CN101494424A - 三电平逆变器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种三电平逆变器的控制方法，包括以下步骤：在输出电压U_a的每个周期的第一类时段内，使逆变器工作在两电平状态；在输出电压U_a的每个周期的第二类时段内，使逆变器工作在三电平状态；所述第一类时段，是指逆变器的输出电压U_a的绝对值小于其峰值的预定比例的时段；所述第二类时段，是指逆变器的输出电压U_a的绝对值大于其峰值的预定比例的时段。本发明使得三电平逆变器不输出0电平，在必要时工作在两电平状态下，解决了滞环电流控制技术在三电平逆变器上应用引起的纹波电流频率范围过大的问题。

Description

三电平逆变器的控制方法

技术领域

本发明涉及逆变器的控制方法，更具体地说，涉及一种三电平逆变器的控制方法。

背景技术

滞环电流控制器是一种采用瞬时值比较法的电流控制器。图1(a)所示为电流滞环控制器的原理图。其基本工作原理就是根据电流误差的方向，控制相应的IGBT通断，使得被控电流限制在给定误差范围内。如图1(b)所示。图中，i_L ^*为电感电流给定，i_L为电感电流，H为滞环宽度，t_on为电感电流的上升时间，t_off为电感电流减小的时间。由图1(b)可知，滞环电流控制器的开关周期为T＝t_on+t_off。当电感电流小于i_L ^*-H时，开通IGBT，使得电感电流增加。当电感电流大于i_L ^*+H时，开通另一个IGBT，使得电感电流减小，如此反复，从而把电感电流限制在i_L ^*的±H范围内。

滞环电流控制器具有硬件电路简单、电流响应快、属于闭环控制等优点。但是这种控制方案的最大缺点是当滞环的宽度H恒定时，功率器件的开关频率是变化的。

图2所示是三相四线制三电平PWM逆变器的单相简化图。这种逆变器拓扑具有效率高，成本低，开关频率高的优点。然而，当滞环电流控制器直接应用于三电平逆变器时，由于滞环电流控制器的开关频率波动范围太宽，直接影响到输入高通滤波器的设计和谐波补偿的效果。

通常，三电平逆变器的PWM发波方式如下：

1)逆变器输出电压U_a为正时，滞环电流控制器控制Q₁和Q₃的开关频率和脉宽，并保证二者互补，Q₂常闭，Q₄常开。

2)逆变器输出电压U_a为负时，滞环电流控制器控制Q₂和Q₄的开关频率和脉宽，并保证二者互补，Q₃常闭，Q₁常开。

根据图2以及三电平逆变器的控制方案，可以得到电流的上升和下降时间分别为：

$t_{\mathrm{on}}=\frac{2\mathrm{LH}}{U_{\mathrm{dc}}-\left|U_a\right|}---\left(1\right)$

$t_{\mathrm{off}}=\frac{2\mathrm{LH}}{\left|U_a\right|}---\left(2\right)$

逆变器的开关频率为：

$f=\frac{1}{t_{\mathrm{on}}+t_{\mathrm{off}}}=\frac{U_{\mathrm{dc}}\·\left|U_a\right|-U_a^2}{2{\mathrm{LHU}}_{\mathrm{dc}}}---\left(3\right)$

逆变器的平均开关频率为：

$f_{\mathrm{ave}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}{\∫}_0^{2\mathrm{\π}}f\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{0.45U_{\mathrm{dc}}\·U_m-0.5U_m^2}{{\mathrm{LHU}}_{\mathrm{dc}}}---\left(4\right)$

其中，U_m为输出电压的有效值。

逆变器的最大开关频率为：

$f_{\max }=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{8\mathrm{LH}}---\left(5\right)$

逆变器的最小开关频率为：

f_min＝0                            (6)

设U_dc＝405V，U_m＝220，L＝1e-3H，H＝5A，则滞环电流控制器的开关频率与逆变器输出电压之间的关系如图3所示。

由方程(5)和方程(6)可知三电平滞环电流控制器采用传统的三电平PWM发波方案时。逆变器功率器件的开关频率波动范围为[0，f_max]。这使得电感电流开关纹波进入了输入高通滤波器的谐振频率范围，使得角频率在高通滤波器谐振频率附近的电感电流纹波被放大后流入负载侧。低于高通滤波器截止频率的电感电流纹波也直接流入负载侧。图4所示是采用传统PWM发波方式的三电平电流滞环控制器的输出电流波形。由图4可见，在逆变器输出电压过零点附近，由于逆变器的开关频率过低，逆变器的电感电流纹波直接流入负载，造成输出电流在逆变电压过零点附近畸变。

所以，要在三电平逆变器上使用滞环电流控制器，必须寻找一种新的三电平逆变器的控制方法。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述在逆变器输出电压过零点附近，逆变器的电感电流纹波直接流入负载，造成输出电流在逆变电压过零点附近畸变的缺陷，提供一种三电平逆变器的控制方法。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：提供一种三电平逆变器的控制方法，包括以下步骤：

在输出电压U_a的每个周期的第一类时段内，使得逆变器工作在两电平状态；在输出电压U_a的每个周期的第二类时段内，使得逆变器工作在三电平状态；

所述第一类时段，是指逆变器的逆变器的输出电压U_a的绝对值小于其峰值的预定比例的时段；所述第二类时段，是指逆变器的输出电压U_a的绝对值大于其峰值的预定比例的时段。

在本发明所述的三电平逆变器的控制方法中，所述输出电压U_a的每个周期包括[0，t₁]时段、[t₁，t₂]时段、[t₂，t₃]时段、[t₃，t₄]时段、[t₄，t₅]时段；所述第一类时段包括[0，t₁]时段、[t₂，t₃]时段、[t₄，t₅]时段；所述第二类时段包括[t₁，t₂]时段、[t₃，t₄]时段；所述[0，t₁]时段、[t₁，t₂]时段位于U_a的正半周，所述[t₂，t₃]时段包括位于U_a正半周的[t₂，t_m]和位于U_a负半周的[t_m，t₃]，所述[t₃，t₄]时段、[t₄，t₅]时段位于U_a的负半周；用Q₁管、Q₂管Q₃管控制U_a的正半周，用Q₂管、Q₃管和Q₄管控制U_a的负半周。

在本发明所述的三电平逆变器的控制方法中，所述逆变器在[0，t₁]时段、[t₂，t₃]时段、[t₄，t₅]时段内工作于两电平状态时，逆变器的Q₁和Q₂管同步开关，Q₃和Q₄管也同步开关，且Q₁/Q₂管与Q₃/Q₄管之间的驱动脉冲保持互补关系，Q₁和Q₃管之间、Q₂和Q₄管之间维持预定的死区时间，且Q₂和Q₃管之间还要维持预定的共通时间。

在本发明所述的三电平逆变器的控制方法中，在[t₁，t₂]时段内，使逆变器工作在三电平状态，Q₁和Q₃管处于开关状态，且二者的驱动始终保持带有死区的互补，Q₂管保持导通状态，Q₄管维持关断状态。

在本发明所述的三电平逆变器的控制方法中，在[t₃，t₄]时段内，使逆变器工作在三电平状态，Q₂和Q₄管处于开关状态，且二者的驱动始终保持带有死区的互补，Q₃管保持导通状态，Q₁管维持关断状态。

在本发明所述的三电平逆变器的控制方法中，所述Q₁管、Q₂管、Q₃管、Q₄管为IGBT管。

在本发明所述的三电平逆变器的控制方法中，所述预定比例是指输出电压U_a值的1％～60％。

实施本发明的三电平逆变器的控制方法，具有以下有益效果：使得第一类时段内，三电平逆变器输出0电平的时间极短(可忽略不计)，逆变器工作在两电平状态下，解决了滞环电流控制技术在三电平逆变器上应用引起的纹波电流频率范围过大的问题。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是现有技术中的电流滞环控制原理示意图；

图2是现有技术中的三电平逆变器的结构示意图；

图3是现有技术中的三电平滞环电流控制器的开关频率与脉冲宽度的关系示意图；

图4是现有技术中的采用滞环电流控制方法的三电平逆变器输出电流波形；

图5是现有技术中的两电平逆变器的结构示意图；

图6是现有技术中的滞环电流控制器的开关频率与市电的关系示意图；

图7是现有技术中的三电平逆变器控制方法的驱动波形；

图8是采用本发明的三电平逆变器控制方法的逆变器的输出波形；

图9是本发明的三电平逆变器控制方法的驱动波形；

图10是本发明三电平控制方法在逆变器输出电压过零点附近驱动波形；

图11是本发明三电平控制方法在逆变器输出正半周电压且幅值较大时的驱动波形；

图12是本发明三电平控制方法在逆变器输出负半周电压且幅值较大时的驱动波形。

具体实施方式

在任意时刻，三电平逆变器能向外送出+U_bus、0、-U_bus三种电平中的一种。根据背景技术部分中的方程(2)和方程(3)可知，在逆变器输出电压过零点附近，逆变器的开关频率太低，是因为逆变器输出0电平时，由于输出电压很小，逆变器电感电流的变化率过小，从而导致逆变器的开关频率低。解决这个问题的一个途径就是在逆变器输出电压过零点附近，不允许三电平逆变输出0电平。逆变器通过输出+U_bus和-U_bus两种电平来控制电流在滞环带宽范围内波动。此时，三电平逆变器就被当成一个两电平逆变器使用。

图5所示是一个三相两电平逆变器的拓扑简化图。

参考图5，假设U_a＜U_dc始终成立，当满足i_L＜i_L ^*-H时，开通S₁，关断S₂，桥臂中点电位为U_dc，使得电流上升。当电流增加，满足i_L＞i_L ^*+H时，关断S₁，开通S₂，桥臂中点电位为-U_dc，使得电流减小，直至条件i_L＜i_L ^*-H满足。其电流波形如图1(b)所示。假设电流上升的时间为t_on，电流下降的时间为t_off，则t_on和t_off分别为：

$t_{\mathrm{on}}=\frac{L\·\mathrm{\Δ}{i}_L}{U_{\mathrm{dc}}-U_a}=\frac{2\mathrm{LH}}{U_{\mathrm{dc}}-U_a}---\left(7\right)$

$t_{\mathrm{off}}=\left|\frac{L\·\mathrm{\Δ}{i}_L}{U_{\mathrm{dc}}-U_a}\right|=\frac{2\mathrm{LH}}{U_{\mathrm{dc}}+U_a}---\left(8\right)$

逆变器的开关频率为：

$f=\frac{1}{t_{\mathrm{on}}+t_{\mathrm{off}}}=\frac{U_{\mathrm{dc}}^2-U_a^2}{{4\mathrm{LHU}}_{\mathrm{dc}}}---\left(9\right)$

假设 $U_a=\sqrt{2}{U}_m\sin \left(\mathrm{\ωt}\right),$ 则一个工频周期内，滞环电流控制器的平均开关频率为：

$f_{\mathrm{ave}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}{\∫}_0^{2\mathrm{\π}}f\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{0.25U_{\mathrm{dc}}^2-0.25U_m^2}{{\mathrm{LHU}}_{\mathrm{dc}}}---\left(10\right)$

由方程3可知，当U_a＝0时，逆变器的开关频率最大。

$f_{\max }=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{4\mathrm{LH}}---\left(11\right)$

当 $U_a=\sqrt{2}{U}_m$ 时，逆变器的开关频率最小。

$f_{\min }=\frac{U_{\mathrm{dc}}^2-2U_m^2}{4{\mathrm{LHU}}_{\mathrm{dc}}}---\left(12\right)$

当逆变器输出电压和母线电压一定时，滞环电流控制器的开关频率与电感和电流误差宽度的乘积L·H成反比。

设U_dc＝405V，U_m＝220，L＝10^-3H，H＝5A，则滞环电流控制器的开关频率与逆变器输出电压之间的关系如图6所示。

由方程(9)可知，采用滞环电流控制器的两电平逆变器在逆变器输出电压过零点附近时，开关频率最大，且这个开关频率是三电平逆变器的最大开关频率的两倍。由此可见，通过在逆变器输出电压过零点附近采用两电平PWM发波方式，可以解决采用滞环电流控制器的三电平逆变器的开关纹波范围过大的缺陷。采用了新的PWM发波方案后，逆变器的输出电流波形如图8所示。逆变器输出电流在逆变器输出电压过零点附近的畸变已经被完全消除了。

图7所示是传统的三电平逆变器四个功率管的控制方法的驱动波形。

当逆变器输出电压U_a大于零时，Q₁和Q₃管处于开关状态，且二者的驱动始终保持互补。Q₂管保持导通状态，Q₄管维持关断状态。

当逆变器输出电压U_a小于零时，维持Q₁管关断状态，同时导通Q₃管。Q₄管和Q₂管处于开关状态，而且两者的驱动始终保持互补。

图9所示是本发明提出的在一个逆变器输出电压周期内的新三电平逆变器控制方法的驱动波形。将逆变器输出电压U_a的每个周期分为第一类时段和第二类时段；所述第一类时段，是指逆变器的逆变器的输出电压U_a的绝对值小于其峰值预定比例的时段；所述第二类时段，是指逆变器的输出电压U_a的绝对值大于其峰值的预定比例的时段。上述预定比例是指输出电压U_a值的1％～60％。

输出电压U_a的每个周期包括[0，t₁]时段、[t₁，t₂]时段、[t₂，t₃]时段、[t₃，t₄]时段、[t₄，t₅]时段；所述第一类时段包括[0，t₁]时段、[t₂，t₃]时段、[t₄，t₅]时段；所述第二类时段包括[t₁，t₂]时段、[t₃，t₄]时段；所述[0，t₁]时段、[t₁，t₂]时段位于U_a的正半周，所述[t₂，t₃]时段包括位于U_a正半周的[t₂，t_m]和位于U_a负半周的[t_m，t₃]，所述[t₃，t₄]时段、[t₄，t₅]时段位于U_a的负半周。

在输出电压U_a的的每个周期内，用Q₁管、Q₂管和Q₃管控制U_a的正半周，用Q₂管、Q₃管和Q₄管控制U_a的正半周。在[0，t₁]时段，由于逆变器输出电压U_a的绝对值较小，三电平逆变器工作在两电平状态。三电平逆变器的Q₁和Q₂管同步开关，Q₃和Q₄管也同步开关。且Q₁/Q₂管与Q₃/Q₄管之间的驱动脉冲保持互补关系。为了保证逆变器能正常工作，Q₁和Q₃管之间、Q₂和Q₄管之间要维持恰当的死区时间，且Q₂和Q₃管之间还要维持一定的共通时间。驱动波形细节如图10所示。

[t₁，t₂]时段，逆变器输出电压U_a的绝对值足够大，且电压为正，三电平逆变器工作在三电平状态。Q₁和Q₃管处于开关状态，且二者的驱动始终保持带有死区的互补。Q₂管保持导通状态，Q₄管维持关断状态。驱动波形细节如图11。

[t₂，t₃]时段，逆变器输出电压U_a的绝对值比较小，三电平逆变器又工作在两电平状态。

[t₃，t₄]时段，逆变器输出电压U_a的绝对值足够大，且电压为负，三电平逆变器工作在三电平状态。Q₂和Q₄管处于开关状态，且两者的驱动始终保持带有死区的互补。Q₃管保持导通状态，Q₁管维持关断状态。驱动波形细节如图12所示。

[t₄，t₅]时段，逆变器输出电压U_a的绝对值比较小，三电平逆变器工作在两电平状态。

参阅图9以及上述相关说明，在具体实施时，可以按照下述方法实施即可：在输出电压U_a的每个周期的第一类时段内，使得逆变器工作在两电平状态；在输出电压U_a的每个周期的第二类时段内，使得逆变器工作在三电平状态。

三电平逆变器能输出+U_bus、0、-U_bus三种电平，本发明通过更改控制方法的驱动方案，在必要的时刻，使得三电平逆变器不输出0电平(实际上是输出0电平的时间极短，因此可忽略不计)，工作在两电平状态下，解决滞环电流控制技术在三电平逆变器上应用引起的纹波电流频率范围过大的问题。

Claims (7)

1、一种三电平逆变器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

在输出电压U_a的每个周期的第一类时段内，使逆变器工作在两电平状态；在输出电压U_a的每个周期的第二类时段内，使逆变器工作在三电平状态；

所述第一类时段，是指逆变器的输出电压U_a的绝对值小于其峰值的预定比例的时段；所述第二类时段，是指逆变器的输出电压U_a的绝对值大于其峰值的预定比例的时段。

2、根据权利要求1所述的三电平逆变器的控制方法，其特征在于，所述输出电压U_a的每个周期包括[0，t₁]时段、[t₁，t₂]时段、[t₂，t₃]时段、[t₃，t₄]时段、[t₄，t₅]时段；所述第一类时段包括[0，t₁]时段、[t₂，t₃]时段、[t₄，t₅]时段；所述第二类时段包括[t₁，t₂]时段、[t₃，t₄]时段；所述[0，t₁]时段、[t₁，t₂]时段位于U_a的正半周，所述[t₂，t₃]时段包括位于U_a正半周的[t₂，t_m]和位于U_a负半周的[t_m，t₃]，所述[t₃，t₄]时段、[t₄，t₅]时段位于U_a的负半周；用Q₁管、Q₂管Q₃管控制U_a的正半周，用Q₂管、Q₃管和Q₄管控制U_a的负半周。

3、根据权利要求2所述的三电平逆变器的控制方法，其特征在于，在[0，t₁]时段、[t₂，t₃]时段、[t₄，t₅]时段内，使所述逆变器工作于两电平状态，逆变器的Q₁和Q₂管同步开关，Q₃和Q₄管也同步开关，且Q₁/Q₂管与Q₃/Q₄管之间的驱动脉冲保持互补关系，Q₁和Q₃管之间、Q₂和Q₄管之间维持预定的死区时间，且Q₂和Q₃管之间还要维持预定的共通时间。

4、根据权利要求2所述的三电平逆变器的控制方法，其特征在于，在[t₁，t₂]时段内，使逆变器工作在三电平状态，Q₁和Q₃管处于开关状态，且二者的驱动始终保持带有死区的互补，Q₂管保持导通状态，Q₄管维持关断状态。

5、根据权利要求2所述的三电平逆变器的控制方法，其特征在于，在[t₃，t₄]时段内，使逆变器工作在三电平状态，Q₂和Q₄管处于开关状态，且二者的驱动始终保持带有死区的互补，Q₃管保持导通状态，Q₁管维持关断状态。

6、根据权利要求3至5中任一项所述的三电平逆变器的控制方法，其特征在于，所述Q₁管、Q₂管、Q₃管、Q₄管为IGBT管。

7、根据权利要求1所述的三电平逆变器的控制方法，其特征在于，所述预定比例是指输出电压U_a值的1％～60％。

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