CN101499833A - 多输入多输出通信系统和发送站 - Google Patents

Abstract

本发明涉及多输入多输出通信系统和发送站。针对复用至多个发送天线中的任一个的多个发送流，为一对加权因子(U_1，1和U_1，2，U_2，1和U_2，2)产生不平衡振幅。因而，可以防止预编码多输入多输出系统中的PAPR的增加。

Description

多输入多输出通信系统和发送站

技术领域

在此公开的实施方式致力于提供一种MIMO通信系统和发送站。这些实施方式在其中例如将预编码多输入多输出(MIMO)系统应用至移动无线通信系统中的上行链路通信的情况下是优选的。

背景技术

在作为第三代移动无线通信系统的第三代合作伙伴计划(3GPP)中考察的长期演进(LTE)规范中已经考察了预编码MIMO系统。下面描述的日本特开2007-110664号公报也描述了预编码MIMO系统。

在预编码MIMO系统中，限定了预定的多组预编码矩阵(PM)(下面称为“码本”)。接收站利用公知信号(基准信号)来选择可以获得最优接收特性的预编码矩阵(通过该预编码矩阵)，并且向发送站通知此信息(索引)。发送站基于从接收站通知的索引来选择预编码矩阵，将发送信号乘以该预编码矩阵(预编码矩阵的元素)(作为加权因子)，并且发送所得结果。因而，可以增加从发送站到接收站的无线通信的吞吐量。

在预编码MIMO系统中，可以选择从发送站向接收站同时发送的数据段的最佳数量(流的数量)。流的数量有时可以称为秩(rank)，选择最佳秩有时可以称为秩自适应。

例如，在LTE规范(参见以下的3GPP TS36.211 V8.1.0(2007.12.20))中，关于从基站向用户设备(UE)的方向中的下行链路(DL)通信，在发送天线数为4的情况下，限定四个秩1、2、3以及4，其中针对对应秩限定16种类型(总计64种类型)的PM。

UE在64种类型的PM中选择估计获取最优接收特性的PM，并将此编号(索引)报告给基站。基站利用具有所报告编号的PM执行下行链路发送。

在发送天线数为2的情况下，在LTE规范(参见3GPP TS36.211 V8.1.0(2007.12.20))中限定了总计9种类型的PM。具体来说，分别地，在秩1的情况下的PM组由下式(1)表示，在秩2的情况下的PM组由下式(2)表示。应注意到，当发送天线数被限定为L(L为2或以上的整数)，并且发送流的数量(秩)被限定为M(M为1或以上的整数)时，V_L，M，_N表示L×M矩阵的PM的组合(码本)中的第N个PM。

$V_{\mathrm{2,1,0}}=\left[\begin{array}{c}1\\ 0\end{array}\right],$ $V_{\mathrm{2,1,1}}=\left[\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right],$ $V_{\mathrm{2,1,2}}=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{c}1\\ 1\end{array}\right],$

$V_{\mathrm{2,1,3}}=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{c}1\\ -1\end{array}\right],$ $V_{\mathrm{2,1,4}}=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{c}1\\ j\end{array}\right],$ $V_{\mathrm{2,1,5}}=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{c}1\\ -j\end{array}\right]$ ...(1)

$V_{\mathrm{2,2,0}}=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right],$ $V_{\mathrm{2,2},1}=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right],$ $V_{\mathrm{2,2},2}=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ j& -j\end{array}\right]$ ...(2)

等式(2)中的2×2矩阵是单位矩阵，等式(1)中的2×1矩阵对应于各单位矩阵中的提取的列分量。因为乘以总发送功率为1的值作为归一化系数，所以2×1矩阵精确地是单位矩阵的常数倍的列分量。

类似的是，当发送天线数为4时，在秩4的情况下的4×4矩阵(16种类型)为单位矩阵，在秩3的情况下的4×3矩阵、在秩2的情况下的4×2矩阵、以及在秩1的情况下的4×1矩阵分别对应于各个单位矩阵中的提取的列分量。具体来说，除了秩1以外的PM的矩阵都相互正交。

在蜂窝系统中，减小UE的功耗是很重要的。对于减小功耗，改进UE的用于发送信号的放大器的功效是有效的。当从发送信号的角度来考虑放大器的功效时，希望减小发送信号的峰均功率比(PAPR)。

已经提出了正交频分复用(OFDM)系统为善于应付宽带无线电通信中的多通道中的频率选择性衰落的无线接入系统。然而，这种系统采用多载波发送，致使发送信号的PAPR趋于增加。从UE的功效的角度来看，它不适用于蜂窝系统中的上行链路(从UE到基站的无线链路)的发送系统。

因此，作为LTE规范中的上行链路(UL)的发送系统，提出了下面描述的系统。具体来说，在这种系统中，发送器在时域中将循环前缀(CP)添加至有效符号以执行单载波发送，并且接收器执行频率均衡。这种系统的示例包括单载波频分多址(SC-FDMA)系统。

在单载波发送中，在时域对发送数据信号或发送与接收之间的公知信号(基准信号或导频信号)进行复用，从而与其中在频域对数据信号或公知信号进行复用的OFDM相比，可以抑制PAPR。

因为随着放大器输出功率的增加，放大器的功率增加效率也增加，所以希望使工作点尽可能地靠近输出功率的最大值。然而，当输出功率超出固定阈值(饱和功率)时，可能出现作为发送信号不能容忍的非线性失真。因此，在失真与功率增加效率之间存在折衷关系。

随着发送信号的PAPR变小，可以减小工作点与阈值之间的差(退避量(back-off))(例如，参见图3)。主要使用PAPR作为评估设计放大器所必须的退避量的指数，但在下面描述的2004年5月的Motorola“Comparison of PAR and Cubic Metric for Power De-rating”(R1-040642，TSG RAN WG1 #37)中还提出了由下式(3)表示的原始立方度量(原始CM(raw Cubic Metric))的评估指数。可以利用原始CM通过下面的等式(4)来限定相对退避量。

rawCM＝20*log10((v_norm³)_rms)...(3)

CM＝[rawCM—20^*log10((v_norm_ref³)_rms)]/M...(4)

从等式(4)获取的值称为立方度量(CM)。与利用PAPR计算出的退避量相比，这个值接近实际值。在等式(3)和(4)中，v_norm表示归一化输入信号的振幅，而v_norm_ref表示作为基准的信号的振幅。而且，()_rms表示采用均方根，M是由放大器的特性而确定的值。

在现有LTE规范(3GPP TS36.211 V8.1.0(2007.12.20))中，仅针对下行链路(DL)通信(多载波发送)考察了预编码MIMO系统的应用，与UE相比，其中PAPR的增加不是问题。

发明内容

本实施方式的目的之一是当将预编码MIMO系统例如应用至单载波发送(移动通信系统中的UL通信)时抑制PAPR的增加。

除了前述目的以外，本发明的另一目的提供从后述的用于执行本发明的优选实施方式中例示的、并且不能从现有技术获取的构造导出的操作和效果。

为了实现前述目的，本说明书描述了下面的“MIMO通信系统和发送站”。

(1)这里公开的MIMO通信系统的一个实施方式是多输入多输出(MIMO)通信系统，该多输入多输出通信系统包括从多个发送天线发送多个发送流的发送站、和利用多个接收天线接收发送流并且再现各个发送流的接收站，该MIMO通信系统包括：乘法装置，其将加权因子与各个接收到的发送流相乘；和产生装置，其针对复用至任一个发送天线的各个发送流在一对加权因子之间产生不平衡振幅。

(2)这里描述的发送站的一个实施方式是多输入多输出(MIMO)通信系统中的发送站，该多输入多输出通信系统包括利用多个发送天线发送多个发送流的发送站、和利用多个接收天线接收发送流并且再现各个接收到的发送流的接收站，该发送站包括：加权因子乘法单元，其将加权因子乘以各个发送流；和控制单元，其可以进行操作以针对复用至任一个发送天线的各个发送流而为一对加权因子产生不平衡振幅。

(3)所述控制单元可以将在如下的单位矩阵中的各个行元素之间产生了所述不平衡振幅的行元素设置为加权因子，所述单位矩阵构成与发送流数量对应的预编码矩阵。

(4)所述控制单元还可以包括保持码本的存储器，所述码本包括根据发送流的数量的多组单位矩阵，并且从所述码本选择中作为设置对象的单位矩阵。

(5)可以针对所述系统或由所述接收站形成的每一个小区来优化所述不平衡振幅。

(6)可以基于放大所述发送流的发送功率的放大器的特性来优化所述不平衡振幅。

(7)所述控制单元可以根据所述发送站的发送功率来控制所述不平衡振幅。

(8)在所述发送天线的数量为2并且所述发送流的数量为2的情况下的所述预编码矩阵可以是由下面的等式(6)获取的矩阵、对由等式(6)获取的矩阵中的多行重新排列而获取的矩阵、对由等式(6)获取的矩阵中的多列重新排列而获取的矩阵、以及对由等式(6)获取的矩阵中的多行和多列重新排列而获取的矩阵中的任一个，其中，α表示振幅不平衡程度。

$U_{\mathrm{2,2}}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}_0,{\mathrm{\θ}}_1,{\mathrm{\θ}}_2)=\frac{\exp \left({\mathrm{j\θ}}_0\right)}{\sqrt{1+{\mathrm{\α}}^2}}\left[\begin{array}{cc}\exp \left({\mathrm{j\θ}}_1\right)& \mathrm{\αexp}\left({\mathrm{j\θ}}_2\right)\\ -\mathrm{\αexp}\left({-\mathrm{j\θ}}_2\right)& \exp \left({-\mathrm{j\θ}}_1\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(6\right)$

(9)在所述发送天线的数量为2N(N为2或更大的整数)的情况下的所述预编码矩阵可以通过将由下面的等式(6)获取的2×2预编码矩阵、对由等式(6)获取的矩阵中的多行重新排列而获取的矩阵、对由等式(6)获取的矩阵中的多列重新排列而获取的矩阵、以及对由等式(6)获取的矩阵中的多行和多列重新排列而获取的矩阵中的任一个矩阵组合为矩阵元素而形成，其中，不平衡程度表示为α。

$U_{\mathrm{2,2}}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}_0,{\mathrm{\θ}}_1,{\mathrm{\θ}}_2)=\frac{\exp \left({\mathrm{j\θ}}_0\right)}{\sqrt{1+{\mathrm{\α}}^2}}\left[\begin{array}{cc}\exp \left({\mathrm{j\θ}}_1\right)& \mathrm{\αexp}\left({\mathrm{j\θ}}_2\right)\\ -\mathrm{\αexp}\left({-\mathrm{j\θ}}_2\right)& \exp \left({-\mathrm{j\θ}}_1\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(6\right)$

(10)在所述发送天线的数量为4并且所述发送流的数量为2的情况下的所述预编码矩阵可以是由下面的等式(8)获取的矩阵、对由等式(8)获取的矩阵中的多行重新排列而获取的矩阵、对由等式(8)获取的矩阵中的多列重新排列而获取的矩阵、以及对由等式(8)获取的矩阵中的多行和多列重新排列而获取的矩阵中的任一个，在所述发送天线的数量为4并且所述发送流的数量为3的情况下的所述预编码矩阵可以是由下面的等式(9)获取的矩阵、对由等式(9)获取的矩阵中的多行重新排列而获取的矩阵、对由等式(9)获取的矩阵中的多列重新排列而获取的矩阵、以及对由等式(9)获取的矩阵中的多行和多列重新排列而获取的矩阵中的任一个，在所述发送天线的数量为4并且所述发送流的数量为4的情况下的所述预编码矩阵可以是由下面的等式(10)获取的矩阵、对由等式(10)获取的矩阵中的多行重新排列而获取的矩阵、对由等式(10)获取的矩阵中的多列重新排列而获取的矩阵、以及对由等式(10)获取的矩阵中的多行和多列重新排列而获取的矩阵中的任一个。

$U_{\mathrm{4,2}}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})=\frac{1}{C_N}\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{2,2}}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)})\\ U_{\mathrm{2,2}}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})\end{array}\right],\mathrm{\θ}=({\mathrm{\θ}}_0,{\mathrm{\θ}}_1,{\mathrm{\θ}}_2)\·\·\·\left(8\right)$

$U_{4,3}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})=\frac{1}{C_N}\left[\begin{array}{cc}{U}_2(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)})& {\mathrm{\Δ}}_{2\×1}\\ {\mathrm{\Δ}}_{2\×1}& U_2(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})\end{array}\right],\mathrm{\θ}=({\mathrm{\θ}}_0,{\mathrm{\θ}}_1,{\mathrm{\θ}}_2)\·\·\·\left(9\right)$

$U_{4,4}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})=\frac{1}{C_N}\left[\begin{array}{cc}{U}_2(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)})& {\mathrm{\Δ}}_{2\×2}\\ {\mathrm{\Δ}}_{2\×2}& U_2(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})\end{array}\right],\mathrm{\θ}=({\mathrm{\θ}}_0,{\mathrm{\θ}}_1,{\mathrm{\θ}}_2)\·\·\·\left(10\right)$

其中，α表示振幅不平衡程度，C_N表示归一化系数。

根据所公开的技术，当将预编码MIMO系统应用至从作为发送站的一个实施例的UE向作为接收站的一个实施例的基站的方向(上行链路)中的通信时，可以抑制PAPR的增加。

本发明(实施方式)的其他目的和优点的一部分将在下面的描述中加以阐述，一部分将从描述中显见，或者可以通过对本发明的实践而获知。通过在所附权利要求中具体指出的部件和组合，将认识并获得本发明的目的和优点。

应当明白，前述一般性描述和下面的详细描述仅是示例性和说明性的，而不对如权利要求所述的本发明构成限制。

附图说明

图1是例示根据实施方式的MIMO无线通信系统的构造的实施例的框图；

图2是例示图1中所示的PM乘法单元的构造的实施例的框图；以及

图3是例示作为发送站的一个实施例的UE使用的放大器的输入/输出功率特性的实施例的曲线图。

具体实施方式

参照附图，对实施方式进行描述。下面的实施方式仅是例示性的，而不是排除下面未描述的各种修改例或技术应用。具体来说，在不脱离这些实施方式的范围的情况下，可以将这些实施方式实施为按各种形式进行修改(例如，通过组合各个实施方式而实施)。

[A]概述

当将预编码MIMO系统仅仅应用至UL通信以增加UL的吞吐量时，在除了秩1的情况以外的其他情况下，针对每一个发送天线复用发送信号。结果，PAPR(或原始CM)趋于增加。这种增加可能导致UE的功耗增加。

鉴于这种情况，为了减小因将预编码MIMO系统应用至UL通信而造成的PAPR增加，将如下的单位矩阵U用于与UL的多个发送流相乘的预编码矩阵(PM)：在所述单位矩阵U中，使行分量之间(列中的元素之间)的不平衡振幅可变。优选的是，使振幅可以根据UE的放大器的特性或发送功率而变化。如下所示，随着不平衡振幅的减小，可以减小PAPR。

例如，2×2单位矩阵U2的一般性等式可以用下面的等式(5)来表示：

$U_2=e^{\mathrm{j\θ}}\left[\begin{array}{cc}a& b\\ -b*& a*\end{array}\right],{\left|a\right|}^2+{\left|b\right|}^2=1\·\·\·\left(5\right)$

当用α作为参数来表示(|b|²/|a|²)^1/2的不平衡振幅时，在这种情况下的PM可以用下面的等式(6)来表示：

$U_{\mathrm{2,2}}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}_0,{\mathrm{\θ}}_1,{\mathrm{\θ}}_2)=\frac{\exp \left({\mathrm{j\θ}}_0\right)}{\sqrt{1+{\mathrm{\α}}^2}}\left[\begin{array}{cc}\exp \left({\mathrm{j\θ}}_1\right)& \mathrm{\αexp}\left({\mathrm{j\θ}}_2\right)\\ -\mathrm{\αexp}\left({-\mathrm{j\θ}}_2\right)& \exp \left({-\mathrm{j\θ}}_1\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(6\right)$

因为θ₀仅对所有发送信号都产生相同的相位旋转并且不影响特性，所以它可以是可选值。应注意到，PM可以是通过将由等式(6)表示的矩阵中的行分量重新排列而获取的矩阵、通过将由等式(6)表示的矩阵中的列分量重新排列而获取的矩阵、或者通过将由等式(6)表示的矩阵中的列分量和行分量重新排列而获取的矩阵。

从等式(6)和等式(3)，例如，α与原始CM之间的关系理论上如下面表1中所示。

[表1]

α与原始CM之间的关系

具体来说，随着α的减小，原始CM可以减小。可以想象到，随着α的减小，预编码MIMO的效果变小。例如，在α＝0的情况下，获取与不执行预编码MIMO的情况对应的吞吐量特性。在α＝1的情况下，获取与常规情况(其中将应用至DL的预编码MIMO简单地应用至UL的情况)对应的原始CM。

换句话说，当将LTE规范中的针对DL通信限定的2×2PM应用至UL通信时，相对于单个流的QPSK中的3.39[dB]，原始CM增加至5.46[dB]，而相对于16QAM中的4.8[dB]，原始CM增加至6.18[dB]。

应注意到，PM组可以对于系统中的UE是共同的，或者可以针对一部分UE或所有UE而不同。在后一情况中，UE可以基于本身站的放大器的特性或当前发送功率而自主选择优选或最佳α，并且可以向基站报告选定的α。

在蜂窝系统中，可能存在如下的情况：其中基站按使得位于靠近小区末端(远离基站)的位置的UE的发送功率大于位于靠近小区中央(靠近基站)的位置的UE的发送功率的方式来控制UE的发送功率(PUE)。

在这种情况下，位于小区中央的UE的退避量显然相对大于位于小区末端的UE的退避量，从而位于小区中央的UE可以发送具有更大原始CM的信号(例如，参见图3)。

具体来说，具有相对更大的退避量并且提供得起发送功率的UE可以选择更大的α。结果，可以改进根据预编码MIMO的UL的吞吐量。

另一方面，对于位于小区末端附近并且不那么负担得起发送功率的UE，不执行预编码MIMO，α＝0。另选的是，建立等式α＝0.25，由此，可以在抑制CM的增加量的同时改进根据预编码MIMO的吞吐量。

可以从UE发送而不会使放大器失真的发送功率P_UE(最大发送功率P_max)可以例如由P_UE(P_max)≤P_sat-CM[dB]来表示，其中，放大器的饱和功率被限定为Psat，而从等式(4)计算出的值(退避量)被限定为CM(参见图3)。CM的值根据放大器的特性和发送信号的属性来确定。如上所述，有时从基站控制UE的发送功率PUE。

因此，例如，α的最佳值可以被限定为满足下面等式(7)的最大α。应注意到，CM(α)表示CM是α的函数。

P_sat≥P_UE+CM(α)...(7)

接下来，考虑其中发送天线数大于2的情况。如果每一个发送天线多于2个流地复用发送信号，则CM可能显著增加。因此，优选的是，避免这种情况。

当发送天线数为4并且秩为2时，假定由在发送天线数为2的情况下的PM(由上述等式(6)表示)的组合来形成PM，如下面等式(8)中所示。应注意到，C_N是归一化系数。

$U_{\mathrm{4,2}}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})=\frac{1}{C_N}\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{2,2}}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)})\\ U_{\mathrm{2,2}}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})\end{array}\right],\mathrm{\θ}=({\mathrm{\θ}}_0,{\mathrm{\θ}}_1,{\mathrm{\θ}}_2)\·\·\·\left(8\right)$

类似的是，在秩3和秩4的情况下，PM可以由发送天线数为2的情况下的PM的组合来形成，如分别由下列等式(9)和(10)表示。

$U_{4,3}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})=\frac{1}{C_N}\left[\begin{array}{cc}{U}_2(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)})& {\mathrm{\Δ}}_{2\×1}\\ {\mathrm{\Δ}}_{2\×1}& U_2(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})\end{array}\right],\mathrm{\θ}=({\mathrm{\θ}}_0,{\mathrm{\θ}}_1,{\mathrm{\θ}}_2)\·\·\·\left(9\right)$

$U_{4,4}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})=\frac{1}{C_N}\left[\begin{array}{cc}{U}_2(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)})& {\mathrm{\Δ}}_{2\×2}\\ {\mathrm{\Δ}}_{2\×2}& U_2(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})\end{array}\right],\mathrm{\θ}=({\mathrm{\θ}}_0,{\mathrm{\θ}}_1,{\mathrm{\θ}}_2)\·\·\·\left(10\right)$

等式(9)中的Δ_2×1和等式(10)中的A_2×2表示具有充分小于α的系数(它可以为0)的矩阵，并且表示它们分别具有2×1和2×2的维度。

在发送天线数为4而秩为2的情况下的PM可以是通过将从等式(8)获取的矩阵中的行分量重新排列而获取的矩阵，可以是通过将从等式(8)获取的矩阵中的列分量重新排列而获取的矩阵，并且可以是通过将从等式(8)获取的矩阵中的行分量和列分量重新排列而获取的矩阵。

类似的是，在发送天线数为4而秩为3的情况下的PM可以是通过将从等式(9)获取的矩阵中的行分量重新排列而获取的矩阵，可以是通过将从等式(9)获取的矩阵中的列分量重新排列而获取的矩阵，并且可以是通过将从等式(9)获取的矩阵中的行分量和列分量重新排列而获取的矩阵。

在发送天线数为4并且秩为4的情况下的PM可以是通过将从等式(10)获取的矩阵中的行分量重新排列而获取的矩阵，可以是通过将从等式(10)获取的矩阵中的列分量重新排列而获取的矩阵，并且可以是通过将从等式(10)获取的矩阵中的行分量和列分量重新排列而获取的矩阵。

具有更大维度的PM可以由U_2，2(α，θ)的组合来形成。在这种情况下，PM可以是通过将矩阵中的行分量重新排列而获取的矩阵，可以是通过将矩阵中的列分量重新排列而获取的矩阵，并且可以是通过将矩阵中的行分量和列分量重新排列而获取的矩阵。

[B]一个实施方式

接下来，详细描述如上所述的对PM使用其中在矩阵的列分量之间产生不平衡振幅α(可变)的单位矩阵的MIMO通信系统的具体实施例。

图1是例示根据实施方式的MIMO通信系统的构造的实施例的框图。图1所示系统例如包括至少一个发送站10和至少一个接收站30。发送站10例如是UE，而接收站30例如是基站(BS或eNodeB)。下面，基于上述关系的假设，假定将诸如SC-FDMA系统的单载波发送(与多载波发送相比，单载波发送可以减小PAPR)应用于UL通信。

(关于发送站10)

如图1所示，发送站10例如包括编码/调制单元11、预编码矩阵(PM)乘法单元12、码本指示符(CBI)确定单元13、切换器(SW)14、发送器15、分配器16和19、多个(在此情况下为2个)天线17和18，以及接收器20。

编码/调制单元11利用预定编码系统对发送来的数据进行编码，并且利用预定调制系统调制已编码数据。编码系统的示例包括纠错编码，如turbo编码或卷积编码。调制系统的示例包括多值正交调制系统，如QPSK、16QAM、64QAM等。编码系统和/或调制系统可以根据接收站30与编码/调制单元11之间的传播路径的环境而自适应地改变(自适应调制和编码(AMC)控制)。

PM乘法单元12具有保持了多组预编码矩阵(PM)的码本(存储器)121。PM乘法单元12基于从接收站30报告的预编码矩阵指示符(PMI)而从码本121选择对应PM(预编码矩阵)，并且将从编码/调制单元11获取的调制信号序列乘以该PM(PM的元素)(作为加权因子)。例如，通过接收器20接收并提取(检测)PMI，作为控制信道的信号。

应注意到，本实施方式中的码本121保持由等式(8)、(9)以及(10)表示的多组PM，即，其中在对应于发送流数量的矩阵中的各列中的元素之间产生不平衡振幅α的多组单位矩阵U。

这里考虑的是其中发送天线数为2并且发送流的数量为2的情况。PM乘法单元12具有：码本121、加权因子控制单元(PM设置单元)122、乘法器123-1、123-2、123-3和123-4以及加法器124-1和124-2。

将发送流之一分别输入至乘法器123-1和乘法器123-2，其中，在乘法器123-1和123-2处分别乘以在加权因子控制单元122处选定的预编码矩阵(单位矩阵)U中的第一列分量(具有不平衡振幅α的元素)U_1，1和U_2，1，作为加权因子。将另一发送流分别输入至其他的乘法器123-3和乘法器123-4，其中，在乘法器123-3和123-4处分别乘以在预编码矩阵(单位矩阵)U中的第二列分量(具有不平衡振幅α的元素)U_1，2和U_2，2，作为加权因子。

随后，在一个加法器124-1将乘法器123-1的乘法结果与乘法器123-3的乘法结果相加(合成)，而在另一加法器124-2将其他的乘法器123-2的乘法结果与乘法器123-4的乘法结果相加(合成)。将各个相加结果输出至切换器14。将相加结果之一发布至一个天线17，而将另一结果发布至另一天线18。

CBI确定单元13确定(选择)最佳(或优选)不平衡振幅α。将选定的α(或通过对选定的α进行量化而获取的后述的CBI)报告给PM乘法单元12的加权因子控制单元122，并且通过控制单元122将其反映在码本121中的PM上。

具体来说，加权因子控制单元122接收在CBI确定单元13处选定的不平衡振幅α的报告，由此，它可以针对复用至天线17和18中的任一天线的各个发送流，产生对加权因子组U_1，1和U_2，1或者加权因子组U_1，2和U_2，2的不平衡振幅α。

CBI确定单元13选定的α可以是针对每一个系统或者作为基站的接收站30的每一个小区而给定的值，或者是基于各个发送站(UE)的发送器15中的放大器的特性而给定的值。例如，考虑假定的UE 10的放大器的特性或最大发送功率而预先选择满足等式(7)的最大α。

另选的是，UE 10可以基于放大器的特性而自主选择满足等式(7)的最大α，或者另外或另选地，可以根据UE 10的当前发送功率自适应地选择满足等式(7)的最大α。具体来说，随着UE 10的当前发送功率P_UE变小，退避量(剩余发送功率)明显变大，从而可以选择更大的α，例如，满足等式(7)的最大α。这意味着可以根据UE 10的发送功率来控制不平衡振幅α。

例如，优选地将在UE 10(CBI确定单元13)自主选择的α作为控制信道的信号而报告给接收站30，以便将α反映在接收站30的码本361上。从节省UL的无线资源(控制信道资源)的角度来看，希望这种情况下的报告信息的量尽可能小。对α进行量化是用于减小信息量的技术的一个示例。图1例示了将量化的信息(索引)报告给接收站30作为码本指示符(CBI)。

切换器14选择性地输出在PM乘法单元12处乘以了PM的发送信号、以及在CBI确定单元13处获取的CBI，由此，切换器14按时分复用的方式向发送器15输出发送信号和CBI。

发送器15对复用的信号执行发送处理，如DA转换、向射频的频率转换(上变频)、功率放大等，并将所得结果输出至分配器16和19。

分配器16将从发送器15输入的无线电发送信号输出至天线17，同时将在天线17从接收站30接收到的无线电接收信号输出至接收器20。

类似的是，分配器19将从发送器15输入的无线电发送信号输出至天线18，同时将在天线18从接收站30接收到的无线电接收信号输出至接收器20。

天线17和18既用于接收信号又用于发送信号。它们从对应分配器16和19向接收站30发送无线电发送信号，同时接收从接收站30发送来的无线电信号并将接收到的无线电信号输出至对应分配器16和19。

接收器20对从分配器16和19输入的无线电接收信号执行接收处理，如低噪声放大、向基带频率的频率转换(下变频)、AD转换、解调、解码等。在接收处理期间，提取从接收站30例如作为控制信道的信号而接收(报告)的PMI，并将该PMI提供给PMI乘法单元12，作为码本121中的PM的选择信息。

(关于接收站30)

另一方面，如图1所示，接收站30例如包括：多个(在这情况下为2个)天线31和44、分配器32和43、接收器33、切换器(SW)34，信道估计单元35、PM选择单元36、MIMO接收单元37、解调/解码单元38、CBI接收单元39、α确定单元40、控制信道发送单元41以及发送器42。

天线31和44既用于接收信号又用于发送信号。它们从对应分配器32和43向发送站10发送无线电发送信号，同时接收从发送站10发送来的无线电信号并将接收到的无线电信号输出至对应分配器32和43。

分配器32将从发送器43输入的无线电发送信号输出至天线31，同时将通过天线31从发送站10接收到的无线电接收信号输出至接收器33。

类似的是，分配器43将从发送器42输入的无线电发送信号输出至天线44，同时将通过天线44从发送站10接收到的无线电接收信号输出至接收器33。

接收器33对从分配器32和43输入的无线电接收信号执行接收处理，如低噪声放大、向基带频率的频率转换(下变频)、AD转换等。

切换器34将已经执行了接收处理的接收信号序列选择性地输出给信道估计单元35、CBI接收单元39以及MIMO接收单元37中的任一个。例如，分别地，将与发送站10的公知信号(导频信号或基准信号)输出至信道估计单元35，将可以包括CBI的控制信道的信号输出至CBI接收单元39，而将除了前述信号以外的其他数据信号输出至MIMO接收单元37。

信道估计单元35基于所述公知信号执行发送站10与信道估计单元35之间的信道估计，并将获取的信道估计值提供给PM选择单元36。

CBI接收单元39从控制信道的信号中检测CBI，并将所得结果提供给α确定单元40。

α确定单元40基于从CBI接收单元39提供的CBI来确定(指定)发送站10(CBI确定单元13)选定的α，并将其值提供给PM选择单元36。

PM选择单元36具有码本(存储器)361，该码本(存储器)361保持有与发送站10中使用的码本121相同的PM组。PM选择单元36在码本361中的PM上反映从α确定单元40提供的α。而且，PM选择单元36基于在信道估计单元35获取的信道估计值，从码本中搜索(选择)被估计为提供最佳或优选接收特性[例如，信号与干扰和噪声比(SINR)]的PM，并将结果(秩，索引)提供给控制信道发送单元41，作为PMI。

例如，当将发送信号矢量定义为x、将预编码矩阵(PM)定义为Vk(应注意到，k表示PM的索引)、将信道矩阵定义为H、并将在传播信道中添加到发送信号的噪声分量定义为n时，接收信号矢量y由下面的等式(11)表示。应注意到，Nt表示发送天线数，而R表示PM的秩。

y＝HV_Nt，R，kx+n       ...(11)

在接收系统是最小均方差(MMSE)的情况下，如果将在信道估计单元35获取的信道估计值(即，信道矩阵)定义为H，则可以根据下面的等式(12)获取针对具有秩R的第k个PM的第j个流(j＝0、1、...、R-1)的接收特性(SINR)_γR，k,j。

${\mathrm{\γ}}_{R,k,j}=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2{[V_{\mathrm{Nt},R,k}^H{H}^H{\mathrm{HV}}_{\mathrm{Nt},R,k}+{\mathrm{\σ}}^2{I}_R]}_{\mathrm{jj}}^{-1}}-1\·\·\·\left(12\right)$

PM选择单元36例如基于γ_R，k，j的值，根据下面的等式(13)获取信道容量T_R，k。

$T_{R,k}=\underset{j=0}{\overset{R-1}{\mathrm{\Σ}}}{\log }_2({\mathrm{\γ}}_{R,k,j}+1)\·\·\·\left(13\right)$

控制信道发送单元41将在PM选择单元36获取的PMI发送给发送器42，该PMI被包含在到发送站10的控制信道的信号中。

发送器42针对控制信道的信号执行发送处理，如DA转换、向射频的频率转换(上变频)、功率放大等，并将所得结果输出至分配器32和43。

在MIMO接收单元37和解调/解码单元38对发送站10接收到的数据信号进行公知的预编码MIMO处理，从而再现接收数据(流)。

(码本(PM)的具体实施例)

接下来，由下面等式(14)到(17)来表示在本实施方式中使用的、其中发送天线数为2并且秩为2的2×2PM组的一个实施例。

$V_{\mathrm{2,2,0}}=\frac{1}{\sqrt{2}}U(\mathrm{\α},\mathrm{0,0,0})=\frac{1}{\sqrt{2}}\frac{1}{1+{\mathrm{\α}}^2}\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{\α}\\ -\mathrm{\α}& 1\end{array}\right]\·\·\·\left(14\right)$

$V_{\mathrm{2,2,1}}=\frac{1}{\sqrt{2}}U(\mathrm{\α},\mathrm{0,0},\mathrm{\π}/2)=\frac{1}{\sqrt{2}}\frac{1}{1+{\mathrm{\α}}^2}\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{j\α}\\ -\mathrm{j\α}& 1\end{array}\right]\·\·\·\left(15\right)$

$V_{\mathrm{2,2,2}}=\frac{1}{\sqrt{2}}U(\mathrm{\α},\mathrm{\π}/2,\mathrm{\π}/\mathrm{2,0})=\frac{1}{\sqrt{2}}\frac{1}{1+{\mathrm{\α}}^2}\left[\begin{array}{cc}1& -\mathrm{j\α}\\ \mathrm{j\α}& -1\end{array}\right]\·\·\·\left(16\right)$

$V_{\mathrm{2,2},3}=\frac{1}{\sqrt{2}}U(\mathrm{\α},-\mathrm{\π}/2,\mathrm{\π}/2,\mathrm{\π}/2)=\frac{1}{\sqrt{2}}\frac{1}{1+{\mathrm{\α}}^2}\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{\α}\\ -\mathrm{\α}& -1\end{array}\right]\·\·\·\left(17\right)$

由等式(14)到(17)表示的多组PM(码本)对应于基于等式(6)创建四个PM的结果，并且它们是其中在作为对应于多个发送流的PM组的矩阵中的各个列分量之间产生不平衡振幅α的单位矩阵组。

当发送天线的数量为4时，在秩4的情况下由下式(18)表示的PM、在秩3的情况下由下式(19)表示的PM、以及在秩2的情况下由下式(20)表示的PM可以分别用作一个实施例。

$V_{\mathrm{4,4,4}m+n}=\frac{1}{2}\frac{1}{\sqrt{1+{\mathrm{\α}}^2}}\left[\begin{array}{cc}{V}_{\mathrm{2,2},m}& 0_{2\×2}\\ 0_{2\×2}& V_{\mathrm{2,2},n}\end{array}\right]\·\·\·\left(18\right)$

$V_{\mathrm{4,3,4}m+n}=\frac{1}{\sqrt{3}}\frac{1}{\sqrt{1+{\mathrm{\α}}^2}}\left[\begin{array}{cc}{V}_{\mathrm{2,2},m}& 0_{2\×1}\\ 0_{2\×1}& V_{\mathrm{2,2},n}\end{array}\right]\·\·\·\left(19\right)$

$V_{4,2,4m+n}=\frac{1}{\sqrt{2}}\frac{1}{\sqrt{1+{\mathrm{\α}}^2}}\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{2,2},m}\\ V_{2,2,n}\end{array}\right]\·\·\·\left(20\right)$

分别地，等式(18)表示基于等式(10)获取的PM组，等式(19)表示基于等式(9)获取的PM组，而等式(20)表示基于等式(8)获取的PM组。

[C]其他

在前述实施方式中，发送站10接收由接收站30基于信道估计的结果而选定的PM的选择信息(PMI)，由此选择在PM乘法单元12中使用的PM。然而，发送站10可以基于来自接收站30的接收信号执行信道估计，并且可以基于该结果自主选择在PM乘法单元12使用的PM(例如，在可以将时分双工(TDD)系统用于发送站10与接收站30之间的双向通信的情况下)。

前述实施方式假定乘以在列的元素之间具有的不平衡振幅α的PM的对象是从UE10到基站的UL发送流。然而，该实施方式不排除其中将方向与UL发送流相反的DL发送流限定为所述对象的情况。

由于可以在不脱离本实施方式的基本特征的精神的情况下按几种形式实现本实施方式，因此本实施方式是例示性而非限制性的，从而，本实施方式的范围由所附权利要求而非它们之前的描述来限定，并且权利要求涵盖落入权利要求的边界和界限或者这种边界和界限的等同物内的所有修改。

在此陈述的所有实施例和条件性语言都是出于教导的目的，以帮助读者理解本发明和发明人为促进本领域而贡献的概念，并且不应视为限于这种具体陈述的实施例和条件，说明书中的这种实施例的组织也不涉及表示本发明的优劣性。尽管已经详细描述了实施方式，但应当明白，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对其进行各种改变、替换以及变更。

Claims (20)

1、一种多输入多输出通信系统，该多输入多输出通信系统包括从多个发送天线(17、18)发送多个发送流的发送站(10)、和利用多个接收天线(31、44)接收所述发送流并且再现各个发送流的接收站(30)，所述多输入多输出通信系统包括：

乘法装置(123-1到123-4)，其将加权因子乘以各个接收到的发送流；以及

产生装置(122)，其针对复用至任一个发送天线(17、18)的各个发送流在一对加权因子之间产生不平衡振幅。

2、根据权利要求1所述的多输入多输出通信系统，其中，所述产生装置(122)将在如下的单位矩阵中的各个行元素之间产生了所述不平衡振幅的行元素设置为所述加权因子，所述单位矩阵构成与所述发送流的数量对应的预编码矩阵。

3、根据权利要求2所述的多输入多输出通信系统，其中，从码本中选择所述单位矩阵，所述码本包括根据所述发送流的数量的多组单位矩阵。

4、根据权利要求1到3中的任一项所述的多输入多输出通信系统，其中，针对所述多输入多输出通信系统或者由所述接收站(30)形成的每一个小区来优化所述不平衡振幅。

5、根据权利要求1到3中的任一项所述的多输入多输出通信系统，其中，基于放大所述发送站(10)的发送功率的放大器的特性来优化所述不平衡振幅。

6、根据权利要求1到3中的任一项所述的多输入多输出通信系统，其中，根据所述发送站(10)的发送功率来控制所述不平衡振幅。

7、根据权利要求6所述的多输入多输出通信系统，其中，控制所述不平衡振幅，以使得不平衡的程度随着所述发送功率变小而增加。

8、根据权利要求5所述的多输入多输出通信系统，其中，

所述发送站(10)具有报告装置(15)，所述报告装置(15)向所述接收站(30)报告所述不平衡振幅，并且

所述接收站(30)具有反映装置(40)，所述反映装置(40)将从所述发送站(10)报告的所述不平衡振幅反映在构成由该接收站保持的码本(361)中包括的预编码矩阵的单位矩阵中的各个行元素之间，所述码本包括与所述发送流的数量对应的多组单位矩阵。

9、一种多输入多输出通信系统中的发送站(10)，所述多输入多输出通信系统包括利用多个发送天线(17、18)发送多个发送流的发送站(10)、和利用多个接收天线(31、44)接收所述发送流并且再现各个接收到的发送流的接收站(30)，所述发送站包括：

加权因子乘法单元(123-1到123-4)，其将加权因子乘以各个发送流；以及

控制单元(121，122)，其可以进行操作以针对复用至任一个发送天线的各个发送流而为一对加权因子产生不平衡振幅。

10、根据权利要求9所述的发送站，其中，所述控制单元(121、122)将在如下的单位矩阵中的各个行元素之间产生了所述不平衡振幅的行元素设置为所述加权因子，所述单位矩阵构成与所述发送流的数量对应的预编码矩阵。

11、根据权利要求10所述的发送站，其中，

所述控制单元(122)还包括保持码本的存储器(121)，所述码本包括根据所述发送流的数量的多组单位矩阵，并且

从所述码本中选择作为设置对象的单位矩阵。

12、根据权利要求11所述的发送站，其中，所述控制单元(121、122)基于从所述接收站(30)报告的关于所述码本的选择信息来执行选择。

13、根据权利要求9到12中的任一项所述的发送站，其中，针对所述多输入多输出通信系统或者由所述接收站(30)形成的每一个小区来优化所述不平衡振幅。

14、根据权利要求9到12中的任一项所述的发送站，其中，基于放大所述发送流的发送功率的放大器的特性来优化所述不平衡振幅。

15、根据权利要求9到12中的任一项所述的发送站，其中，所述控制单元(121、122)根据所述发送站(10)的发送功率来控制所述不平衡振幅。

16、根据权利要求15所述的发送站，其中，控制所述不平衡振幅，以使得不平衡的程度随着所述发送功率变小而增加。

17、根据权利要求14所述的发送站，其中，所述控制单元(121、122)向所述接收站(30)报告所述不平衡振幅，以将所述不平衡振幅反映在构成由所述接收站(30)保持的码本中包括的预编码矩阵的单位矩阵中的各个行元素之间，所述码本包括与所述发送流的数量对应的多组单位矩阵。

18、根据权利要求10到12中的任一项所述的发送站，其中，在所述发送天线的数量为2并且所述发送流的数量为2的情况下的所述预编码矩阵是由下面的等式(6)获取的矩阵、对由等式(6)获取的矩阵中的多行重新排列而获取的矩阵、对由等式(6)获取的矩阵中的多列重新排列而获取的矩阵、以及对由等式(6)获取的矩阵中的多行和多列重新排列而获取的矩阵中的任一个，

$U_{\mathrm{2,2}}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}_0,{\mathrm{\θ}}_1,{\mathrm{\θ}}_2)=\frac{\exp \left(j{\mathrm{\θ}}_0\right)}{\sqrt{1+{\mathrm{\α}}^2}}\left[\begin{array}{cc}\exp \left(j{\mathrm{\θ}}_1\right)& \mathrm{\αexp}\left(j{\mathrm{\θ}}_2\right)\\ -\mathrm{\αexp}(-j{\mathrm{\θ}}_2)& \exp (-j{\mathrm{\θ}}_1)\end{array}\right]\·\·\·\left(6\right)$

其中，α表示振幅不平衡程度。

19、根据权利要求10到12中的任一项所述的发送站，其中，在所述发送天线的数量为2N的情况下的所述预编码矩阵是通过将由下面的等式(6)获取的2×2预编码矩阵、对由等式(6)获取的矩阵中的多行重新排列而获取的矩阵、对由等式(6)获取的矩阵中的多列重新排列而获取的矩阵、以及对由等式(6)获取的矩阵中的多行和多列重新排列而获取的矩阵中的任一个矩阵组合为矩阵元素而形成的，其中N为2或更大的整数，

$U_{\mathrm{2,2}}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}_0,{\mathrm{\θ}}_1,{\mathrm{\θ}}_2)=\frac{\exp \left(j{\mathrm{\θ}}_0\right)}{\sqrt{1+{\mathrm{\α}}^2}}\left[\begin{array}{cc}\exp \left(j{\mathrm{\θ}}_1\right)& \mathrm{\αexp}\left(j{\mathrm{\θ}}_2\right)\\ -\mathrm{\αexp}(-j{\mathrm{\θ}}_2)& \exp (-j{\mathrm{\θ}}_1)\end{array}\right]\·\·\·\left(6\right)$

其中，α表示不平衡程度。

20、根据权利要求10到12中的任一项所述的发送站，其中，在所述发送天线的数量为4并且所述发送流的数量为2的情况下的所述预编码矩阵是由下面的等式(8)获取的矩阵、对由等式(8)获取的矩阵中的多行重新排列而获取的矩阵、对由等式(8)获取的矩阵中的多列重新排列而获取的矩阵、以及对由等式(8)获取的矩阵中的多行和多列重新排列而获取的矩阵中的任一个，在所述发送天线的数量为4并且所述发送流的数量为3的情况下的所述预编码矩阵是由下面的等式(9)获取的矩阵、对由等式(9)获取的矩阵中的多行重新排列而获取的矩阵、对由等式(9)获取的矩阵中的多列重新排列而获取的矩阵、以及对由等式(9)获取的矩阵中的多行和多列重新排列而获取的矩阵中的任一个，在所述发送天线的数量为4并且所述发送流的数量为4的情况下的所述预编码矩阵是由下面的等式(10)获取的矩阵、对由等式(10)获取的矩阵中的多行重新排列而获取的矩阵、对由等式(10)获取的矩阵中的多列重新排列而获取的矩阵、以及对由等式(10)获取的矩阵中的多行和多列重新排列而获取的矩阵中的任一个，

$U_{\mathrm{4,2}}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})=\frac{1}{C_N}\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{2,2}}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)})\\ U_{\mathrm{2,2}}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})\end{array}\right],\mathrm{\θ}=({\mathrm{\θ}}_0,{\mathrm{\θ}}_1,{\mathrm{\θ}}_2)\·\·\·\left(8\right)$

$U_{\mathrm{4,3}}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})=\frac{1}{C_N}\left[\begin{array}{cc}{U}_2(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)})& {\mathrm{\Δ}}_{2\×1}\\ {\mathrm{\Δ}}_{2\×1}& U_2(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})\end{array}\right],\mathrm{\θ}=({\mathrm{\θ}}_0,{\mathrm{\θ}}_1,{\mathrm{\θ}}_2)\·\·\·\left(9\right)$

$U_{\mathrm{4,4}}(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})=\frac{1}{C_N}\left[\begin{array}{cc}{U}_2(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)})& {\mathrm{\Δ}}_{2\×2}\\ {\mathrm{\Δ}}_{2\×2}& U_2(\mathrm{\α},{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)})\end{array}\right],\mathrm{\θ}=({\mathrm{\θ}}_0,{\mathrm{\θ}}_1,{\mathrm{\θ}}_2)\·\·\·\left(10\right)$

其中，α表示振幅不平衡程度，C_N表示归一化系数。

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