CN101496386B - 用于耳机/麦克风组件的开关按压检测的方法及电路 - Google Patents

Abstract

一种移动电话内的集成电路，具有睡眠模式和唤醒模式。在唤醒模式下，调压器向MIC BIAS端子提供调节后的电压。该电压偏置耦合到该移动电话的耳机/麦克风配件的麦克风。如果用户按下该组件上的开关，则较大的电流从该MIC BIAS端子流出。该开关按压状况由该集成电路内的ADC检测。在睡眠模式下，调节器和ADC被禁止以节省电力。一种新颖的开关检测电路在未调节的电压处提供从MIC BIAS端子流出的电流。如果用户按下开关，则从该MIC BIAS端子提供的电流增加。通过该开关检测电路中的特定反相器来检测随着温度、电压和处理条件的开关按压状况。

Description

用于耳机/麦克风组件的开关按压检测的方法及电路

技术领域

本发明的实施例涉及耳机开关按压检测。 

背景技术

移动电话通常具有耳机/麦克风配件。该耳机/麦克风配件通常包括两个扬声器，其中一个扬声器用于左耳，另一个扬声器用于右耳。所述扬声器用于收听从移动电话输出的声音。耳机/麦克风配件还具有麦克风。用户并不是对着移动电话机身上的麦克风讲话，而是能够对着组件上的麦克风讲话。因此，该组件用于移动电话的免提操作。 

当用户对着组件上的麦克风讲话时，麦克风的有效阻抗发生变化。将具有固定阻抗的电阻器与麦克风串联连接以形成分压器，以将变化的麦克风阻抗转换成位于地电位和该分压器中心抽头上的电压之间的变化电压。该变化电压是由移动电话内的集成电路所检测到的音频输入信号。该集成电路包括向被称为该集成电路的麦克风偏置(MIC BIAS)端子的端子提供已调节的电压的调压器。将分压器耦合到MIC BIAS端子，以使得稳定的MIC BIAS电压正确地偏置该分压器。 

除了用于将声音转换成音频输入信号之外，耳机/麦克风配件还可以包括按钮开关。移动电话用户可以按下按钮开关以向该移动电话发送控制信号。控制信号的功能通常取决于移动电话的操作模式。例如，如果移动电话铃响，则某些移动电话允许用户通过按下按钮开关来接通电话。当按钮开关被按下时，该开关有效地使麦克风短路。尽管在开关按压状况期间来自用户的语音不被转换成可用的音频输入信号，这是可接受的，因为耳机/麦克风配件用于向移动电话传送控制信号。当开关被按下时，极大的电流在相当长的时间内从MIC BIAS端子流出。这种高电流状况由集成电路检测到作为开关按压状况。这种高电流状况被转换成高电压状况，该高电压状况随后可以由片上模数转换器(ADC)检测到。例如，移动电话可以将 开关按压状况解释为期望接通电话并且相应地做出响应。 

当移动电话不用于打电话时，集成电路的功耗降低而进入低功耗睡眠状态。在大部分时间内保持这种低功耗睡眠状态从而减少移动电话的功耗。周期性地，移动电话瞬间被唤醒而进入较高的功耗状态，以检查是否有来电。假定没有来电，则移动电话返回到睡眠状态。这样，包括调压器和ADC的集成电路被周期性地加电以检查是否有来电，但除此之外该集成电路被保持在低功耗睡眠模式。 

然而，为了使移动电话检测开关按压状况，MIC BIAS调压器和ADC必须被供电且起作用。然而，当移动电话处于其低功耗睡眠模式下时，调压器和ADC电路不被供电且不起作用。因此，如果要执行开关检测操作，则必须存在等待周期直到当前睡眠模式循环结束为止，或者必须瞬时且周期性地使集成电路加电以执行开关检测操作。 

例如，图2示出了具有耳机/麦克风配件202的移动电话201的简化图，该耳机/麦克风配件202被插入到移动电话机身的插孔203中。模拟集成电路205内的调压器204向MIC BIAS端子206提供MIC BIAS电压。该电压偏置耳机/麦克风配件202的麦克风。当按钮207被按下时，从MIC BIAS端子206流出极大的电流。通过使用电流镜208、电阻器209和模数转换器(ADC)210检测到这种状况。当在集成电路205的低功耗睡眠模式下不向调压器、电流镜和ADC供电时，图2中的电路不能检测到开关按压状况。 

因此，需要一种可替代的方法，即使在移动电话和集成电路处于低功耗睡眠状态时，仍然可以执行开关检测操作。 

发明内容

移动电话内的集成电路可工作在唤醒模式和睡眠模式下。在唤醒模式下，调压器向MIC BIAS端子提供已调节的电压。该电压偏置耦合到该移动电话的耳机/麦克风配件的麦克风。如果用户闭合该耳机/麦克风配件上的手动可操作开关(例如，按下按钮)，则在相当长的时间内从MIC BIAS端子流出极大的电流。这种大电流状况被检测到作为开关按压状况。 

在睡眠模式下，调压器被禁止以节省电力。通常也用于在唤醒模式期间检测开关按压状况的其它电路(例如，电流镜和内部模数转换器)也被 禁止以节省电力。一种新型的低功耗开关检测电路提供从MIC BIAS端子流出的电流。在睡眠模式下，MIC BIAS端子上的电压是未调节的电压。在给定的一组操作条件下，如果耳机/麦克风配件上的开关未被按下，则从MIC BIAS端子提供第一电流，但是如果用户按下耳机/麦克风配件上的开关，则从MIC BIAS端子提供更大量的电流。 

MIC BIAS端子提供的电流在低功耗开关检测电路内被镜像以使得镜像电流流经片上电阻器。因此，MIC BIAS端子提供的电流被转换成相应的电压。如果开关未被按下，则经过片上电阻器降低的电压具有第一电压幅值。如果开关被按下，则经过片上电阻器降低的电压具有第二更高的电压幅值。低功耗开关检测电路内的特定反相器具有位于该第一电压幅值和第二电压幅度之间的输入转换阈值电压。如果经过片上电阻器降低的电压超过该特定反相器的输入转换阈值电压，则该特定反相器输出其数字值表示开关按压状况的数字信号。低功耗开关检测电路的特定反相器是这样一种构造：其具有在所有期望的温度、电压和处理条件下均充分位于该第一电压幅值和第二电压幅值之间的输入转换阈值电压。 

在一个实施例中，使数字信号通过低通滤波器，以使得仅至少特定时间间隔的开关按压状况会导致具有表示该开关按压状况的数字值的数字信号。低通滤波器可以包括设置在移动电话的印刷电路板上但是在睡眠模式下不被使用的分立电容器。在睡眠模式下，低功耗开关检测电路的模拟多路复用器将该分立电容器耦合到该低通滤波器，以使得该分立电容器可以用作滤波器的一部分。 

因此，当集成电路处于睡眠模式下时，并且当通过在唤醒模式下用于检测开关按压状况的电路(调压器、电流镜和内部(house keeper)ADC)被禁止时，该新型的低功耗开关检测电路检测开关按压状况。 

上面的描述只是概括，因此必然包含简化、概述和细节的忽略；因此，本领域的技术人员应该理解，该概括只是说明性的而绝非限制性的。如仅在所附权利要求书中所限定的，这里所描述的设备和/或处理的其它方面、创新性特征和优点将从这里所描述的非限制性的详细说明书中变得明显。 

附图说明

图1是根据一个新颖方面的移动通信设备(例如，移动电话)的简化示意图； 

图2(现有技术)是移动电话的简化图； 

图3是图1中的低功耗开关检测电路122的滤波器150的图； 

图4是图1中的低功耗开关检测电路122的反相器149的图； 

图5是说明如何使反相器149的输入转换阈值电压适当地位于在按钮115被按下时的V_OUT电压与在按钮未被按下时的V_OUT电压之间的表；以及 

图6是说明根据一个新颖方面的方法的简化流程图。 

具体实施方式

图1是根据一个新颖方面的移动通信设备100的简化示意图。印刷电路板101被设置在移动通信设备100的机身中。集成电路封装102和分立电阻器103、两个分立电容器104和105以及组件连接器106被设置在印刷电路板101上。提供连接器106以使得诸如耳机/麦克风配件107的配件能可拆卸地耦合到移动通信设备100。 

在图1的示例中，移动通信设备100是移动电话并且连接器106是插孔。通过将耳机/麦克风配件107的软线109末端上的插头108插入到插孔106中，能够以“免提”方式使用移动电话。移动电话100可以将经由软线109中的两个导线(未示出)的信号驱动到耳机/麦克风配件107的相应扬声器(未示出)，以从扬声器发出声音。所述扬声器可以向移动电话的用户发出声音以使得该用户能够收听在移动电话通话中另一方的语音或使得该用户能够收听从移动电话输出的音乐或其它声音。 

用户也可以对着耳机/麦克风配件107的麦克风110讲话。当用户对着麦克风110讲话时，软线109的麦克风导线111与该软线109的公共接地导线102之间的有效阻抗发生变化。在一个示例中，麦克风是涉及电容性窗膜的一类器件。当用户讲话时，在用户对电容性窗膜的声音压力中，气压波动并且使麦克风的两个极板之间的距离发生变化。对于极板上的给定电荷量，节点113上的电压输出发生变化。该电压被提供到场效应晶体管(FET)器件114的栅极，从而与电容性窗膜所承受的气压相关地改变FET的源-漏电导率。FET器件114的漏极被耦合到麦克风导线111并且FET器 件114的源极被耦合到接地导线112，因此当将插头108插入到插孔106中时，在插孔106的两个触点之间存在变化的源-漏FET电导率。 

耳机/麦克风配件107还包括用户可以操作的手动可操作开关115。在本示例中，该开关是按钮。当该开关不处于被按下状态时，则开关断开。然而，如果用户按下开关，则该开关闭合。由于该开关与FET器件114并联连接，所以如果开关115被按下，则麦克风导线111和接地导线112之间的阻抗是0欧姆或非常接近0欧姆。如果开关115未被按下，则麦克风导线111和接地导线112之间的阻抗是麦克风的FET器件114的更高的源-漏阻抗。 

在本示例中，集成电路封装102包括许多模拟信号调节电路以及数字基带处理器。该模拟信号调节电路被集成到模拟集成电路116中。该数字基带处理器电路被集成到数字基带处理器集成电路117中。如图1所示出的，集成电路116和117都被设置在同一集成电路封装102中并且可以被一起称为移动基站调制解调器(MSM)。 

移动电话100可以在较高的功耗模式(这里被称为“唤醒模式”)或可替代地在较低的功耗模式(这里被称为“睡眠模式”)下操作。睡眠模式有时被称为“待机模式”。当移动电话处于唤醒模式时，则“低功耗模式”数字信号(LPM)具有数字低值。然而，如果移动电话处于睡眠模式，则LPM信号具有数字高值。移动电话内的其它电路(未示出)判断(assert)LPM信号以使模拟集成电路116处于适当的模式(即，唤醒模式或睡眠模式)。 

唤醒模式操作：

在唤醒模式下，用户可以使用移动电话以移动电话呼叫的方式进行通信。模拟集成电路116中的电路被供电。集成电路116中的电路包括调压器118、电流源电路119、电阻器120和内部模数转换器(ADC)121。此外，集成电路116包括一种新型的低功耗开关检测电路122，该低功耗开关检测电路122包括一种新颖的模拟多路复用器123。 

在唤醒模式下，由于LPM是低值，电流源电路119被启动。因此，反相器124使LPMB(低功耗模式“取反”)成为数字高值。因此，P-沟道晶体管125不导通。因此，电流镜的节点126未被短接到V_DD电源导线127， 但是电流镜的两个主要P-沟道晶体管128和129被允许作为电流镜操作。 

差分放大器130和N-沟道晶体管131一起形成调压器118。信号LPMB被提供到差分放大器的使能输入引线132。由于LPMB是数字高值，因此差分放大器被启动。调压器118将稳定的1.8伏特电压提供到电路封装102的端子133。该电压通常被称为“麦克风偏置电压”或MIC BIAS电压。MIC BIAS电压是正确偏置耳机/麦克风配件107的麦克风所需的偏置电压。端子133有时被称为“MIC BIAS”端子。分立电阻器103与软线109的导线111和112之间的耳机/麦克风配件107的阻抗一起形成电阻分压器。当耳机/麦克风配件107的阻抗发生变化时，导线111和112之间的阻抗发生变化并且分压器的中心节点134上的电压也发生变化。 

在唤醒模式下，低功耗模式(LPM)信号是数字低值。因此，提供到模拟多路复用器123的选择输入引线的LPMB信号是数字高值。因此，MIC2N端子135经过模拟多路复用器123被耦合到差分放大器(未示出)的一个输入引线。该差分放大器放大和缓冲来自麦克风的音频输入信号。MIC2P端子136被耦合到该差分放大器的另一输入引线。当用户对着麦克风讲话时，分别存在于MIC2N和MIC2P端子135和136之间的电压是由差分放大器所接收的进入模拟集成电路116的音频输入信号。 

当在唤醒模式下以免提方式使用移动电话时，用户可以对着麦克风讲话以与该移动电话的另一参与方进行通信。在V_DD电源电压是2.7伏特并且分立电阻器103的阻抗是2.2千欧姆的一个示例中，从MIC BIAS端子133流出的电流137具有某一温度下360微安培的最大DC幅值。 

当在唤醒模式下以免提方式使用移动电话时，用户可能希望按下按钮115。按钮115的按压由移动电话检测到并且被解释为执行预定功能的命令。通常，当开关按压事件发生时，该功能取决于移动电话的操作模式。例如，如果用户正在参与会话并且用户按下按钮115，则该移动电话将该开关按压解释为结束通话的命令。例如，如果移动电话铃响并且用户按下按钮115，则移动电话将该开关按压解释为接通电话的命令。在图1的示例中，当按钮115被按下时，按钮115有效地使麦克风短路并且软线109的导线111和112之间的阻抗降至大致0欧姆。MIC BIAS端子133和地电位之间的总阻抗降至2.2千欧姆。在开关按压事件期间从MIC BIAS端子133流出的电 流137大致是在非开关按压状况下的电流的两倍。 

非开关按压状况电流和开关按压状况电流之间的差值通过如下方式检测。电流镜119具有两条支线。第一支线是P-沟道晶体管128的漏极。第二支线是P-沟道晶体管129的漏极。设计晶体管128的尺寸大致是晶体管129的尺寸的四倍。电流137通过电流镜119的第一支线被镜像。由于电流镜119的操作，从电流镜的第二支线提供大致是电流137的1/4的镜像电流138。电流138通过电阻器120传导以将该电流转换成节点139上的相应电压。因此，在开关按压状况期间节点139上的电压大概是在非开关按压状况下节点139上的电压的两倍。内部ADC 121大致每秒8次地执行A/D转换以确定节点139上的电压是否有显著变化。如果检测到了显著变化，则内部ADC 121将开关按压状况的表示转发到数字基带处理器集成电路117。该开关按压状况的表示被以数字编码的形式转发，该表示通过端子140经过专用并行接口141而被传送到数字基带处理器集成电路117的端子142。数字基带处理器集成电路117如何使用开关按压信息是具体的实现方式。如上所述，可以将开关按压信息解释为接通电话或结束通话的命令。 

在上述唤醒模式下，该新型的低功耗开关检测电路122被禁止。低功耗模式信号LPM是数字低值。因此，P-沟道晶体管143导通并且电流镜的P-沟道晶体管144和145的栅极被耦合到V_DD电源电压导线127。P-沟道晶体管144和145以及电阻器146形成电流镜。由于晶体管144和145的栅极被耦合到V_DD电源电压导线127，该电流镜被禁止。晶体管145不导通，没有电流流经电阻器147并且节点148上的输出电压V_OUT是数字低值。反相器149输出数字高值。该数字高信号通过同相(non-inverter)低通滤波器150，因此数字高信号(按钮“取反”或PBB)存在于端子151上。该数字高信号经过导线152被传送到数字基带处理器集成电路117的端子153。在唤醒模式期间，由于低功耗开关检测电路被禁止，该数字基带处理器集成电路117忽略端子153上的信号。 

睡眠模式操作： 

在睡眠模式下，为了减少电流消耗，调压器118、电流镜119和内部ADC 121被禁止。在睡眠模式期间，MIC BIAS端子133上的电压是未调节 的电压。在一个新颖的方面中，在睡眠模式下，模拟集成电路116能够检测到开关按压状况。在图1的示例中，尽管调压器118、电流镜119和内部ADC 121被禁止，但是仍然检测开关按压状况。在图2的传统电路中，整个模拟集成电路105必须以周期性间隔退出睡眠模式操作，以使得在移动电话201在不处于有源使用时也可以监控按钮开关207的状况，然而图1的模拟集成电路116尽管在睡眠模式下也能够检测按钮按压状况，而不必使调压器118、电流镜119和内部ADC 121加电。 

在睡眠模式下，LPM信号是数字高值并且LPMB信号是数字低值。LPMB信号被提供到电流镜119的P-沟道晶体管125。P-沟道晶体管125导通，从而将节点126耦合到V_DD电源导线127并且禁止电流镜119。P-沟道晶体管129不导通，因此没有电流流经电阻器120。信号LPMB被提供到内部ADC 121的使能输入引线。因此，内部ADC 121被类似地禁止。LPMB信号被提供到调压器118的差分放大器132的使能输入引线。因此，调压器118被禁止。调压器118的晶体管131不导通。 

然而，由于信号LPM是数字高值，低功耗开关检测电路122被启动。P-沟道晶体管143不导通并且不会将晶体管144和145的栅极耦合到V_DD电源导线127。电流镜(包括晶体管144和145以及电阻器146)被启动。电流镜具有两条支线。第一支线是晶体管144的漏极。第二支线是晶体管145的漏极。现在从低功耗开关检测电路122内的电流镜的第一支线提供从MICBIAS端子133流出的电流137。如在下面进一步详细解释的，在睡眠模式下，该电流137的幅值根据温度、电源电压和处理条件而变化。电流137流经电阻器103和耳机/麦克风配件107并且到达地电位。在给定的一组温度、电源电压和处理条件下，如果按下按钮115，则电流137增大。从低功耗开关检测电路122的电流镜的第一支线流出的电流137被镜像，以使得该镜像电流154从该电流镜的第二支线流出并且经电阻器147到地电位。电阻器147将电流154转换成节点148上的相应电压V_OUT。因此，在给定的一组温度、电源电压和处理条件下，如果按下按钮115，则电压V_OUT增大。反相器149的输入转换阈值电压位于在按钮115未被按下时节点148上的电压与在按钮115被按下时节点148上的电压之间。因此，如果按钮115被按下，则反相器149的输出是数字低值，并且如果按钮115未被按下， 则反相器149的输出是数字高值。从反相器149输出的数字信号通过同相低通滤波器150而达到端子151。 

图3是同相低通滤波器150的电路图。晶体管300-303形成弱的上拉电路304。假定N-沟道晶体管307不导通并且假定在低功耗睡眠模式下模拟多路复用器123将MIC2N端子135耦合到节点305，该上拉电路304能在几百毫秒内将节点305从地电位充电到反相器306的阈值电压。滤波器的容抗由0.1微法拉的外部电容器105提供。电容器105是两个极间耦合电容器105和104其中之一，该极间耦合电容器105和104用于将耳机/麦克风配件107的导线111和112耦合到输入端子MIC2P和MIC2N以使得麦克风音频信号能够进入模拟集成电路116。在图2的传统电路中，在睡眠模式下不使用极间耦合电容器211和212。然而，在图1的电路中，信号LPMB是数字低值并且被提供到模拟多路复用器123的选择输入引线。因此，模拟多路复用器123将MIC2N端子135耦合到RC滤波器150的剩余部分，以使得电容器105用作滤波器的电容器。 

如果按下按钮115，则如上所述，节点148上的电压V_OUT上升到极大的电压值并持续相当长的时间。在本示例中，相当长的时间大致超过200毫秒。反相器149(见图1)输出数字低值。设计CMOS反相器308内的晶体管的尺寸以使得反相器308具有大致0.9伏特的低输入转换阈值电压。反相器308输出数字高值并且反相器309输出数字低值。因此，N-沟道晶体管307的栅极是数字逻辑低值并且该N-沟道晶体管307不导通。如果这种状况持续，则弱的上拉电路304将节点305从地电位充电到反相器306的输入转换阈值电压。该反相器306的输入转换阈值电压大约是1.8伏特。反相器306向端子151输出数字逻辑低值。端子151上的经滤波的数字低逻辑电平信号经导线152而被传送到数字基带处理器集成电路117的端子153。因此，如果在睡眠模式下发生按钮按压，则存在于端子151上的“按钮取反”信号(PBB)具有数字低值，而在睡眠模式下的其它情况下，端子151上的PBB数字信号具有数字高值。在一个示例中，数字基带处理器集成电路117的端子153是边缘敏感中断输入端子。 

如果足够长的时间未按下按钮115，则在反相器306的输入引线上的电压到达反相器306输入转换阈值电压之前，再次使N-沟道下拉晶体管307 导通。N-沟道下拉晶体管307克服弱的上拉电路304并且使电容器105放电，以使节点305再次接地。由于N-沟道晶体管307没有不导通足够长的时间来允许节点305充电到反相器306的阈值电压，所以反相器306不会转换并且不会利用数字逻辑低信号驱动端子150。端子151被耦合到数字基带处理器集成电路117的边缘敏感中断输入端子，不生成中断条件。 

反相器149： 

在低功耗开关检测电路122的以上描述中，假定有给定的一组温度、电源电压和处理条件，并且认为反相器149具有位于在按钮115未被按下时节点148上的电压与在按钮115被按下时节点148上的电压之间的输入转换阈值。然而，图1中的电路不是仅在一组温度、电源电压和处理条件下正常工作。该电路可以在从-20摄氏度到+40摄氏度的温度范围、从2.5伏特到2.7伏特的V_DD电源电压范围和从慢到快的普通半导体加工工艺变化下正常工作。将反相器149实现为普通互补金属氧化物半导体(CMOS)逻辑反相器可能会随着这些温度、电源电压和处理的变化而不能令人满意地工作，这是因为，在按压和非按压状况下，在电阻器147上产生的电压会随着温度、电压和处理的变化而变化，而使普通逻辑反相器的阈值电压不会在所有操作条件下充分地位于按压电压和非按压电压之间。按压和非按压电压随着温度、电压和处理的变化是由各种因素造成的，包括晶体管144和145的阈值电压的变化，并且包括电阻器147的阻抗的变化。电阻器147是具有10千欧姆额定阻抗的片上多晶硅电阻器，但是电阻器147的实际阻抗在从大致7.6千欧姆到大致12.6千欧姆的范围内随着处理条件而发生相当大的变化。为了设计适合的反相器149，推导出经电阻器147产生的电压。 

在PMOS器件被连接作为电流镜中以二极管形式连接的晶体管并且PMOS器件的漏极通过片外电阻器R被接地时，该PMOS器件的饱和电流的公式是： 

$I=\frac{1}{2}\frac{W}{L}{\mathrm{\μ}}_p{C}_{\mathrm{ox}}{(V_{\mathrm{SG}}-V_{\mathrm{TP}})}^2=K{(V_{\mathrm{DD}}-\mathrm{IR}-V_{\mathrm{TP}})}^2=K{(V_{\mathrm{EFF}}-\mathrm{IR})}^2$ (等式1)

其中，V_SG是源-栅电压。V_TP是P-沟道晶体管的阈值电压。K是(Wμ_pC_ox)/2L。计算该等式右边得到： 

I＝K(I²R²-2IRV_EFF+V_EFF ²)                      (等式2) 

将以上等式两边同时除以K并且减去I/K得到： 

$0=(R^2{I}^2-(2R{V}_{\mathrm{EFF}}+\frac{1}{K})I+{V_{\mathrm{EFF}}}^2)$ (等式3)

使用二次等式，其中a＝R²、b＝-(2RV_EFF+1/K)并且c＝(V_EFF)²，得到(基于仿真观察而从+/-中选择减号)： 

$I=\frac{-b\±\sqrt{b^2-4\mathrm{ac}}}{2a}=\frac{{2\mathrm{RV}}_{\mathrm{EFF}}+\frac{1}{K}-\sqrt{{4R}^2{V_{\mathrm{EFF}}}^2+\frac{{4\mathrm{RV}}_{\mathrm{EFF}}}{K}+\frac{1}{K^2}-4R^2{V_{\mathrm{EFF}}}^2}}{2R^2}$ (等式4)

如果P-沟道晶体管145具有足够大的宽长比(即，W/L)，则项1/K是可忽略的。跳过一些代数步骤而得到： 

$I=\frac{V_{\mathrm{EFF}}}{R}-\frac{\sqrt{\frac{V_{\mathrm{EFF}}}{\mathrm{RK}}}}{R}=\frac{V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{TP}}}{R}-\frac{\sqrt{\frac{V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{TP}}}{\mathrm{RK}}}}{R}$ (等式5)

假定用于该运算的之前等式的R是片外的并且电流I被传送经R_ONCHIP以产生用于比较的片上电压V_OUT，则节点148上的电压V_OUT是： 

$V_{\mathrm{OUT}}=R_{\mathrm{ONCHIP}}(\frac{V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{TP}}}{R_{\mathrm{OFFCHIP}}}-\frac{\sqrt{\frac{V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{TP}}}{R_{\mathrm{OFFCHIP}}K}}}{R_{\mathrm{OFFCHIP}}})$ (等式6)

R_ONCHIP是电阻器147的阻抗。R_OFFCHIP是电阻器103的阻抗。根据等式6，在电压V_OUT(节点148上的电压)与MOS工艺拐点、温度和电阻器147的阻抗(R_ONCHIP)变化之间有很明显的依赖关系。在第一极限操作情况下(-40摄氏度、快的电阻器、慢的MOS工艺)，当按钮115未被按下时，节点148上的电压V_OUT大致是0.6-0.7伏特，当按钮115被按下时，节点148上的电压V_OUT大致是1.3伏特。在第二极限操作情况下(20摄氏度、慢的电阻器、快的MOS工艺)，当按钮115未被按下时，节点148上的电压V_OUT大致是1.0-1.4伏特，当按钮115被按下时，节点148上的电压V_OUT大致是2.3伏特。如果在第二极限情况下，1.4伏特用作未按压电压，则两个按压/未按压电压范围不会叠加。鉴于等式6中V_OUT的大部分变化是由于片上电阻器147的阻抗变化引起的并且鉴于普通CMOS反相器的阈值不与片上电阻器的阻抗变化相对应(track with)，所以普通CMOS逻辑反相器很可能不能从随着工艺拐点的FET 114(例如，由于在麦克风上接收高幅值压力波形)的低阻抗状 况中识别出按钮按压状况。 

图4是图1中的反相器149的一个示例的示意图。节点400是反相器149的输入引线。节点401是反相器149的输出引线。第一级402包括P-沟道上拉晶体管403、多晶硅电阻器404和N-沟道下拉晶体管405。第二级406和第三级407是普通CMOS逻辑反相器，其转换阈值电压被设置为V_DD/2。提供第二级和第三级以使总的反相器149的转换特性锐化。反相器149的第一级402具有输入转换阈值电压V_T，其随着图1中的电阻器147的阻抗的增大而增大。输入转换阈值电压V_T推导如下。 

反相器149的阈值电压被设置为经过电阻器147的电压，其使由图4中第一级402输出的电压V_M等于V_DD/2。推导该电压为： 

V_M＝I_PMOSR_ONCHIP                  (等式7)

V_M被设置为V_DD/2： 

$\frac{V_{\mathrm{DD}}}{2}=\frac{K}{2}(V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{TP}}-V_T)R_{\mathrm{ONCHIP}}$ (等式8)

求解V_T(图1中反相器149的输入转换阈值电压)得到： 

$V_T=(V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{TP}})-\sqrt{\frac{V_{\mathrm{DD}}}{{\mathrm{KR}}_{\mathrm{ONCHIP}}}}$ (等式9)

等式9表示由于R_ONCHIP(电阻器147的阻抗)的变化而导致的V_T的变化大致是150毫伏。该变化是关于1.4伏特额定V_T的变化。在其它额定TVP状况下，随着R_ONCHIP从10千欧姆的额定值增加到12.6千欧姆的阻抗，反相器149的输入转换阈值电压V_T稍微地从大致1.55伏特的额定V_T增加到大致1.61伏特的V_T。根据等式9，还可以知道，输入转换阈值电压V_T在某种程度上与V_TP和K相对应。随着V_TP增大，V_T也增加。随着K增大，V_T也增加。此外，随着V_DD增大，V_T和V_OUT彼此非常接近。然而，等式9中的关系是一种简化。通过使用电路仿真程序(例如，SPICE)和/或通过制造该电路并且然后在不同的操作条件下测试其性能，可以做出V_T随温度、电压和处理而变化的更精确描述。 

图5是说明在一种极限TVP条件、在一组额定TVP条件和在另一极限TVP条件下反相器149的输入转换阈值电压V_T的表。在极限条件2下的最优阈值电压比在极限条件1下的高0.47伏特(1.71伏特-1.24伏特)。在极 限条件2下的实际输入转换阈值电压V_T比在极限条件1下的高0.14伏特(1.52伏特-1.38伏特)。 

可以按如下列出的1-9项对图1的具体实施例中的所述组件设计尺寸。 

1)当按钮115未被按下时，经麦克风的最大电流由实验确定。该值在图1的实施例中是360微安培。 

2)接下来，当按钮115被按下时，确定电流137的最大可能幅值。假定按钮115的阻抗是0欧姆。当按钮被按下时，最大可能电流137可以大致是最大V_DD电源电压除以电阻器103的阻抗的值。当V_DD从2.5伏特变化到2.7伏特时，并且外部分立电阻器103的阻抗是2.2千欧姆，则当按钮115被按下时，最大电流137大致是1.136毫安培。 

3)然而，由于在V_DD电源导线127和电阻器103之间的电流路径上具有以二极管形式连接的P-沟道晶体管144，对第2项的简化是不完全精确的。此外，取决于实现的细节，在以二极管形式连接的P-沟道晶体管144和电阻器103之间可能具有额外的片上开关和布线(routing)阻抗。以二极管形式连接的P-沟道晶体管144通常具有V_GS＝V_TP+100mV的压降，其中V_GS是栅-源电压，并且其中V_TP是P-沟道晶体管144的阈值电压。然后，所得到的最大电流137(当按钮115被按下时)由(V_DD-V_GS)/2.5千欧姆给出。该2.5千欧姆是电阻器103的2.2千欧姆和包含在计算中以考虑额外的片上阻抗的额外300欧姆的组合。因此，当按钮115被按下时，对于2.7伏特的V_DD电源电压而言，最大电流137大致是840微安培。当按钮115未被按下时，该电流大约是在第1项中由实验确定的最大电流的两倍。 

4)然后设计以二极管形式连接的P-沟道晶体管144的尺寸为尽可能的大以最小化过电压V_GS-V_T。设计镜像P-沟道晶体管145的尺寸为晶体管144的1/4以在保持与晶体管144的良好匹配特性的同时降低电流消耗。 

5)设计电阻器147的尺寸以使得当按钮115被按下时节点148上的电压随着工艺拐点(process corner)和温度至多是V_DD-0.1伏特。这最大化了节点148上的电压在按钮被按下的状况和按钮未被按下的状况期间的间隔。可以回顾，按钮被按下时的最大电流大致是按钮未被按下时的两倍。因此，当按钮被按下时的最大电流被最大化时，两个级别之间的绝对差值被最大化。 

6)在设计了P-沟道晶体管144和145的尺寸并且在设计了电阻器147的尺寸之后，在通常(额定)温度、电压和处理条件下对电路进行仿真。当按钮115被按下和当按钮115未被按下时，通过仿真确定节点148上的电压。在这两个电压中间的电压被确定为反相器149对于额定拐点的最优输入转换阈值电压。 

7)设计电阻器404的尺寸以具有稍高的阻抗并且使得其阻抗是电阻器147阻抗的整数倍。这确保了两个电阻器404和147之间具有良好的匹配特性。在图4的示例中，电阻器147具有大致100千欧姆的阻抗。 

8)选择N-沟道晶体管405的宽度和长度尺寸以使得经过N-沟道晶体管405的漏电流受到限制而该N-沟道晶体管405的特性不影响反相器149的阈值电压。在图4的示例中，N-沟道晶体管405具有0.6微米的宽度和0.4微米的长度。 

9)确定P-沟道晶体管403的宽长比以使得在通常温度、电压和处理条件下获得在上述第6项中所确定的输入转换阈值电压。选择P-沟道晶体管403的长度为足够大，以使得该晶体管由于平版印刷术误差而经受最小的绝对变化。在图4的示例中，P-沟道晶体管403具有25微米的宽度和10微米的长度。 

图6是说明根据一个新型方面的方法的简化流程图。菱形方框500表示使模拟集成电路116进入低功耗睡眠模式(第一操作模式)或较高功耗唤醒模式(第二操作模式)的动作。在图1的实施例中，判断(assert)数字信号LPM为数字逻辑高以使模拟集成电路116进入睡眠模式，而去判断(desassert)信号LPM为数字逻辑低值以使模拟集成电路116进入唤醒模式。 

方框501表示在唤醒模式下(第二操作模式)，集成电路116的调压器118被启动并且用于向MIC BIAS端子133提供调节后的电压。如果开关115闭合，则从MIC BIAS端子133流出的电流幅值超过阈值电流并且节点139上的电压超过相应的阈值电压。在图1的具体电路中，该开关闭合状况由内部ADC 121检测，并且从模拟集成电路116经端子140向数字基带处理器集成电路117输出表示开关闭合状况的数字编码。 

方框502表示在睡眠模式下(第一操作模式)，调压器118被禁止。如 上所述，低功耗开关检测电路122被启动并且经过MIC BIAS端子133在集成电路的电流路径中提供电流。MIC BIAS端子133上的电压是未调节的。如果开关115闭合，则电流超过阈值电流。如果电流超过阈值电流，则低功耗开关检测电路122生成具有第一数字值的数字信号，并且如果电流未超过阈值电流，则低功耗开关检测电路122生成具有第二数字值的数字信号。在图1的具体电路中，从模拟集成电路116经端子151向数字基带处理器集成电路117输出“按钮取反”PBB数字信号。因此，在集成电路116处于低功耗睡眠模式下时，集成电路116检测并报告开关闭合状况，并且集成电路116完成此动作无需启动调压器118和/或电流源和/或内部ADC 121中的任意一个。 

尽管为了说明目的描述了特定具体实施例，但是本专利文献具有一般的适用性并且不受限于上述具体实施例。因此，在不偏离所附权利要求书的范围的情况下，可以对所描述的具体实施例的各个特征进行各种修改、变化和组合。 

Claims (20)

1.一种用于耳机/麦克风组件的开关按压检测的方法，包括：

(a)在集成电路的第二操作模式下，使用调压器而向所述集成电路的麦克风偏置(MIC BIAS)端子提供已调节的电压；

(b)在所述集成电路的第一操作模式下，使所述调压器保持在禁止状态并且通过所述麦克风偏置端子在所述集成电路的电流路径中提供第一电流；以及

(c)在所述集成电路的所述第一操作模式下，生成数字信号，其中如果所述第一电流超过阈值电流，则所述数字信号具有第一数字值，并且其中如果所述第一电流没有超过所述阈值电流，则所述数字信号具有第二数字值，

其中所述第二操作模式是唤醒模式，并且其中所述第一操作模式是睡眠模式。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述集成电路包括第一电流镜、第一电阻器和反相器，其中所述第一电流镜具有第一支线和第二支线，所述第一支线耦合到所述麦克风偏置端子，所述第二支线耦合到所述第一电阻器和所述反相器的输入引线，其中所述第一电流镜经所述第一支线在所述电流路径中提供所述第一电流并且使其到达所述麦克风偏置端子，其中所述电流镜还镜像所述第一电流以使得第一镜像电流流经所述第一电阻器以生成第一电压，所述第一电压表示流经所述麦克风偏置端子的所述第一电流的幅值，其中所述第一电压存在于所述反相器的所述输入引线上。

3.如权利要求1所述的方法，其中所述调压器在所述第二操作模式下被启动并且在所述第一操作模式下被禁止，并且其中在所述步骤(b)中在所述第一操作模式下从所述集成电路提供所述第一电流，并且在所述第二操作模式下不从所述集成电路提供所述第一电流。

4.如权利要求1所述的方法，其中当在所述步骤(b)中所述第一电流在所述电流路径中流动时，在所述集成电路的所述麦克风偏置(MICBIAS)端子上存在电压，并且其中所述电压是未调节的电压。

5.如权利要求1所述的方法，还包括：

在所述第二操作模式下，当所述调压器被启动时，生成表示从所述麦克风偏置端子流出的第二电流的幅值的多比特数字值，其中生成所述多比特数字值包括：

镜像所述第二电流经过第二电阻器，以使得第二镜像电流流经所述第二电阻器以生成第二电压；并且

使用模数转换器(ADC)将所述第二电压转换成所述多比特数字值，其中所述第二电阻器和所述模数转换器是所述集成电路的部分。

6.如权利要求1所述的方法，其中所述集成电路是移动电话的一部分。

7.如权利要求1所述的方法，还包括：

经由电阻器将麦克风配件的第一导线耦合到所述集成电路的所述麦克风偏置端子，其中所述麦克风配件还包括第二导线和手动可操作开关；

将所述麦克风配件的所述第二导线耦合到所述集成电路的另一端子；并且

在所述第一操作模式下检测所述手动可操作开关的按压，并且对所述检测做出响应而在所述步骤(c)中生成所述数字信号以使得所述数字信号具有所述第一数字值。

8.如权利要求1所述的方法，其中当所述麦克风配件被耦合到所述集成电路时并且当所述集成电路在所述第一操作模式下工作时，所述集成电路适于检测位于麦克风配件上的手动可操作开关的按压。

9.如权利要求2所述的方法，其中所述第一电阻器具有阻抗，并且其中所述反相器具有与所述第一电阻器的所述阻抗相对应的输入转换阈值电压。

10.如权利要求1所述的方法，还包括：

在所述第二操作模式下，使用电容器而将麦克风配件AC耦合到所述集成电路的端子，所述电容器不是所述集成电路的一部分；以及

在所述第一操作模式下，使用所述电容器作为低通滤波器的一部分，所述低通滤波器在所述第一操作模式下工作以对所述数字信号进行低通滤波。

11.一种用于耳机/麦克风组件的开关按压检测的电路，包括：

端子；

调压器，其在第一操作模式下被禁止并且在第二操作模式下被启动，其中当所述调压器被启动时，其向所述端子提供已调节的电压；以及

低功耗开关检测电路，其具有输入引线和输出引线，其中在所述第一操作模式下，所述低功耗开关检测电路提供经过所述端子而从所述电路流出的电流，所述低功耗开关检测电路检测所述电流是否超过阈值电流，并且如果所述低功耗开关检测电路检测到所述电流超过所述阈值电流，则所述低功耗开关检测电路向所述输出引线输出第一数字逻辑值，但是如果所述低功耗开关检测电路检测到所述电流未超过所述阈值电流，则所述低功耗开关检测电路向所述输出引线输出第二数字逻辑值，其中当在所述第一操作模式下从所述电路流出所述电流时，在所述端子上具有未调节的电压，

其中所述第二操作模式是唤醒模式，并且其中所述第一操作模式是睡眠模式。

12.如权利要求11所述的电路，其中所述低功耗开关检测电路包括：

电阻器；

电流镜，其具有第一支线和第二支线，所述第一支线被耦合到所述端子以使得所述电流镜能够在所述第一操作模式下提供经过所述端子从所述电路流出的所述电流，所述第二支线被耦合以提供经过所述电阻器的镜像电流。

13.如权利要求12所述的电路，其中所述低功耗开关检测电路还包括：

具有输入引线的电压检测电路，所述输入引线被耦合到所述电阻器。

14.如权利要求13所述的电路，其中所述低功耗开关检测电路还包括：

具有输入引线和输出引线的低通滤波器，所述低通滤波器的所述输入引线被耦合到所述电压检测电路的输出引线。

15.如权利要求11所述的电路，其中所述端子、所述调压器和所述低功耗开关检测电路是所述电路的部分。

16.如权利要求15所述的电路，其中所述电路是通信设备的一部分，所述通信设备包括手动可操作开关，并且其中当所述手动可操作开关在所述睡眠模式下闭合时，所述低功耗开关检测电路检测开关闭合状况。

17.如权利要求16所述的电路，其中所述电路包括用于当所述手动可操作开关在所述第二操作模式下闭合时检测开关闭合状况的电路。

18.一种适于耦合到麦克风组件的电路，所述麦克风组件包括麦克风、手动可操作开关和导线，所述电路包括：

可拆卸地耦合到所述麦克风组件的所述导线的端子；

用于在第二操作模式下向所述端子提供已调节的电压并且当所述麦克风组件的所述开关闭合时用于在所述第二操作模式下检测开关闭合状况的装置；以及

用于在第一操作模式下向所述端子提供电流以使得所述端子上的电压是未调节的电压的装置，并且其中用于提供所述电流的所述装置还在所述麦克风组件上的所述开关闭合时，用于在所述第一操作模式下检测开关闭合状况，

其中所述第二操作模式是唤醒模式，并且其中所述第一操作模式是睡眠模式。

19.如权利要求18所述的电路，其中所述电路是集成电路的一部分。

20.如权利要求18所述的电路，其中所述已调节的电压是偏置所述麦克风组件的所述麦克风的电压。

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