CN101512882B - 谐波减少的变换器 - Google Patents

Abstract

变换器和控制变换器的方法，所述变换器具有多个功率半导体开关、与所述功率半导体开关相连的滤波器(1)和控制电路(4)，所述控制电路与所述功率半导体开关相连，以进行调制，其中，通过所述调制在所述滤波器(1)的通带(P)内产生具有基波频率(F_GS)的基波，在第一频带(FB₁)内、第二频带(FB₂)内以及所述第一频带(FB₁)与所述第二频带(FB₂)之间的中频带(ZFB)内产生调制积，相对于所述第一频带(FB₁)内的调制积和所述第二频带(FB₂)内的调制积减小所述中频带(ZFB)内的调制积，在所述滤波器(1)的通带(P)和阻带(D)之间的所述滤波器(1)的谐振频率(f_res)的谐振带(R)内产生所述中频带(ZFB)。借此可获得一种变换器，其输出端的滤波器尺寸有所减小。

Description

谐波减少的变换器

技术领域

本发明涉及一种变换器和一种控制变换器的方法。

背景技术

高速同步电机即便在采用两极设计方式的情况下仍需要1000Hz及以上的电源频率。其中，例如将具有加压功能的两相或三相脉冲控制逆变器用作供电单元，这种脉冲控制逆变器根据例如次谐波法(Unterschwingungsverfahren)进行工作。

进行空间矢量调制或借助三角载波信号进行调制(次谐波法)时，除预期的基波外，所提供的电压还含有频率为f_a＝μf_schalt±ηf_GS的谐波。其中，f_GS是基波的频率，f_schalt是脉冲频率，μ、η是正整数序数。输出电压中基于调制而产生的作为基波补充的这部分频率为f_a的分量被称为调制积。

通过电压中脉冲频率及脉冲频率以上范围内的较高频率分量，导体电流中也会产生较高频率的分量。这些由较高频率分量引起的畸变电流会在电机中产生额外的电能热损失和铁损。

例如EP 1035642 A1中公开过大量可在变速驱动装置内减少谐波电流或避免低频分量的方法。在这些调制方法中，例如在基波的某些角度范围对逆变器中的个别开关停止通断操作(平顶调制)，此时所产生的平均开关损耗就低于每个开关均以脉冲频率工作时所产生的开关损耗。

另一种方法对脉冲波形进行优化。这种方法是通过消除某些谐波电压或最小化二次谐波电流均方根值来直接影响谐波特性。其实现方式是，在考虑脉冲数和调制级数的情况下，根据逆变器输出电压的傅里叶系数用迭代法为四分之一振荡对称的脉冲波形确定开关角，这些开关角使得预期谐波被消除。

另一种保持小畸变电流的方法是在三级逆变器的中间电路电压U_Z相同的情况下实现的。不同于两级逆变器的是，通过三级逆变器可以进行三级调制，因而在基频的半周期内，输出电压可具有三个不同的电压值(U_Z，U_Z/2，0；-U_Z，-U_Z/2，0)，而非仅只两个(U_Z，0；-U_Z，0)。

转速恒定(即基波频率恒定和脉冲频率恒定)的高速驱动装置使用滤波器(例如吸收电路)来减小调制积。

DE 103 23 218 A1中公开过一种高压变换器，其输出端与一中频变压器相连。DE 103 23 218 A1所提供的连接在中频变压器之后的变换器由输入变流器、直流电压中间电路和脉冲控制逆变器构成。DE 103 23 218 A1中还公开了一种控制高压变换器的方法。

带滤波器的脉冲控制逆变器具有广泛用途。其涉及的特别是例如用三相电网为直流电压中间电路供电的反馈装置或用于为感应电机(例如异步电动机、他励同步电动机或永磁同步电动机)供电的装置。正弦滤波器的用途例如在于保持较小的电动机绕组负荷或EMV影响(EMV：elektromagnetische

电磁兼容性)。

滤波器在谐振频率下会发生明显的谐振。低于谐振频率的频率可以通过滤波器。高于谐振频率时，电压分量视与谐振频率之间的差距而定受到或多或少的削弱。

谐振范围内会发生强烈的放大(

)。这种放大与滤波器的衰减相关。一般情况下，滤波器仅受到较弱的衰减作用，因为滤波器中的损耗随衰减作用而上升。但衰减越弱，谐振放大()就越大。因此，必须将谐振放大范围内的任何一种激励都最小化。通过对滤波器谐振频率进行选择来设计滤波器，使得基波处于滤波器的通带(即低于谐振频率)内。逆变器电压中的调制积只处于谐振频率以上的范围内，因而可以被滤除。因此，谐振频率高于基波，低于调制过程中所产生的调制积。对于这种谐振频率，相应需要使用大型线圈和电容器。

发明内容

本发明的目的是提供一种变换器和一种控制这种变换器的方法，其中，应尽可能缩小所述变换器的正弦滤波器的尺寸。

这个目的通过一种具有权利要求7所述特征的方法和一种具有权利要求1所述特征的变换器而达成。从属权利要求涉及有利的改进方案。

据此设置一变换器。举例而言，变换器可实施为两级、三级或多级逆变器。变换器可以是用于为轨道车辆供电的高压变换器。此外，所述变换器还可用高压电网为固定设备供电。例如，所述变换器可以是

系统(

：高压直流输电)的组成部分。

本发明的变换器优选具有一定数量的可断开功率半导体开关。这种可断开功率半导体例如是GTO(Gate Turn-Off Thyristor：门极可关断晶闸管)、IGCT(Integrated Gate Commutated Thyristor：集成门极换向晶闸管)、IGBT(Insulated-Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)或HV-MOSFET(Hochvoltfeldeffekttransistor：高压场效应晶体管)。

此外，所述变换器还具有控制电路，所述控制电路与功率半导体开关相连，以便进行调制。所述控制电路可实施为模拟式和/或数字式。所述控制电路用于实现变换器的功能，可由单个电子组件构成或整合在一定数量的半导体芯片中。举例而言，通过改变调制可对电动机进行可变控制。为此，对功率半导体开关进行控制来实现调制。

为此，通过调制产生带有基波的有用信号，这个有用信号对于三相感应电机例如可以是正弦形的。此外，所述调制特别还通过功率半导体开关的通断工作方式产生带有特征频谱的调制积。

所述调制积在第一频带内、第二频带内以及第一频带与第二频带之间的中频带内产生。其中，通过对调制进行相应设计，中频带内的调制积相对于第一频带内的调制积和第二频带内的调制积而言有所减小。其中，这种减小优选为因数10或以上。

功率半导体开关后面连接有滤波器，例如正弦滤波器。所述滤波器例如连接在逆变器的功率半导体开关与电动机之间，以便滤除信号分量，使其无法到达电动机。所述滤波器也可连接在逆变器与用于供电的三相电网之间。

所述滤波器具有一个位于所述滤波器的谐振频率周围的谐振带、一个用于控制电路所产生的基波的通带和一个阻带。谐振带特定而言具有谐振放大率，这个谐振放大率只在具有较小衰减的滤波器的情况下产生。所述滤波器例如是二阶LC低通滤波器。

谐振带处于中频带范围内。举例而言，第一频带(涉及的是低于中频带的频率)内的调制积在通带内通过滤波器。而第二频带内的调制积则在阻带内被滤波器滤除。

根据一种有利设计方案，控制电路设计为用于实施空间矢量调制或具有优化脉冲波形的脉冲波形调制。控制电路优选设计为既可用于实施空间矢量调制，又可使用脉冲波形调制的优化脉冲波形，且可在这两种调制方式之间进行转换。控制电路优选根据控制因数和/或基波频率在空间矢量调制和脉冲波形调制之间进行转换。举例而言，当控制因数达到0.45(相对全区间而言)时，控制电路即从空间矢量调制转换到脉冲波形调制。

所述滤波器有利地具有低通特性。这个低通滤波器优选不用附加衰减电阻，并有利地设计为二阶LC低通滤波器。其中，这个LC低通滤波器的电感还具有一个电阻性的阻抗分量。

根据一种有利设计方案，所述变换器具有整流器、与整流器相连的中间电路和与中间电路及滤波器相连的逆变器。逆变器又具有功率半导体开关，这些功率半导体开关通过滤波器及其接点与电机驱动装置相连。另一种有利设计方案是，滤波器连接在逆变器与用于供电的三相电网之间。

为达成方法目的，本发明提供一种控制变换器的方法。所述变换器设计用于对电动机电流和/或电动机电压进行调制。通过调制在滤波器的通带内产生基波。调制时产生第一频带内、第二频带内以及第一频带与第二频带之间的中频带内的调制积。

以一方式进行调制，使得中频带内的调制积相对于第一频带内的调制积和第二频带内的调制积而言有所减小。其中，第一频带可包括低于中频带的频率，第二频带可包括高于中频带的频率。

以一方式进行调制，使得中频带产生在滤波器通带和阻带之间的滤波器谐振频率的谐振带内。由于中频带内的调制积有所减小，因而这些调制积在谐振放大范围内不会对变换器产生干扰其功能的影响。调制方式优选为空间矢量调制和/或脉冲波形调制。

根据一种优选改进方案，根据控制因数和/或基波频率在空间矢量调制和脉冲波形调制之间进行转换。当控制因数为0.3至0.5时在空间矢量调制和脉冲波形调制之间进行转换，是有利的。

根据一种有利改进方案，根据控制因数和/或基波频率通过不同的脉冲波形进行调制。优选根据控制因数和/或基波频率设置一定数量的控制因数范围和/或一定数量的基波频率范围，将其分别分配给一个优化脉冲波形。在这些范围之间，根据控制因数和/或基波频率在不同的脉冲波形之间进行转换。其中，优选每个脉冲波形均在滤波器的谐振带内产生调制积减小的中频带。

附图说明

下面借助附图和实施例对本发明进行详细说明，其中：

图1为带有滤波器的变换器的示意图；

图2为滤波器的电路图；

图3为滤波器传递函数的图解表示；

图4为空间矢量调制的频谱示意图；

图5为调制积振幅与控制因数的关联图；

图6a为脉冲波形调制的脉冲波形示意图；以及

图6b为脉冲波形调制的频谱示意图。

具体实施方式

图1显示的是一变换器的示意图。所述变换器连接在电网电压为U_N的电网上。所述变换器具有与一个电网相连的整流器3，整流器3对电网的交流电压U_N进行整流，再将其输送到一个具有中间电路电压U_Z的中间电路上。中间电路电压U_Z由一个电容器C_Z进行滤波。所述中间电路还与一个三相逆变器2相连，所述三相逆变器用中间电路电压U_Z产生电动机电压。所述逆变器通过一个滤波器1与电动机5相连。

此外还设置有模拟和/或数字控制单元4，其对逆变器2进行控制，以产生用于电动机的有效交流电压U_R ^*、U_S ^*和U_T ^*。除一个控制信号U^*外，控制单元4还可对测量信号(如转速n或有效交流电流I_R、I_S或I_T)进行处理。在这个实施例中，用于各相的导线数量分别用附图中导线上的线条数表示。

利用调制来产生有效交流电压U_R ^*、U_S ^*和U_T ^*，控制单元4通过对逆变器2的功率半导体开关进行控制来进行这种调制。为此，控制单元4用恒定或可变频率的脉冲对这些功率半导体开关进行通断操作，所述脉冲通过空间矢量调制或脉冲波形调制而产生。其中，图1所示的变换器的结构仅是使用本发明的一种优选手段，本发明并非仅限于这一结构。

图2显示的是滤波器1作为二阶低通滤波器的实施例，其中，一滤波电容器C_F与一滤波线圈L_F相连。这种低通滤波器的传递特性(输出信号振幅与输入信号振幅之比U_a/U_e)以图表形式显示在图3中。所用的正弦滤波器1具有明显的谐振频率f_res。频率低于谐振频率f_res(即处于通带P内)的信号可以通过正弦滤波器1，频率高于谐振频率f_res(即处于阻带D内)的信号则随着与谐振频率f_res之间的距离的增大而受到更大程度地削弱。

在谐振频率f_res周围的谐振带R内，由于滤波器1衰减较小而发生信号增强(

)。其中，优选地，避免谐振带R内的任何激励。产生谐振增强的谐振带R具有一定的与滤波器相关的带宽。滤波器1设计(此处特别指谐振频率f_res的选择而言)为，(频率可变的)基波频率f_GS处于通带P内，即低于谐振频率f_res。尽可能多的干扰频率则应在阻带D内。

在变换器输出端上产生的调制积的频谱取决于调制方式。其中可使用空间矢量调制和/或离线优化脉冲波形。

图4显示的是在空间矢量调制过程中产生的调制积。优选在控制因数a较小时采用空间矢量调制。当控制因数a较小时，基波频率f_GS也较小。

各调制积的大小主要与控制因数a相关。在基波频率f_GS给定的情况下，输出电压中包含有多倍开关频率f_schalt(又称脉冲频率)两侧的侧谐波(Seitenharmonische)。图4仅以脉冲频率f_schalt和双倍脉冲频率2·f_schalt为例进行了图示。基于关系式f_a＝μf_schalt±ηf_GS，侧谐波的产生还与基波频率f_GS相关。还可能此外产生基波的侧谐波。例如，在空间矢量调制的过调制范围内产生基波的倍频(5.，7.，11.，13.，...)。附图示范性地针对最大基频f_max对五次和七次侧谐波进行了图示。但图4所示的调制积振幅u_v只是出于说明目的，并不与实际情形相符。举例而言，使用三级逆变器时，脉冲频率2·f_schalt在控制因数较小时一般不具有显著振幅。

图5显示的是三级逆变器的调制积计算数据。其中，针对三级逆变器的空间矢量调制，对一倍脉冲频率fs、两倍脉冲频率2fs、三倍脉冲频率3fs、四倍脉冲频率4fs和五倍脉冲频率5fs的所有侧谐波的振幅总和成组进行了图示。为了与之进行比较，附图同样对基波振幅进行了图示。附图所示的所有振幅总和的曲线均与控制因数a相关。

从中可见，到控制因数达到a＝0.45为止，两倍脉冲频率2fs的侧谐波的振幅总和还很低。其中特别有利的是，一倍脉冲频率f_schalt和三倍脉冲频率3f_schalt彼此相距较远，因此，谐振带R内只存在较低的谐波，从而使滤波器1的激励也较小。

在此情况下，频谱的一部分(此处指一倍脉冲频率f_schalt及其侧谐波)通过正弦滤波器1，另一部分则被滤波器1滤除(3f_schalt、4f_schalt...)。

因而就这个实施例而言，借助空间矢量调制将图2和图3所示的滤波器1的谐振带R调整为，谐振带R处于两倍脉冲频率2fs范围内的中频带内。此时，一倍脉冲频率fs范围内的第一频带处于滤波器1的通带P内。第二频带的起点在三倍脉冲频率3fs范围内，并包括其它所有脉冲频率的倍频，因而处于滤波器1的阻带D内。

其优点在于，借此可选择较小的开关频率，从而减少功率半导体开关中的开关损耗。同时还可将滤波器设计得小巧轻便，因为在谐振频率f_res较高的情况下，通过较小的线圈电感L_F就可达到目的。通过这种小巧轻便的设计，可以实现变换器的低成本制备。与此同时，滤波器电感L_F上的基波的电压降较小，在此情况下，电感L_F的电感分量对包括电动机在内的器件的衰减作用都较小，变换器效率得到提高，从而使电动机的停转力矩有所增大。此外，借此还可使滤波电容器C_F中的电容性基波电流较小，从而减小发生过激励的可能性，否则在较小转速情况下就有可能发生过激励。

作为上述实施例的替代方案，尤其涉及两级变换逆变器技术时，也可将谐振频率f_res选定为f_schalt＜＜f_res＜＜2f_schalt或2f_schalt＜＜f_res＜＜3f_schalt。

第一实施方案是只采用空间矢量调制。第二实施方案则是只采用脉冲波形调制。

特定而言在控制因数或基波较大时，使用脉冲波形调制的离线优化脉冲波形是有利的。使用优化脉冲波形时，会产生不能被三整除的奇数倍基波频率f_GS。通过采用优化标准，可将脉冲波形确定为，调制积内不包含特定的谐波。

图6a显示的是脉冲波形调制的脉冲波形示例。相应的图6b显示的则是，这个脉冲波形通过相应的优化标准被调整为，滤波器谐振频率f_res的谐振带R内只会产生极小的调制积振幅。据此，脉冲波形调制也具有中频带ZFB，在这个中频带内，调制积相对于第一较低频频带FB₁和第二较高频频带FB₂而言大幅减小，其中，这个中频带ZFB与谐振带R相匹配。因此，第一频带FB₁和第二频带FB₂(即高于和低于谐振带R)内会出现谐波。

当然，在控制因数或基波较小的情况下，也可使用脉冲波形调制的优化脉冲波形。如果针对高电流品质保持脉冲频率f_schalt的基本恒定，脉冲数P就会增大，表格范围也会得到拓宽。

可通过相应的优化而不具有调制积的谐波的中频带ZFB主要与可用的脉冲频率f_schalt相关。在基波频率f_GS给定的情况下，可根据P≈f_schalt/f_GS确定这个不具有调制积谐波的中频带ZFB。采用优化脉冲波形时，会产生不能被三整除的、输出频谱内的谐波形式的奇数倍基波，即调制积：

$u_a=\underset{v}{\mathrm{\Σ}}{u}_v\mathrm{mit\; v}=6\·\±1;n=\mathrm{1,2}...$

优化时，通过每四分之一周期P个开关角原则上可以实现P个自由度，其中，须为基波频率f_GS采用一个自由度。随后就可借助余下的自由度通过优化从频谱中“去除”P-1个谐波。这大致相当于频带

f_GS·[6·(P-1)±1]/2≈3·P·f_GS＝3·f_schalt。

由于不是总能得到解决方案，因而较为实际的做法是用2·f_schalt来估计基本没有调制积的中频带ZFB。图6a和图6b显示的是逆变器2的输出端的支路电压和用于优化波形的三级逆变器的带有调制积的频谱，其中，P＝15，f_GS＝20Hz，a＝0.4，f_res＝400Hz。

第三实施方案是将第一实施例与第二实施例有利地相结合，即在控制因数较小时，优选在控制因数为a＝0.4时，从空间矢量调制转换到用于较大控制因数a的脉冲波形调制。其优点在于，借此可减小变换器中的谐波电流，从而使变换器的负荷变小。通过将两种调制方法相结合，可以覆盖利用调制法所能达到的整个控制范围，满足中频带ZFB内不得出现有效调制积这一要求，这些调制积一旦与滤波器1的谐振增强共同作用，就会使变换器或运行中的电动机功能受损。借此可将中频带ZFB选定为，针对相对较小的脉冲频率f_schalt，可实现较高的滤波器谐振频率f_res。

本发明并非仅限于图1至图6b所示的各实施例，因为本发明的基本思想适用于任何一种变换器，尤其是带有空间矢量调制和/或脉冲波形调制功能的变换器。

Claims (12)

1.一种变换器，包括

一个逆变器(2)，所述逆变器包括两个以上的功率半导体开关，

一个控制电路(4)，所述控制电路与所述功率半导体开关相连，以进行调制，通过所述调制在第一频带(FB₁)内、第二频带(FB₂)内以及所述第一频带(FB₁)与所述第二频带(FB₂)之间的中频带(ZFB)内产生调制积，其中，所述中频带(ZFB)内的调制积相对于所述第一频带(FB₁)内的调制积和所述第二频带(FB₂)内的调制积而言有所减小，以及

一个滤波器(1)，所述滤波器通过与所述功率半导体开关相连而连接在该逆变器的输出端侧，具有一个谐振带(R)、一个用于所述控制电路(4)所产生的基波的通带(P)和一个阻带(D)，其中，所述谐振带(R)处于所述中频带(ZFB)范围内。

2.根据权利要求1所述的变换器，其中，所述控制电路(4)用于产生空间矢量调制和/或脉冲波形调制。

3.根据权利要求2所述的变换器，其中，所述控制电路(4)根据控制因数(a)和/或基波频率(f_GS)在空间矢量调制和脉冲波形调制之间进行转换。

4.根据上述权利要求中任一项权利要求所述的变换器，其中，所述滤波器(1)为低通滤波器。

5.根据权利要求4所述的变换器，其中，所述低通滤波器为二阶LC低通滤波器。

6.根据权利要求1至3中任一项权利要求所述的变换器，且其

包括一个整流器(3)，

包括一个与所述整流器(3)相连的中间电路，

所述逆变器(2)与所述中间电路和所述滤波器(1)相连，

其中，所述滤波器(1)具有两个以上的用于连接一个电机驱动装置(5)的接点。

7.根据权利要求1至3中任一项权利要求所述的变换器，其中，所述滤波器连接在所述逆变器和用于供电的三相电网之间。

8.一种控制变换器的方法，所述变换器包括一个逆变器(2)、一个与所述逆变器输出端相连的滤波器(1)和一个控制电路(4)，所述逆变器包括两个以上的功率半导体开关，所述控制电路与所述功率半导体开关相连，以进行调制，其中，通过所述调制

在所述滤波器(1)的通带(P)内产生具有基波频率(f_GS)的基波，

在第一频带(FB₁)内、第二频带(FB₂)内以及所述第一频带(FB₁)与所述第二频带(FB₂)之间的中频带(ZFB)内产生调制积，

相对于所述第一频带(FB₁)内的调制积和所述第二频带(FB₂)内的调制积减小所述中频带(ZFB)内的调制积，

在所述滤波器(1)的通带(P)和阻带(D)之间的所述滤波器(1)的谐振频率(f_res)的谐振带(R)内产生所述中频带(ZFB)。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，以空间矢量调制和/或脉冲波形调制的方式进行调制。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，根据控制因数(a)和/或所述基波频率(f_GS)通过不同的脉冲波形进行所述调制，其中，每个脉冲波形均在一个控制因数范围和/或一个基波频率范围内，在所述滤波器(1)的谐振带(R)内产生调制积减小的中频带(ZFB)。

11.根据权利要求9或10所述的方法，其中，根据控制因数(a)和/或所述基波频率(f_GS)在所述空间矢量调制和所述脉冲波形调制之间进行转换。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，当所述控制因数为0.3至0.5时，在所述空间矢量调制和所述脉冲波形调制之间进行转换。

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