性地物理分成图像拾取部10a的上半部和下半部，垂直驱动器(对应于此处的负载驱动器750)的两个输出级安装在图像拾取部10a的上侧和下侧。上侧垂直转移电极由上侧输出级进行驱动，下侧垂直转移电极由下侧输出级进行驱动。

由于在此情况下四种垂直转移电极12_1到12_4的线(line_a和line_b)原本为一个，因此只有一个目标驱动定时工作。源于单个输入脉冲的信号在两个输出级之间进行分配。分配目标的负载电容可以不同。如果将提供给两条线的信号(这里对应于待提供给负载驱动器750的前一级驱动信号P30)设定为相同的定时，管理分配之后的驱动定时是很困难的。

原本具有相同图形的线也具有相同的等效输入电容C12_a和C12_b。当从一个输入脉冲得到的信号在两条线的输出级之间进行分配时，待提供给输出级的信号(对应于待提供给负载驱动器750的前一级驱动信号P30)基本一致。

利用第一种共享技术，将作为逻辑输入1a的垂直转移时钟V1提供给脉冲延迟电路712，从而驱动垂直转移驱动器7A中的垂直驱动器700A中的垂直转移电极12_1的两条线垂直转移电极12_1a和12_1b。将作为逻辑输入2a(如果必要的话)的读取时钟ROG提供给开关708。

垂直转移驱动器7A包括与垂直驱动器700A相同的机构(未示出)，用于驱动其它垂直转移电极12_2、12_3以及12_4。

垂直驱动器700A中的驱动脉冲波形整形控制器770监测具有相同等效输入电容C12的每个负载电压Vout(例如，垂直转移电极12_1a上的负载电压Vout1a)的激活状态，并且响应于逻辑输入调节延迟量以及通过率。

信号波形整形处理器760监测两条线中的一条线的输出，即，垂直转移电极12_1a上的负载电压Vout1a(或者垂直转移电极12_1b上的负载电压Vout1b)。这样进行调节，使得垂直转移电极12_1a上的负载电压Vout1a响应于从定时信号发生器810提供的作为逻辑输入1a的垂直时钟V1具有预定的延迟量以及预定的通过率。同样可进行调节，使得垂直转移电极12_1b上的负载电压Vout1b具有预定的延迟量以及预定的通过率。

逻辑输入1a(垂直转移时钟V1)通常用于驱动物理分离的两条线垂直转移电极12_1a和12_1b。由于垂直转移电极12_1a和12_1b具有相同的等效输入电容C12，响应于相位延迟调节器710(更具体的是，延迟时钟计数寄存器714)的延迟量控制信号P72的延迟量中的调节量，以及响应通过率调节器730(更具体的是，DAC数据寄存器738)的通过率控制信号74的通过率，也是相同的。

由于CCD固态图像拾取元件10的电极的对称结构，在垂直转移驱动器7A中采用的用于实现第一种共享技术的设置是有效的。由于将一个等效输入电容C12设计成等于另一等效输入电容C12，因此可有效消除驱动脉冲波形整形控制器670的电路冗余。

在用于执行第一种共享技术的垂直驱动器7A中存在具有相同等效输入电容C12的垂直转移电极12时，不仅驱动脉冲波形整形控制器770而且相位延迟调节器710和通过率调节器730都是共享的。可共享的电路并不局限于这些元件。可将各种修改应用于图像拾取装置1的系统结构以及CCD固态图像拾取元件10的结构和特性中的共享技术。这种变形描述如下。

垂直驱动器的第三种结构的修改

当执行图6A和6B的互补驱动时，可应用第一种共享技术。驱动脉冲波形整形控制器770监测出现在具有相同特性的多个垂直转移电极12的一条线上出现的脉冲输出信号。驱动脉冲波形整形控制器770控制对应于多个垂直转移电极12的波形整形处理器760，使得具有相同特性的多个垂直转移电极12的脉冲输出信号具有相同的转变特性。

当线间型CCD固态图像拾取元件10如参考图2所述那样进行四相位驱动时，CCD固态图像拾取元件10包括对应于各个相位的四种垂直转移电极12_1到12_4。第一层垂直转移电极(第二电极)12_2以及第一层垂直转移电极(第四电极)12_4在图形形状上基本相同，第二层垂直转移电极(第一电极)12_1以及第二层垂直转移电极(第三电极)12_3在图形形状上基本相同。第一层电极与第二层电极在图形形状上不同。垂直转移电极12_1和12_3的等效输入电容C12_1和C12_3彼此基本相等，垂直转移电极12_2和12_4的等效输入电容C12_2和C12_4彼此基本相等。等效输入电容C12_1和C12_3中每个不等于等效输入电容C12_2和C12_4中每个。

如果具有相同等效输入电容C12的垂直转移电极12以互补驱动方法进行驱动，具有相同等效输入电容C12的垂直转移电极12被提供以相位相反变化的垂直转移脉冲。例如，在垂直转移驱动器7A中，逻辑输入1a(垂直转移时钟V1)以及1b(垂直转移时钟V2)中的一个提供给脉冲延迟电路612，DA转换器734_H和734_L提供其输出给电流分配器740A和740B。电流分配器740A和740B提供其输出电流给负载驱动器750A和750B。当电流分配器740A和740B提供其输出电流给负载驱动器750A和750B时，电流相位可以被反相。

更具体的是，将DA转换器734_H的输出提供给负载驱动器750A中的电流镜像电路752_H以及负载驱动器750B中的电流镜像电路752_L。DA转换器734_L的输出提供给负载驱动器750A中的电流镜像电路752_L以及负载驱动器750B中的电流镜像电路752_H。

由于这种机构，采用相同的相位延迟调节器710和相同的通过率调节器730响应于单个输入脉冲Pin产生的参考电流Is在用于多个垂直转移电极12的负载驱动器750A和负载驱动器750B之间等量分配。如果互补驱动过程中，一个等效输入电容C12与另一个之间不存在变化时，两条线的上升沿特性和下降沿特性精确均衡。

两个负载驱动器750，即，负载驱动器750A和负载驱动器750B设置成与具有相同等效输入电容C12的两个垂直转移电极12一起工作。可在相位延迟调节器710中设置两个相位延迟电路712，即，相位延迟电路712A和712B。可在通过率调节器730中设置两个DA转换器734，即，DA转换器734A和734B，以及两个开关736，即，开关736A和736B。

设置在延迟计时寄存器714中的延迟时钟计数CKD_H和CKD_L通常响应来自相位延迟控制器772的延迟量控制信号P72在单独的脉冲延迟电路712A和712B中设置。设置在DAC数据寄存器738中的参考数据DAC_H和DAC_L通常响应来自通过率控制器774的通过率控制信号P74在单个DA转换器734A和734B中设置。

在这种修改中，垂直驱动器700B中的驱动脉冲波形整形控制器770监测具有相同等效输入电容C12的垂直转移电极12的一个负载电压Vout(例如，垂直转移电极12_1的负载电压Vout1)的激活状态。然后驱动脉冲波形整形控制器770基于监测结果，响应于逻辑输入(例如，垂直转移时钟V1和V3的组合)调节延迟量和通过率。

这样进行调节，使得垂直转移电极12_1上的负载电压Vout1a响应于从定时信号发生器810提供的作为逻辑输入1a的垂直时钟V1，具有预定的延迟量和预定的通过率。同样可这样进行调节，使得垂直转移电极12_3上的负载电压Vout1b响应从定时信号发生器810提供的作为逻辑输入1b的垂直时钟V3，具有预定的延迟量和预定的通过率。

分别输入相位不同的用于驱动垂直转移电极12_1的逻辑输入1a(垂直转移时钟V1)以及用于驱动垂直转移电极12_3的逻辑输入1b(垂直转移时钟V3)。垂直转移电极12_1和12_3具有相同的等效输入电容C12。在垂直转移电极12_1和12_3中，得到与负载电流调节量(Io调节量)相同的相位延迟调节量以及相同的通过率。

响应于相位延迟调节器710(更具体的是，延迟时钟计数寄存器714)，在脉冲延迟电路712A和712B处的相位延迟量被控制成具有相同量。响应于通过率调节器730(更具体的是，DAC数据寄存器738)的通过率控制信号P74，DA转换器734A和734B上的通过率控制成具有相同量。对于垂直转移电极12_1和12_3，因此得到了相位延迟量和通过率满足技术要求的输出脉冲。

垂直驱动器的第四种结构(多个负载的第二种电路共享技术)

图38示出了上述脉冲驱动器600应用到驱动CCD固态图像拾取元件10中的垂直转移电极12的垂直驱动器50的第四种结构。与图35的第一种结构相同，第四种结构采用了用于脉冲驱动器600的图30的设置。第四种结构同样提供了多个垂直转移电极12的第二种电路共享技术。

与第一种电路共享技术相同，使用第二种电路共享技术，驱动脉冲波形整形控制器770监测输出脉冲Pout相对于输入脉冲Pin的延迟量和输出脉冲的变化特性(通过率)，从而控制相位延迟调节器710和通过率调节器730。驱动脉冲波形整形控制器770由多个垂直转移电极12共享，从而减少了硬件。第二种电路共享技术与第一种电路共享技术的不同之处在于，不管等效输入电容C12是否相同，以时分方式共享和使用了驱动脉冲波形整形控制器770。

在用于实施第二种电路共享技术的垂直转移驱动器7C中的垂直驱动器700C中，驱动脉冲波形整形控制器770以时分方式监测在多个垂直转移电极12上出现的脉冲输出信号。驱动脉冲波形整形控制器770控制对应于相应垂直转移电极12的波形整形处理器760，这样使得垂直转移电极12的脉冲输出信号具有预定的转变特性。

为了以时分方式使用具有多个垂直转移电极12的驱动脉冲波形整形控制器770，设置了用于将负载驱动器750的输出选择性输入到驱动脉冲波形整形控制器770的开关852。开关852的输入连接到在负载驱动器750和端子704之间延伸的输出线，并且开关852的输出连接到驱动脉冲波形整形控制器770中的相位延迟控制器772以及通过率控制器774。

驱动脉冲波形整形控制器770还包括开关854和开关856。开关854从相位延迟控制器772选择性地提供延迟量控制信号P72到相位延迟调节器710中的延迟时钟计数寄存器714。开关856从通过率控制器774选择性地提供通过率控制信号P74到通过率调节器730中的DAC数据寄存器738。

垂直转移驱动器7C包括选择信号发生器860，用于产生控制开关852、854和856的选择操作的选择信号P860A和P860B。选择信号发生器860从定时信号发生器810接收用于驱动一个垂直转移电极12A的逻辑输入1a(垂直转移时钟VA)以及用于驱动另一垂直转移电极12B的逻辑输入1b(垂直转移时钟VB)。

选择信号发生器860通过响应于逻辑输入1a和1b激活选择信号P860A和P860B之一，来选择由驱动脉冲波形整形控制器770控制的信道(关于哪一个垂直转移电极12A和12B将要被波形整形)。

更具体的是，选择信号发生器860输出选择信号P860A和P860B到开关852、854和856，用以对垂直转移电极12执行选择处理。将选择信号P860A输入到与一个垂直转移电极12A相关的开关852A、854A以及856A的控制输入端。将选择信号P860B输入到与另一个垂直转移电极12B相关的开关852B、854B以及856B的控制输入端。

当驱动脉冲波形整形控制器770在反馈控制中调节垂直转移电极12A的延迟量和通过率时，选择信号发生器860参考从定时信号发生器810提供的逻辑输入1a(垂直转移时钟VA)和逻辑输入1b(垂直转移时钟VB)，并且仅激活选择信号P860A。因此开关852A、854A和856A导通。当驱动脉冲波形整形控制器770在反馈控制中调节垂直转移电极12B的延迟量和通过率时，选择信号发生器860仅激活选择信号P860B。因此开关852B、854B和856B导通。

在用于执行第二种电路共享技术的垂直转移驱动器7C的结构中，设置开关852、854和856。驱动脉冲波形整形控制器770以时分方式切换待控制的信道。驱动脉冲波形整形控制器770因此监测输出脉冲Pout相对输入脉冲Pin的延迟量以及输出脉冲的变化特性(通过率)，以控制相位延迟调节器710和通过率调节器730。驱动脉冲波形整形控制器770由多个垂直转移电极12共享。因此减少了硬件。

本领域的技术人员应该知道，依据设计要求以及其它因素，可进行各种变形、组合、分组合以及替换，只要它们在所附权利要求及其等效物的范围内。

Claims (16)

1、一种响应于输入脉冲信号驱动负载的方法，包括步骤：

监测负载中产生的脉冲输出信号；

对输入脉冲信号执行预定波形整形处理，使得脉冲输出信号具有预定的瞬态特性；以及

用经过预定波形整形处理的信号驱动负载。

2、一种响应于输入脉冲信号驱动负载的装置，包括：

用于对输入脉冲信号执行预定波形整形处理的波形整形处理器；以及

驱动脉冲波形整形控制器，用于监测负载中产生的脉冲输出信号，并且控制波形整形处理器，使得脉冲输出信号具有预定的瞬态特性。

3、根据权利要求2的装置，其中波形整形处理器包括用于调节输入脉冲信号的转变定时的相位延迟调节器，并且

其中驱动脉冲波形整形控制器监测作为瞬态特性的相对于输入脉冲信号在负载中产生的脉冲输出信号的相位延迟量，并且控制相位延迟调节器，使得脉冲输出信号的相位延迟量变成预定值。

4、根据权利要求3的装置，其中该相位延迟调节器包括用于将转变定时延迟设定时钟计数的脉冲延迟单元，且

其中驱动脉冲波形整形控制器调节脉冲延迟单元中设定的时钟计数，使得脉冲输出信号的相位延迟量成为预定值。

5、根据权利要求3的装置，还包括变化特性调节器，用于调节输入脉冲信号的变化特性，

其中驱动脉冲波形整形控制器监测作为瞬态特性的负载中产生的脉冲输出信号的变化特性，并且控制该变化特性调节器，使得脉冲输出信号的变化特性具有预定值。

6、根据权利要求2的装置，其中波形整形处理器包括用于调节输入脉冲信号的变化特性的变化特性调节器，且

其中驱动脉冲波形整形处理器监测作为瞬态特性的负载中出现的脉冲输出信号的变化特性，并且控制该变化特性调节器，使得脉冲输出信号的变化特性具有预定值。

7、根据权利要求5的装置，其中该波形整形处理器包括负载驱动器，该负载驱动器驱动为电抗的负载，同时采用该电抗性负载来进行积分处理，

其中该变化特性调节器包括数模转换器，用于根据数字数据调节将要供给负载驱动器的前一级驱动信号的幅值，且

其中该驱动脉冲波形整形处理器调节在该数模转换器中设定的数字数据，使得脉冲输出信号的变化特性具有预定值。

8、根据权利要求7的装置，其中该数模转换器包括：第一数模转换器单元，其根据预定第一数字数据调节将要供给负载驱动器的前一级驱动信号的幅值；以及第二数模转换器单元，其根据第二数字数据，同时参考来自第一数模转换器单元的输出，调节将要供给负载驱动器的前一级驱动信号，且

其中驱动脉冲波形整形控制器调节将要在第二数模转换器单元中设定的第二数字数据，使得脉冲输出信号的变化特性具有预定值。

9、根据权利要求2的装置，其中负载是容性电抗，

其中波形整形处理器包括负载驱动器，该负载驱动器在采用恒定电流驱动该容性电抗时，采用该容性电抗进行积分操作，且

其中驱动脉冲波形整形控制器监测在该容性电抗中产生的脉冲输出电压信号。

10、根据权利要求2的装置，其中该负载是感性电抗，

其中波形整形处理器包括负载驱动器，该负载驱动器在采用恒定电压驱动该感性电抗时，采用该感性电抗进行积分操作，且

其中驱动脉冲波形整形控制器监测该感性电抗中产生的脉冲输出电压信号。

11、一种电子设备，包括响应于输入脉冲信号以预定定时驱动负载的驱动控制器，以及采用当驱动控制器驱动负载时产生的输出信号执行预定的信号处理的信号处理器，

其中该驱动控制器包括：波形整形处理器，用于对输入脉冲信号执行预定的波形整形处理；以及驱动脉冲波形整形控制器，用于监测在负载中产生的脉冲输出信号并且控制波形整形处理器，使得脉冲输出信号具有预定的瞬态特性。

12、根据权利要求11的电子设备，还包括图像拾取装置，该图像拾取装置包括响应于输入电磁波产生信号电荷的设置成矩阵的电荷产生部，用于在一个方向上连续转移由电荷产生部产生的信号电荷的第一电荷转移部，以及在与该一个方向不同的另一方向上连续转移由第一电荷转移部转移的信号电荷的第二电荷转移部，

其中信号处理器采用从图像拾取装置输出的图像信号执行预定的信号处理，且

其中负载是由用于驱动电荷转移部的转移电极形成的容性电抗。

13、根据权利要求11的电子设备，其中波形整形处理器包括多个负载中每个的负载驱动器，所述负载驱动器驱动各自的负载，且

其中驱动脉冲波形整形控制器由该多个负载共同使用。

14、根据权利要求13的电子设备，其中驱动脉冲波形整形控制器监测具有相同特性的多个负载之一中产生的脉冲输出信号，并且控制对应负载的波形整形处理器，使得该多个负载的脉冲输出信号具有各自的预定瞬态特性。

15、根据权利要求13的电子设备，其中驱动脉冲波形整形控制器以时分方式监测该多个负载的脉冲输出信号，并且以时分方式控制该多个负载的波形整形处理器，使得该多个负载的脉冲输出信号具有预定的瞬态特性。

16、根据权利要求13的电子设备，还包括操作控制器，用于响应于该电子设备的操作状态来控制波形整形处理器的操作。

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