CN101490941A - 用于控制三电平变换器的方法 - Google Patents

Abstract

提出了一种用于控制逆变器(5)的方法，所述逆变器(5)在转换中将直流输入电压(U_dc)变换为具有基频(ω)的交流逆变器电压(V_inv)，并将所述交流逆变器电压提供给负载(9)，在所述转换中实现在转换时间(T_tr)内的有功功率(P)和/或无功功率(Q)的变化。该方法的特征在于：为了避免DC偏移，转换时间T_tr被这样选择，以使得在一个是基频的基本周期和在转换后的逆变器电压V_inv和负载电压V_n之间的目标相位角的函数的等式中，变量k是一个在1－8之间的小整数。

Description

用于控制三电平变换器的方法

技术领域

本发明涉及一种用于控制逆变器的方法，该逆变器将直流输入电压变换为具有基频的交流逆变器电压，以将该交流逆变器电压提供给负载。尤其涉及这样一种方法在变频器中的应用，其中该变频器还包括一个相应的整流器，它们两者都优选在方波调制模式下运行。

背景技术

变速发电机，或者，一般而言，其频率偏离电网频率的发电机，通常利用变换器连接到电力网，该变换器使发电机产生的电压和频率与电力网的电压和频率相适配。出于这个目的，各种设备被用作变换器，例如，所谓的直接变换器(direct converter)，利用它可以对两个不同的电压和频率相对于彼此进行调节，例如，在直接变换(AC/AC)中使用半导体开关(如晶闸管或门极可关断晶闸管-GTO)。这种直接变换器例如作为所谓的循环变换器或作为所谓的矩阵变换器(例如在US5594636中描述的)而存在。在自然换流的情况中，它们产生不期望的且难以消除的低频频率分量，而在强制换流的情况中，它们带来大的开关损耗。

作为一种选择，可以以间接变换的形式确保发电机到电力网的电压-适配的且频率-适配的连接。对于这样一种变换，首先，整流器根据发电机产生的交流电产生直流电，并且在逆变器中，该直流电随后与电力网的电压和频率相匹配。这样控制的变换器同样使用了半导体开关(例如，GTO，绝缘栅双极型晶体管-IGBT，金属氧化物半导体场效应晶体管-MOSFET，或者集成门极换流晶闸管-IGCT)，并且它们在通常使用的开关频率带来大的开关损耗。

这样一种系统以及它的运行模式例如被描述在DE10330473A1中。在这篇文献中，提出了一种使发电机产生的交流电流和发电机产生的交流电压与电网相适配的方法和设备。该发电机具有至少一个励磁线圈，馈入电网的功率可以被灵活地适配，同时带来低开关损耗，这是因为一个静态变频器被用于发电机和电网之间的适配，并且因为，为了控制馈入电网的功率，提供了这样的装置，利用该装置，在一方面，调节由至少一个励磁线圈产生的激励磁场的强度，并且在另一方面，合适地控制变频器电压和发电机或电网电压之间的相位角。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种改进的运行方法，该方法不仅用于完全静态变频器，而且只用于变频器的逆变器部分。

特别地，提出了一种控制逆变器的方法，该逆变器将直流输入电压U_dc变换为具有基频ω的交流逆变器电压V_inv，以将该交流逆变器电压提供给负载。特别地，提出了一种用于转换的方法，在该转换中实现转换时间T_tr内的有功功率P和/或无功功率Q的变化。

令人惊讶地发现，出乎意料地，没有DC偏移的缺陷的快速斜率控制(fast ramping control)是可能的。事实上，通过仿真电路的精巧缩图可以发现，如果转换时间T_tr被特殊地选择，即这样选择以致于在等式

$T_{\mathrm{tr}}={\mathrm{kT}}_f-\frac{{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{nc}}}{\mathrm{\ω}}$

中，k是10以下的小整数，更具体地是1-8之间的整数(因此k＝1，2，3，4，5，6，7，或8)，其中T_f是基本周期，并被定义为

$T_f=\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\ω}}$

并且其中θ_nc是转换后的逆变器电压V_inv和负载电压V_n之间的目标相位角，那么与输出频率相比很快速的转换是可能的。

因此，本发明的一个关键特征是发现，尤其对于k的小整数值，出乎意料地，在平均线电流中没有或几乎没有DC-偏移。

应该注意，如果k被选择得很接近这样一个整数值，例如，k与这些整数值的偏差小于或等于0.05将导致一些DC偏移，但是只是较小的重要性，那么基本上可以获得相同的结果。

在本发明的第一优选实施例中，k被选择为1-5之间的非常小的整数，甚至优选为1或2。如果按照这种方式来选择k的值，那么非常短并且事先未知的转换时间是可能的，而在线电流的DC偏移方面没有任何缺陷。

优选地，逆变器运行在基本频率时钟。优选地，逆变器被设计为三电平逆变器，优选为中性点箝位逆变器。

如果逆变器运行在方波调制下，那么转换时间的上述选择的特殊优势是很显著的。

如上概述的，可以在变频器的领域中见到该方法的主要应用。更具体地，本方法的应用在上面提及的技术发展水平的环境中是很有用的，在根据DE1 0330473A1的设计的环境中也是如此。关于静态变频器和它的运行模式的细节，DE1 0330473A1的公开被相应地完全结合在本公开中。事实上，上面公开的逆变器运行方法是对在DE 10330473A1中公开的逆变器部分的控制的特别改进。

因此，根据一个优选实施例，该方法被应用到逆变器，其与整流器一起，或与整流器结合，或与整流器连接，以形成静态变频器。优选这个静态变频器是三电平变换器，甚至优选为中性点箝位变换器。

在后一种情况中，根据一个优选实施例，整流器以及逆变器都运行在方波调制(SWM)下。

如已在DE 10330473A1中明确概述的，变频器的输出幅值优选依靠整流器的输入的幅值和/或依靠负载电压和逆变器电压之间的失相相来控制。

相应地，上述方法优选用于将优选由燃气涡轮机驱动的(快速运行)同步发电机产生的交流电变换为提供给电网或电网络的交流电。然而它也可以在用于无功功率的静态补偿器或类似的应用中使用。

本发明的更多实施例被概述在所附的权利要求中。

附图说明

本发明的优选实施例在附图中示出，其中：

图1示出了使用三电平变换器的最终应用的示意图；

图2示出了只是逆变器部分专用的控制策略的示意图；

图3示出了三种情形A(a)，B(b)和C(c)的线路侧的电压和电流的图解；

图4示出了三种情形的网络侧参考值，以及它们之间的转换，其中a)示出有功功率和无功功率参考值，b)示出角位移(angle shift)参考值，c)示出DC电压参考值；

图5a)示出用于计算的简化电路，b)示出相应的矢量图；

图6示出一个转换时间限制器；

图7示出仿真结果，其中a)示出有功功率和无功功率，b)示出作为时间的函数的网络和逆变器电压和线电流；

图8示出k＝0.25时从A到B的第一转换，其中a)示出角位移，b)示出电流；

图9示出k＝0.25时从B到C的第二转换，其中a)示出角位移，b)示出电流；

图10示出k＝0.5时从A到B的第一转换，其中a)示出角位移，b)示出电流；

图11示出k＝0.5时从B到C的第二转换，其中a)示出角位移，b)示出电流；

图12示出k＝1.0时从A到B的第一转换，其中a)示出角位移，b)示出电流；

图13示出k＝1.0时从B到C的第二转换，其中a)示出角位移，b)示出电流；

图14示出k＝1.5时从A到B的第一转换，其中a)示出角位移，b)示出电流；

图15示出k＝1.5时从B到C的第二转换，其中a)示出角位移，b)示出电流；

图16示出k＝2.0时从A到B的第一转换，其中a)示出角位移，b)示出电流；

图17示出k＝2.0时从B到C的第二转换，其中a)示出角位移，b)示出电流；

图18示出k＝10.3时从A到B的第一转换，其中a)示出角位移，b)示出电流；和

图19示出k＝10.3时从B到C的第二转换，其中a)示出角位移，b)示出电流。

具体实施方式

参考附图，其目的在于说明本发明的优选实施例，而不是限制本发明，具有用于AC电流的快速斜率DC消除策略的本发明将在下面详细描述：

1.介绍

本申请描述了一种新的控制策略，优选用于具有中性点箝位(NPC)拓扑的三电平变换器，其特征在于由于使用方波调制或SWM而导致的它的高效。这种模式的主要优势在于准缺少(quasi absence)开关损耗。所产生的有功功率和无功功率可以由逆变器的输入(DC侧)中的电压幅值适配，以及电网电压和输出逆变器电压之间的失相(depahsing)一起来控制。这种控制的使用环境由特殊的变频器通过在输入和输出侧都使用方波运行模式给出，其中输入和输出电压之间的比值保持恒定，如在DE 10330473A1中所描述的，该文献上面已经提及。

图1例示了变频器13的最终应用，作为由燃气涡轮机1驱动的快速运行同步发电机2和电网或电网络9之间的接口。在该应用中，变换器13可以被设计为由于输入电压和输出电压幅值之间的固定比率而导致的“仅变换频率的变换器”。通过改变发电机的励磁，可以获得用于通过网络进行的功率流控制的电压适配。

在图1中，静态变频器由整流器4和逆变器5给出，它们经由DC链接14连接。在该链接中设置有电容器15。控制部分被提供来自燃气涡轮机的位置信息，其是由位置编码器3提供的，并且主要参考值6在底部指示。取决于期望的输出幅值，在计算单元17中，供给同步发电机2的励磁系统所必需的电流/电压被计算出并被输入给发电机。系统的实际输出状况通过电压传感器7被提供给所述控制。而且可以在逆变器的输出侧设置滤波器8。

在图1的上部，示意地指出这种系统可以被操作来启动燃气涡轮机(箭头10，启动方向)，或者它可以被操作来产生能量(箭头11，能量产生方向)。

在本申请中，只有线路侧控制是主要关注的。作为简化，同步发电机2和它的整流器4将被在逆变器5的输入处的可调节DC电压源18(参见图2)代替。

对不同运行点和它们之间的转换的仿真结果将高亮显示所提出的控制策略的性能。这些包括以统一的功率因子运行的能力和更好的电流质量。对于这点，很多作者强调低的总谐波失真或高效率，然而只有少数几个关注DC分量的减少。

本申请的目的在于描述一种用于AC电流的新的快速斜率DC消除策略。

本申请的这个详述部分被组织如下。部分2介绍包括动态方式的专用控制策略，部分3描述了一种消除DC分量的新方法，部分4示出仿真结果。最后，部分5对本申请的详述部分作出结论。

2.专用控制策略

图2示出一个三电平NPC逆变器的原理电路图，并例示了它的控制块。

该控制是以网络电压与输出逆变器电压之间的角位移以及逆变器输入端上的电压幅值适配为基础的。可以获得三种运行模式A，B和C，它们分别被显示在图3a)，b)和c)的矢量图中。图3a)示出无负载的情况，所以P_nc＝Q_nc＝0。图3b)示出有功功率和无功功率的注入，图3c)仅仅示出有功功率的注入。

图4示出网络侧的参考值，其中a)示出有功功率和无功功率参考值，其中上面的线表示有功功率参考值P，下面的线给出无功功率参考值Q，b)示出角位移参考值，c)示出DC电压参考值。

从有功功率参考值和无功功率参考值开始，系统初始运行在无负载运行(运行模式A)中，其有功功率和无功功率等于零(图4a)。逆变器电压和网络电压都具有相同的相位，并且其幅值等于额定值(等式1)。因此电流线很小(图3-a，模式A)。

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\θ}}_{n0}=0\\ U_{d0}=\frac{\mathrm{\π}}{2\cos \mathrm{\δ}}{V}_n\end{array}\right.---\left(1\right)$

在第一转换中，在模式A和B之间的t＝0.04s时，网络有功功率和无功功率分别倾斜至

和

从而在模式B中，角位移和连续电压从(θ_n0，U_d0)变化至(θ_nc，U_dc)(图3b和图4b和c)。它们的值取决于有功功率参考值和无功功率参考值(等式2)。

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\θ}}_n=\arctan \left(\frac{P_{\mathrm{nc}}}{\frac{3}{2}\frac{V_n^2}{X_n}-Q_{\mathrm{nc}}}\right)\\ U_d=\frac{\mathrm{\π}}{2\cos \mathrm{\δ}}\sqrt{(V_n-\frac{2}{3}\frac{X_n}{V_n}{Q}_{\mathrm{nc}}{)}^2+{\left(\frac{2}{3}\frac{X_n}{V_n}{P}_{\mathrm{nc}}\right)}^2}\end{array}\right.---\left(2\right)$

在第二转换中，在B和C之间的t＝0.1s时，无功功率Q向下倾斜至零，如图4a中所示的。因此角位移和连续电压必须从(θ_nc，U_dc)变化至(

)。然后无功功率Q可以被补偿，并且系统可以使用统一的功率因子来运行。

然而，由于瞬变过程而导致线电流可能获得一些DC分量。为了克服这个问题，有功功率参考值和无功功率参考值的转换不应该很快。如果转换时间T_tr与基本周期(T_f＝20ms)相比相对较长，那么电流可以被认为是对称的，并且DC分量可以被忽略。

现在问题如下：在方波调制中允许的电流瞬变的摆率(slew rate)是多快？

3.用于AC电流的快速斜率DC消除策略

使用简单电路进行的研究证明，对于T_tr的特定选择，DC分量可以等于零。

3.1简单系统

作为实例，将考虑一个简单电路(参考图5a，相应的矢量图在图5b中给出)，其中：

输出电压是：V_n(t)＝sinωt

输入电压是：V_inv(t)＝sin(ωt+θ(t))

θ(t)表示V_n和V_inv之间的角位移，并且这被表示在图6(转换时间限制器)中，并且它由等式3给出：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\&theta;}\left(t\right)=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{nc}}}{T_{\mathrm{tr}}}t\\ \mathrm{\&theta;}\left(t\right)={\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{nc}}\end{array}\right.\mathrm{if}\begin{array}{c}t<T_{\mathrm{tr}}\\ t\&GreaterEqual;T_{\mathrm{tr}}\end{array}---\left(3\right)$

输入电压和输出电压通过电感L_n连接在一起。

已知的是，该电路中产生的电流由等式4给出：

$i_n\left(t\right)=\frac{1}{L_n}{\&Integral;}_0^t(V_{\mathrm{inv}}\left(t\right)-V_n\left(t\right))\mathrm{dt}---\left(4\right)$

那么(3)可以被插入到(4)中以得到：

$i_n\left(t\right)=\frac{1}{L_n\mathrm{\&omega;}}\left(\frac{{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{nc}}}{{\mathrm{\&omega;T}}_{\mathrm{tr}}+{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{nc}}}\right)(\cos ({\mathrm{\&omega;T}}_{\mathrm{tr}}+{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{nc}})-1)+\frac{1}{L_n\mathrm{\&omega;}}(\cos \mathrm{\&omega;t}-\cos (\mathrm{\&omega;t}+{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{nc}}))---\left(5\right)$

另一方面，电流的平均值由(6)给出：

$i_{\mathrm{mean}}=\frac{1}{T_f}{\&Integral;}_0^{T_f}{i}_n\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(6\right)$

将由(5)给出的电流代入(6)中，得到：

$i_{\mathrm{mean}}=\frac{1}{L_n\mathrm{\&omega;}}\left(\frac{{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{nc}}}{{\mathrm{\&omega;T}}_{\mathrm{tr}}+{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{ncc}}}\right)(\cos ({\mathrm{\&omega;T}}_{\mathrm{tr}}+{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{nc}})-1)---\left(7\right)$

电流的平均值i_mean或DC分量由两项组成，并且它取决于转换时间T_tr。

当这些项中的一个为零时，DC分量将等于零：

$\frac{1}{L_n\mathrm{\&omega;}}\left(\frac{{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{nc}}}{{\mathrm{\&omega;T}}_{\mathrm{tr}}+{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{nc}}}\right)=0---\left(8\right)$

如果T_tr相对较长，等式8将被验证。

(cos(ωT_tr+θ_nc)-1)＝0(9)

当T_tr等于基本周期的整数倍时，等式9将被验证。实际上，T_tr由等式10给出：

$T_{\mathrm{tr}}={\mathrm{kT}}_f-\frac{{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{nc}}}{\mathrm{\&omega;}}---\left(10\right)$

其中 $T_f=\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{\&omega;}}$

并且k＝1，2，3...

注意：针对固定输入电压以及针对线性倾斜，进行分析计算，然而图2中描述的系统是非线性的。

3.2非线性系统

图2说明了三电平逆变器的控制时钟。如在部分2中介绍的，网络9电压和输出逆变器电压之间的角位移，以及逆变器输入中的DC电压幅值，被等式11给出。

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&theta;}}_n\left(t\right)=\arctan \left(\frac{P\left(t\right)}{\frac{3}{2}\frac{V_n^2}{X_n}-Q\left(t\right)}\right)\\ U_d\left(t\right)=\frac{\mathrm{\&pi;}}{2\cos \mathrm{\&delta;}}\sqrt{(V_n-\frac{2}{3}\frac{X_n}{V_n}Q\left(t\right){)}^2+{\left(\frac{2}{3}\frac{X_n}{V_n}P\left(t\right)\right)}^2}\end{array}\right.---\left(11\right)$

P(t)和Q(t)由等式12给出：

$\left\{\begin{array}{c}P\left(t\right)=\frac{|P_{\mathrm{nc}}-P_{n0}|}{T_{\mathrm{tr}}}t\\ Q\left(t\right)=\frac{|Q_{\mathrm{nc}}-Q_{n0}|}{T_{\mathrm{tr}}}t\end{array}\right.---\left(12\right)$

所以θ_n和U_d是非线性的。

4.仿真结果

图2中描述的系统已经使用下面的特征来仿真：V_n＝1pu是网络电压。X_n＝0.1pu是逆变器和网络之间的电感。S_n＝1.5pu是视在功率。

图7示出为三种运行模式A，B和C仿真的有功功率P和无功功率Q。当无功功率Q为零时，线电流与网络电压同相。

在相同的条件下使用相同的特征，针对不同的转换周期T_tr的值对系统进行仿真。

在第一转换中在t＝0.04s时测量线电流，当θ(t)从θ_n0变化到θ_nc时，系统在

≠1运行，图8，10，12，14，16和18。

同样，在第二转换中在t＝0.4s时测量线电流，当θ(t)从θ_nc变化到

时，系统在

＝1运行，图9，11，13，15，17和19。

图12，13，16和17中的仿真结果证实，当k是整数，如k＝1，2...时，DC分量为零，否则，它不同于零，如k＝0.25，0.5，1.5，图8，9，10，11，14，15。

对于k为大值，如k＝10.3，图18，19，DC分量可以被忽略。

5.结论

提出了一种用于三电平NPC逆变器的新控制策略。通过角位移和连续电压的适配，变换器可以达到任何运行点。它的主要优势是简单的结构。它通常通过在发电机和线路侧都使用SWM，用作快速运行同步发电机和电网之间的接口，其中输入和输出电压的比值保持为恒定。在最终应用中，可以通过发电机的激励来实现电压适配。在本申请中，只提出了线路侧控制策略。对不同运行点和它们之间的转换的仿真结果高亮显示了所提出的控制策略的性能。这些包括采用统一的功率因子运行的能力和更好的没有连续分量的电流质量。

与通常的慢速瞬变相比，其特征在于无DC分量的电流瞬变，如图18和19中所示，已经验证的是，通过简单地选择一个定义为等于基本周期的整数倍的转换周期，还可以获得无DC分量的更快速的瞬变。

这里给出的方案解决了讨论的问题，并可以被应用于其它应用，例如用于无功功率的静态补偿器。

如在图13和17中所示的，无功功率可以被快速地补偿，并且在线电流中没有DC分量。

参考标记列表

1     燃气涡轮机

2     同步发电机

3     位置编码器

4     整流器，脉冲变换器，变频器的整流器级

5     逆变器，脉冲变换器，变频器的逆变器级

6     参考值

7     电压换能器

8     滤波器

9     网络，电网，负载

10    启动方向

11    能量产生方向

12    到整流器和逆变器，门极的控制线

13    三电平变换器

14    DC链接，变换器的直流级

15    电容器，变换器的直流级的电平之间的电容

16    地

17    计算单元

18    DC电压源，逆变器的输入中的电压幅值适配

19    比率

P     有功功率

Q     无功功率

U_d0     无负载时的连续额定电压幅值

P_nc     网络有功功率

Q_nc     网络无功功率

θ_n0     无负载时的相位角

V_n      网络电压

V_inv     逆变器电压

I_n       网络电流

θ_nc     有功功率和无功功率下的相位角

U_dc     有功功率和无功功率下的电压幅值

θ′_nc    无功功率下的相位角

U′_dc    无功功率下的电压幅值

T_tr     转换时间

L_n      电感

θ(t)    V_n和V_inv之间的角位移

T_f        基本周期

PLL     锁相环

A，B，C 运行模式

Claims (11)

1、一种控制逆变器(5)的方法，所述逆变器(5)在转换中将直流输入电压(U_dc)变换为具有基频(ω)的交流逆变器电压(V_inv)，以将所述交流逆变器电压提供给负载(9)，在所述转换中，实现在转换时间(T_tr)内的有功功率(P)和/或无功功率(Q)的变化，

其中所述转换时间T_tr被选择为使得在等式

$T_{\mathrm{tr}}={\mathrm{kT}}_f-\frac{{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{nc}}}{\mathrm{\&omega;}}---\left(10\right)$

中，k是1-8之间的整数，其中T_f是基本周期，并被定义为

$T_f=\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{\&omega;}}$

并且其中θ_nc是所述转换后的逆变器电压V_inv与负载电压V_n之间的目标相位角。

2、如权利要求1所述的方法，其中k被选择成是1和5之间的整数。

3、如权利要求1所述的方法，其中k被选择成是1或2。

4、如前述任一项权利要求所述的方法，其中所述逆变器(5)运行在基频时钟下。

5、如前述任一项权利要求所述的方法，其中所述逆变器(5)是多电平逆变器，优选为二电平逆变器，三电平逆变器，四电平逆变器，五电平逆变器或具有更多电平的逆变器。

6、如前述任一项权利要求所述的方法，其中所述逆变器(5)运行在方波调制下。

7、如前述任一项权利要求所述的方法，其中所述逆变器(5)与整流器(4)一起运行，以形成变换器(13)，优选为多电平变换器，甚至更优选为二电平变换器，三电平变换器，四电平变换器，五电平变换器或具有更多电平的变换器。

8、如权利要求7所述的方法，其中所述逆变器(5)以及所述整流器(4)连接在一起作为变频器，并且它们两个都运行在方波调制下。

9、如权利要求7或8所述的方法，其中所述变换器(13)是变频器，并且其中所述变频器(13)的输出幅值是利用所述整流器(4)的输入的幅值和/或利用所述负载的电压(V_n)与所述逆变器电压(V_inv)之间的失相控制的。

10、如前述任一项权利要求所述的方法在将优选由燃气涡轮机驱动的同步发电机(5)产生的交流电变换为提供给电网(9)的交流电中的应用。

11、如权利要求1-9中任一项所述的方法在用于无功功率的静态补偿器中的应用。

Images