CN101465097B - 自发光显示设备及其驱动方法 - Google Patents

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Abstract

这里公开一种自发光显示设备，包括：像素电路；以及驱动电路，其中每个所述像素电路包括发光二极管、连接到所述发光二极管的驱动电流路径的驱动晶体管、以及耦合到所述驱动晶体管的控制节点的保持电容器，在所述发光二极管可以发光前对所述驱动晶体管至少执行实际阈值电压和迁移率校正的时段期间，在所述发光二极管处于不发光状态的情况下，所述驱动电路执行驱动晶体管的初步阈值电压校正，即伪Vth校正，所述驱动电路接下来通过反向偏置所述发光二极管并且初始化由所述保持电容器保持的电压执行恒定时段的校正准备，以及所述驱动电路在所述校正准备后执行实际阈值电压校正和所述迁移率校正。

Description

自发光显示设备及其驱动方法
技术领域
本发明涉及自发光显示设备，其在每个像素电路中具有适于当施加有偏置电压时发光的发光二极管、适于控制流过发光二极管的驱动电流的驱动晶体管和耦合到驱动晶体管的控制节点的保持电容器，并且涉及该自发光显示设备的驱动方法。
背景技术
有机电致发光元件已知为用在自发光显示设备中的电光元件。典型地被称为OLED(有机发光二极管)的该元件是一种发光二极管。
OLED具有一层层叠在另一层顶部的多个有机薄膜。这些薄膜例如用作有机空穴传输层和有机发光层。OLED是当施加有电场时依赖于有机薄膜的发光的电光元件。控制穿过OLED的电流电平提供各颜色灰度级。因此，使用OLED作为电光元件的显示设备在每个像素中具有包括驱动晶体管和电容器的像素电路。该驱动晶体管控制流过OLED的电流量。电容器保持驱动晶体管的控制电压。
到现在已经提出了各种类型的像素电路。
在提出的各类型的电路中主要的是具有4个晶体管(4T)和1个电容器(1C)的4T1C像素电路、4T2C、5T1C和3T1C像素电路。
所有的上述像素电路设计来避免由晶体管特性变化产生的图像质量劣化。各晶体管由TFT(薄膜晶体管)制成。这些电路旨在只要数据电压恒定就维持像素电路中的驱动电流恒定，因而提供遍及屏幕的改进的一致性(亮度一致性)。适于根据输入视频信号的数据电势控制电流量的驱动晶体管的特性变化直接影响OLED的发光亮度，特别当该OLED连接到像素电路中的电源时。
驱动晶体管的所有特性变化最大的是阈值电压的特性变化。必须校正驱动晶体管的栅极-源极电压，以便抵消源自驱动电流的驱动晶体管的阈值电压变化的影响。该校正将在下文称为“阈值电压校正或迁移率校正”。
此外，假设将执行阈值电压校正，如果校正栅极-源极电压以便抵消驱动能力分量(典型地称为迁移率)的影响，则可以实现进一步改进的一致性。该分量通过从驱动晶体管的电流驱动能力减去导致阈值变化的分量和其它因素获得。驱动能力分量的校正将在下文称为“迁移率校正”。
驱动晶体管的阈值电压和迁移率的校正在例如日本专利公开No.2006-215213(下文称为专利文献1)中详细描述。
发明内容
如在专利文献1中所述，发光二极管(有机EL元件)必须被反向偏置，以便在依赖于像素电路配置的阈值电压和迁移率校正期间不发光。在此情况下，当显示从一个屏幕改变到另一个屏幕时，遍及屏幕的亮度有时经历瞬时变化。该变化将在下文称为“闪烁现象”，因为该现象在屏幕瞬时发光方面特别地显著。
本实施例涉及能够避免或抑制遍及屏幕的亮度的瞬时变化(闪烁现象)的自发光显示设备和其驱动方法。
根据本发明的实施例(第一实施例)的自发光显示设备具有像素电路和适于驱动所述像素电路的驱动电路。每个所述像素电路包括发光二极管、连接到所述发光二极管的驱动电流路径的驱动晶体管、以及耦合到所述驱动晶体管的控制节点的保持电容器。
在所述发光二极管发光前对所述驱动晶体管执行阈值电压和迁移率校正的时段期间，在所述发光二极管处于不发光状态的情况下，所述驱动电路执行驱动晶体管的初步阈值电压校正(伪(dummy)Vth校正)。接下来，所述驱动电路在恒定时段通过反向偏置所述发光二极管并且初始化由所述保持电容器保持的电压执行恒定时段的校正准备。所述驱动电路在所述校正准备后执行实际阈值电压校正和所述迁移率校正。
根据本发明的另一实施例(第二实施例)的自发光显示设备除了所述第一实施例的特征外还具有以下特征。
也就是说，根据所述第二实施例的所述自发光显示设备包括像素阵列。所述像素阵列包括以矩阵形式安排的多个像素电路。所述多个像素电路的每个包括适于采样数据电势并且将所述电势馈送到所述控制节点的采样晶体管。在所述采样晶体管截止的情况下，所述驱动电路通过从与所述发光二极管连接到其的节点相对的节点移除电源电压连接，设置所述发光二极管为反向偏置状态。接下来，所述驱动电路执行伪Vth校正，跟随的是所述校正准备。在所述校正准备后，所述驱动电路执行所述实际阈值电压校正和迁移率校正。在所述校正准备中，在所有屏幕显示时段中移除所述电源电压连接期间的时间段是恒定的，为所述像素阵列的每个像素行确定每个所述时间段。
根据本发明的另一实施例(第三实施例)的自发光显示设备除了所述第二实施例的特征外还具有以下特征。
也就是说，在根据所述第三实施例的所述自发光显示设备中，所述驱动电路通过开始反向偏置状态设置，在紧接在前的另一屏幕显示时段内可变地控制发光的结束。
根据本发明的另一实施例(第四实施例)的自发光显示设备除了所述第一实施例的特征外还具有以下特征。
也就是说，根据所述第四实施例的所述自发光显示设备的所述驱动电路执行所述不发光状态设置和适于使得所述保持电容器保持等于所述驱动晶体管的阈值电压的电压的阈值电压校正(伪Vth校正)。在发光二极管反向偏置的情况下，所述驱动电路在恒定时段内执行所述实际阈值电压校正和迁移率校正。所述迁移率校正根据所述驱动二极管的驱动能力通过将数据电势写入到控制节点，调整由所述保持电容器保持的电压。结果，所述发光二极管被正向偏置以便根据所述数据电压发光。
将不给出根据本发明的其它实施例(第五和第六实施例)的自发光显示设备的特别详细的描述。然而，根据第五和第六实施例的自发光显示设备表示经由对信号和控制线的电平特别控制的第一到第四实施例。
根据本发明的另一实施例(第七实施例)的自发光显示设备的驱动方法是具有像素电路的自发光显示设备的驱动方法。每个所述像素电路包括发光二极管、连接到所述发光二极管的驱动电流路径的驱动晶体管、以及耦合到所述驱动晶体管的控制节点的保持电容器。所述驱动方法包括设置所述发光二极管为不发光状态的不发光设置步骤。所述驱动方法还包括执行所述驱动晶体管的初步阈值电压校正的伪Vth校正步骤。所述驱动方法还包括反向偏置所述发光二极管并且初始化由所述保持电容器保持的电压的校正准备步骤。所述驱动方法还包括执行所述驱动晶体管的阈值电压校正的实际阈值电压校正步骤。所述驱动方法还包括通过写入数据电势到所述像素电路执行所述驱动晶体管的迁移率校正的迁移率校正步骤。所述驱动方法还包括正向偏置所述发光二极管以便根据写入的数据电势发光的发光设置步骤。
根据本发明的另一个实施例(第八实施例)的自发光显示设备的驱动方法除了所述第七实施例的特征外还具有以下特征。
也就是说，根据第八实施例的自发光显示设备的驱动方法按顺序执行所述伪Vth校正步骤、校正准备步骤、实际阈值电压校正步骤、迁移率校正步骤、发光设置步骤和不发光设置步骤。所述驱动方法执行上面的各步骤，以便适合为像素阵列的每个像素行确定的行显示时段，在所述像素阵列中以矩阵形式安排所述像素电路。
根据本发明的另一个实施例(第九实施例)的自发光显示设备的驱动方法除了所述第七实施例的特征外还具有以下特征。
也就是说，根据第九实施例的自发光显示设备的驱动方法按顺序执行所述校正准备步骤、实际阈值电压校正步骤、迁移率校正步骤、发光设置步骤、伪Vth校正步骤和不发光设置步骤。所述驱动方法执行上面的各步骤，以便适合为像素阵列的每个像素行确定的行显示时段，在所述像素阵列中以矩阵形式安排所述像素电路。
根据本发明的另一个实施例(第十实施例)的自发光显示设备的驱动方法除了所述第七实施例的特征外还具有以下特征。
也就是说，在由根据第十实施例的自发光显示设备的驱动方法执行的所述校正准备步骤中，在所有的屏幕显示时段中在其期间设置反向偏置状态的时间段是恒定的。
顺便提及，本实施例的发明人等已经从之前提到的“闪烁现象”的原因的分析中发现：该现象与发光二极管(例如，有机EL元件)的反向偏置时段的长度有关。
关于有机EL元件的反向偏置，专利文献1描述用5T1C像素电路中的反向偏置的有机发光二极管OLED(有机EL元件)执行阈值电压校正的控制(参照专利文献1的第一和第二实施例，例如参照第一实施例的第0046段)。尽管因为专利文献1只关注单个像素的驱动所以在其中没有描述，但是有机EL元件的反向偏置从前一屏幕显示时段(1F)中的发光的结尾开始，并且在跟随实际有机EL显示中的校正时段的下一次发光取消。因此，反向偏置的长度(开始)依赖于有机EL元件的发光激活时段的长度，并且有时改变。
如果流过有机EL元件的电流量过度增加，则有机EL元件由于长期变化经历其特性的劣化。该特性劣化可以通过之前提及的阈值电压和迁移率校正补偿(校正)到一定程度。然而，过度劣化的完全校正是不可能的。因此，特性劣化越小，校正越好。结果，为了增加发光亮度，可以延长发光激活时段(脉冲占空比可以被控制)而不是增加驱动电流量。
此外，如果屏幕的周围环境亮，那么考虑到前述校正的限制，可以延长发光激活时段以便使得屏幕容易观看。此外，当减少亮度以符合对较低功耗的要求时，可以较少发光时间而不减少驱动电流量。
在通过改变平均像素发光亮度改变屏幕亮度时，在屏幕改变期间观察到“闪烁现象”。因此，该“闪烁现象”依赖于反向偏置时段的长度而不同地显示它自身。源于此观点，本实施例的发明人等已经得到结论：当发光二极管(例如，有机EL元件)反向偏置时，所述二极管的等效电容随着时间变化，并且该变化影响校正的精度，并且最终改变遍及屏幕的亮度。
应该注意，发光二极管的不发光设置(如果所述二极管发光则停止发光)典型地通过设置发光二极管到反向偏置状态来执行。然而，可以例如通过不施加偏置而不是反向偏置发光二极管来进行不发光设置。
因此，在本发明的上述第一到第十实施例中，用处于发光二极管的不发光设置操作(如所述二极管发光，则停止发光(如反向偏置状态设置))和用于校正准备的反向偏置状态设置之间的不发光状态的发光二极管执行驱动晶体管的初步阈值电压校正(伪Vth校正)。这提供了跟随伪Vth校正的恒定的反向偏置设置时段(典型的校正准备时段)。类似于按照对之后执行的实际阈值电压校正的控制，设计伪Vth校正来使得保持电容器保持阈值电压。然而，在伪Vth校正后初始化由保持电容器保持的电压(校正准备)。这使得由伪Vth校正执行的阈值电压校正无效(伪Vth校正对实际阈值电压校正没有贡献)。伪Vth校正用于确定在初始化期间执行的反向偏置的开始点。因而，再次执行恒定时段的初始化。
如果保持电压的初始化时段(即，反向偏置设置时段)是恒定的，则可以使用更特定的控制方法，如从驱动晶体管移除电源电压连接恒定的时段(第二实施例)。此外，假设当用反向偏置的发光二极管在恒定时段执行保持电压初始化、实际阈值电压校正和迁移率校正时，实际阈值电压校正和迁移率校正可以分别设置到恒定时段(第四实施例)，在保持电压初始化期间的反向偏置设置时段也将是恒定的。
应该注意，在如第四实施例的情况下，发光二极管可以在伪Vth校正时段期间是反向偏置的。然而，到所述二极管的电极之一的电荷转移在伪Vth校正期间发生。这暂时使所述二极管减轻直到该点已经施加的电压力(electrical stress)，重置放电二极管的多数等效电容。结果，发光二极管的等效电容的变化实际从伪Vth校正的结尾再次开始，所述变化与迁移率校正的精度有关并且由电压力造成。因为发光二极管在恒定时段经历该压力，所以这提供改进的校正精度。
如果像素阵列具有以矩阵形式安排的多个像素阵列，并且如果为每个像素行确定屏幕显示时段，那么驱动电路可以通过开始不发光设置，在紧接在前的另一屏幕显示时段内可变地控制发光的结束(第三实施例)。在本实施例中，不发光设置从另一屏幕显示时段中的发光的结束开始。如果通过反向偏置设置执行不发光设置，那么反向偏置状态设置时段依赖于发光何时结束而变化。然而，如在另一个实施例中，反向偏置设置在伪Vth校正时段后再次(或首次)执行。这提供恒定的有效反向偏置设置时段。有效的反向偏置设置时段与实际阈值电压校正和迁移率校正的精度相关。
本实施例提供紧接在阈值电压或迁移率校之前的有效恒定的反向偏置设置时段，因而确保同一数据电压输入的不同像素之间大约恒定的发光强度，并且有效地避免或抑制所谓的闪烁现象。
附图说明
图1是图示根据本发明各实施例的有机EL显示的主要组件的示例的方块图；
图2是包括根据本发明各实施例的像素电路的基本配置的方块图；
图3是图示示出有机发光二极管的特性的曲线图和等式的图；
图4A到4E是图示根据本发明各实施例的显示控制中的各种信号和电压的波形的时序图；
图5A到5C是直到发光禁止(disabled)时段的操作的说明图；
图6A和6B是直到伪Vth校正结束前的操作的说明图；
图7A和7B是直到初始化时段的操作的说明图；
图8A和8B是直到发光激活(enabled)时段的操作的说明图；
图9A到9C是校正效果的说明图；
图10A到10E涉及本发明的各实施例的比较示例，并且是图示显示控制中的各种信号和电压的波形的时序图；
图11A和11B是图示用于闪烁现象的描述的信号波形和发光强度的变化的时序图；以及
图12A到12E涉及本发明的各实施例的修改示例1，并且是图示显示控制中的各种信号和电压的波形的时序图。
具体实施方式
参照各附图，以具有2T1C像素电路的有机EL显示作为示例，下面将描述本发明的各优选实施例。
<总的配置>
图1图示根据本发明各实施例的有机EL显示的主要组件的示例。
图1中所示的有机EL显示1包括像素阵列2。像素阵列2具有以矩阵形式安排的多个像素电路(PXLC)3(i，j)。有机EL显示1还包括适于驱动像素阵列2的垂直驱动电路(V.扫描器)4和水平驱动电路(H.选择器：HSEL)。
根据像素电路3的配置提供多个V.扫描器4。这里，V.扫描器包括水平像素线驱动电路(驱动扫描)41和写入信号扫描电路(写入扫描)42。V.扫描器4和H.选择器5是“驱动电路”的一部分。除了V.扫描器4和H.选择器5外，“驱动电路”还包括适于提供时钟信号到V.扫描器4和H.选择器5的电路、控制电路(例如，CPU)和其它未示出的电路。
图1中示出的像素电路的参考标号3(i，j)意味着每个电路具有垂直地址i(i＝1或2)和水平地址j(j＝1、2或3)。这些地址“i”和“j”取1或更大的整数值，它们的最大值分别是“n”和“m”。这里，为了简化附图显示其中n＝2并且m＝3的情况。
该地址符号应用到下文中给出的描述和附图中的像素电路中的各元件、信号、信号线和电压。
像素电路3(1，1)和3(2，1)连接到在垂直方向上运行(running)的视频信号线DTL(1)。类似地，像素电路3(1，2)和3(2，2)连接到在垂直方向上运行的视频信号线DTL(2)。像素电路3(1，3)和3(2，3)连接到在垂直方向上运行的视频信号线DTL(3)。视频信号线DTL(1)到DTL(3)由H.选择器5驱动。
第一行的像素电路3(1，1)、3(1，2)和3(1，3)连接到写入扫描线WSL(1)。类似地，第二行的像素电路3(2，1)、3(2，2)和3(2，3)连接到写入扫描线WSL(2)。写入扫描线WSL(1)和WSL(2)由写入信号扫描电路42驱动。
此外，第一行的像素电路3(1，1)、3(1，2)和3(1，3)连接到电源扫描线DSL(1)。类似地，第二行的像素电路3(2，1)、3(2，2)和3(2，3)连接到电源扫描线DSL(2)。电源扫描线DSL(1)和DSL(2)由水平像素线驱动电路41驱动。
包括视频信号线DTL(1)到DTL(3)的m条视频信号线的任一条在下文将由参考标号DTL(j)表示。类似地，包括写入扫描线WSL(1)和WSL(2)的n条写入扫描线的任一在下文将由参考标号WSL(i)表示，而包括电源扫描线DSL(1)和DSL(2)的n条电源扫描线的任一由参考标号DSL(i)表示。
在本实施例中可以使用线顺序驱动或点顺序驱动。在线顺序驱动中，视频信号同时提供到显示像素行中的全部视频信号线DTL(j)(也称为显示线)。在点顺序驱动中，视频信号一个接一个地提供到视频信号线DTL(j)。
<像素电路>
在图2中图示像素电路3(i，j)的配置示例。
图2中图示的像素电路3(i，j)控制有机发光二极管OLED。除了有机发光二极管OLED外，像素电路包括驱动晶体管Md、采样晶体管Ms和保持晶体管Cs。驱动晶体管Md和采样晶体管Ms每个包括NMOS TFT。
在顶部发射显示的情况下，有机发光二极管OLED如下形成，尽管其配置没有具体图示。首先，在由例如透明玻璃制成的衬底上形成的TFT结构上形成阳极电极。接下来，通过顺序地层叠空穴传输层、发光层、电子传输层和电子注入层和其它层，在阳极电极上形成构成有机多层膜的分层体。最后，在该分层体上形成包括透明电极材料的阴极电极。阳极电极连接到正电源，而阴极电极连接到负电源。
如果在有机发光二极管OLED的阳极和阴极电极之间施加适于产生预定电场的偏置电压，那么当注入电子和空穴在发光层中复合(recombine)时有机多层膜发光。如果适当地选择构成该有机多层膜的有机物质，那么有机发光二极管OLED可以发射红(R)、绿(G)和蓝(B)光的任一。因此，通过在每行中安排各像素使得每个像素可以发射RGB光，可以实现彩色图像的显示。可替代地，通过使用白光发光有机物质，可以通过滤色进行R、G和B之间的区分。可替代地，可以替代地使用四种颜色，即，R、G、B和W(白)。
驱动晶体管Md用作适于控制流过有机发光二极管OLED的电流量以便确定显示灰度级的电流控制部分。
驱动晶体管Md使其漏极连接到适于控制源极电压VDD的供应的电源扫描线DSL(i)。所述晶体管Md使其源极连接到有机发光二极管OLED的阳极。
采样晶体管Ms连接在数据电势Vsig的供应线(视频信号线DTL(j))和驱动晶体管Md的栅极(控制节点NDc)之间。数据电势Vsig确定像素灰度级。所述晶体管Ms使其源极和漏极之一连接到驱动晶体管Md的栅极(控制节点NDc)，而其另一个连接到视频信号线DTL(j)。具有数据电势Vsig的数据脉冲以预定间隔从H.选择器5(参照图1)提供到视频信号线DTL(j)。采样晶体管Ms在数据电势供应时段期间(数据脉冲持续时间)以适当的时序采样具有要由像素电路显示的电平的数据。完成该过程以消除在转换(transition)时段期间不稳定的电平对显示图像的不利影响。该电平在具有希望的数据电压Vsig的要采样的数据脉冲的前沿和后沿是不稳定的。
保持电容器Cs连接在驱动晶体管Md的栅极和源极(有机发光二极管OLED的阳极)之间。保持电容器Cs的作用将在下面将给出的操作的描述中阐明。
在图2中，电源驱动脉冲DS(i)通过水平像素线驱动电路41提供到驱动晶体管Md的漏极。电源驱动脉冲DS(i)具有高电势Vcc_H和低电势Vcc_L，峰值电压等于源极电压VDD。在驱动晶体管Md的校正和有机发光二极管OLED的发光期间供电。
此外，具有相对短的持续时间的写入驱动脉冲WS(i)从写入信号扫描电路42提供到采样晶体管Ms的栅极，因而允许控制采样。
应该注意，通过在驱动晶体管Md的漏极和源极电压VDD的供应线之间插入另一个晶体管、并且通过水平像素线驱动电路41控制插入的晶体管的栅极，可以可替代地控制电源的供应(参照之后将描述的修改示例)。
在图2中，有机发光二极管OLED使其阳极经由驱动晶体管Md从正电源提供有源极电压VDD，而使其阴极连接到适于提供阴极电势Vcath的预定电源线(负电源线)。
像素电路中的所有晶体管通常由TFT形成。用来形成TFT沟道的薄膜半导体由包括多晶硅和无定形硅的半导体材料制成。多晶硅TFT可以具有高迁移率但是其特性显著变化，这使得这些TFT不适用于大屏幕显示设备。因此，无定形TFT典型地用在具有大屏幕的显示设备中。然而，应该注意，P沟道TFT难以用无定形硅TFT形成。结果，N沟道TFT应该优选地用于全部TFT，如在像素电路3(i，j)中。
这里，上述像素电路3(i，j)是适于本实施例的像素电路的示例，即具有2个晶体管(2T)和一个电容器(1C)的2T1C像素电路的基本配置的示例。因此，除了像素电路3(i，j)的基本配置外，可以用在本实施例中的像素电路可以具有额外的晶体管和/或电容器(参照之后给出的修改示例)。在一些具有该基本配置的像素电路中，保持电容器Cs连接在源极电压VDD的供应线和驱动晶体管Md的栅极之间。
更具体地，将在之后给出的修改示例中简要描述不同于2T1C像素电路的若干像素电路。这种电路可以是4T1C、4T2C、5T1C和3T1C像素电路的任一。
在如图2所示的配置的像素电路中，在阈值电压或迁移率校正期间，反向偏置有机发光二极管OLED提供充分大于保持电容器Cs的电容的等效电容。结果，所述二极管OLED的阳极可能大约固定，因而确保改进的校正精度。因此，应该优选地用反向偏置的所述二极管OLED执行校正。
阴极连接到预定电压线而不是连接到地(将阴极电势Vcath接地)，以便反向偏置有机发光二极管OLED。增加阴极电势Vcath大于例如电源驱动脉冲DS(i)的参考电势(低电势Vcc_L)，以便反向偏置所述二极管OLED。
<显示控制>
将与阈值电压和迁移率校正操作一起描述在数据写入期间在图2中示出的电路的操作。这系列操作将被称为“显示控制”。
首先将给出将被校正的驱动晶体管的特性和有机发光二极管OLED的特性。
保持电容器Cs耦合到图2中示出的驱动晶体管Md的控制节点NDc。通过视频信号DTL(j)传输的数据脉冲的数据电势Vsig由采样晶体管Ms采样。获得的数据电势施加到控制节点NDc并且由保持电容器Cs保持。当施加预定数据电势到驱动晶体管Md的栅极时，所述晶体管Md的漏极电流Ids由栅极-源极电压Vgs确定，所述栅极-源极电压Vgs的电平与施加的电势相称(commensurate)。
这里，驱动晶体管Md的源极电势Vs在采样之前初始化为数据脉冲的参考电势(参考数据电势Vo)。漏极电流Ids流过驱动晶体管Md。所述电流Ids与由采样后数据电势Vsig(更精确地，通过参考数据电势Vo和数据电势Vsig之间的电势差)确定的数据电势Vin的大小相称。漏极电流Ids大约地用作有机发光二极管OLED的驱动电流Id。
这里，当驱动晶体管Md的源极电势Vs初始化为参考数据电势Vo时，有机发光二极管OLED将以与数据电势Vsig相称的亮度发光。
图3图示有机发光二极管OLED的I-V特性图和驱动晶体管Md的漏极电流Ids的典型等式(大约地对应于有机发光二极管OLED的驱动电流Id)。
有机发光二极管OLED的I-V特性如图3所示由于长期变化而改变。此时，尽管图2中示出的像素电路中的驱动晶体管Md试图通过恒定的漏极电流Ids，但是因为施加到所述二极管OLED的电压增加，所以有机发光二极管OLED的源极电压Vs将升高，如从图3的曲线显而易见。此时，驱动晶体管的栅极正浮置。因此，栅极电势将随着源极电势的增加而增加，以便维持栅极-源极电压Vgs大约地恒定。这用于维持有机发光二极管OLED的发光亮度不变。
然而，不同像素电路之间的驱动晶体管Md的阈值电压Vth和迁移率μ是不同的。根据图3中的等式，这导致漏极电流的变化。结果，如果显示屏幕两个像素提供有相同的数据电势Vsig，则两个像素之间的发光亮度是不同的。
在图3示出的等式中，参考标号Ids表示从工作在饱和区域的驱动晶体管Md的漏极流到源极的电流。此外，在驱动晶体管Md中，参考标号Vth表示阈值电压，μ表示迁移率，W表示有效沟道宽度(有效栅极宽度)，而L表示有效沟道长度(有效栅极长度)。此外，参考标号Cox表示驱动晶体管Md的单位栅极电容，即，每单位面积的栅极氧化物膜电容与源极/漏极和栅极之间的边缘电容的和。
具有N沟道驱动晶体管Md的像素电路是有利的，由于其提供了高驱动能力并且允许制造工艺的简化。然而，为了抑制阈值电压Vth和迁移率μ的变化，在设置发光激活偏置前必须校正阈值电压Vth和迁移率μ。
图4A到4E是图示显示控制期间各种信号和电压的波形的时序图。在该显示控制中，数据逐行地顺序写入。图4A到4E图示这样的情况，其中数据写入到第一行(显示线)的像素电路3(1，j)并且对场F(1)中的显示线或第一行执行显示控制。应该注意，图4A到4E图示在前一场F(0)中执行的部分控制(禁止发光的控制)。
图4A是视频信号Ssig的波形图。图4B是提供到要写入数据的显示线的写入驱动脉冲WS的波形图。图4C是提供到要写入数据的显示线的电源驱动脉冲DS的波形图。图4D是属于要写入数据的显示线的像素电路3(1，j)中的驱动晶体管Md的栅极电压Vg(控制节点NDc)的波形图。图4E是属于要写入数据的显示线的像素电路3(1，j)中的驱动晶体管Md的源极电压Vs(有机发光二极管OLED的阳极电势)的波形图。
[各时段的定义]
如图4A的顶部所示，处理转换如下。也就是说，用于一场(或帧)前的屏幕的发光激活时段(LM(0))按时间顺序跟随有：用于在前屏幕的发光禁止时段(LM-STOP)、适于执行伪Vth校正的伪Vth校正时段(VTC0)、适于执行校正准备的初始化时段(INT)、适于执行实际阈值电压校正的阈值电压校正时段(VTC)、用于第一行中的像素电路3(1，j)的写入和迁移率校正时段(W&μ)和发光激活时段(LM(1))。
[驱动脉冲的概述]
在图4A到4E中，时间在合适的地方由参考标号T0C、T0D、T10、T11、...、T19、T1A、T1B、...、和T1D指示。时间T0C和T0D与场F(0)相关联。时间T10到T1D与场F(1)相关联。
如图4B所示，写入驱动脉冲WS包含预定数目的采样脉冲SP0到SPe，该采样脉冲在低电平无效(inactive)而在高电平有效(active)。采样脉冲SP0和SP1以恒定间隔出现。然而，没有采样脉冲出现在采样脉冲SP1和SPe之间。在三个采样脉冲中，只有采样脉冲SP1与之后出现的写入脉冲WP重叠。如上所述，写入驱动脉冲WS包括采样脉冲SP0到SPe和写入脉冲WP。
将视频信号Ssig提供到m(几百到一千几百)条视频信号线DTL(j)(参照图1和2)。所述信号Ssig同时提供到线顺序显示的m条视频信号线DTL(j)。如图4A中所示，反映在视频信号Ssig的采样后获得的数据电压的信号大小Vin对应于相对于参考数据电势Vo的视频信号脉冲PP的峰值。信号大小Vin将在下文称为数据电压Vin。
在图4A示出的两个视频信号脉冲PP(2)和PP(1)中，在时间上与写入脉冲WP重合的信号脉冲PP(1)基本用于第一行。相对于参考电势Vo的视频信号脉冲PP(1)的峰值对应于要通过图4A到4E示出的显示控制显示(写入)的灰度级，即数据电势Vin。该灰度级(＝Vin)在第一行的各像素间可以是相同的(单色模式中)。然而，典型地，根据显示像素行的灰度级，该灰度级是不同的。
图4A到4E旨在主要描述第一行中的单个像素的操作。然而，除了各像素间的显示灰度级可能不同外，所述行中的其它像素的驱动本身与图4A到4E所示的该单个像素的驱动平行地和具有时间偏移地控制。
如图4C所示，从时间T0C到伪Vth校正时段(VTC0)的开始(时间T10)，提供到驱动晶体管Md的电源驱动脉冲DS维持在无效的低电平，即，低电势Vcc_L。所述脉冲DS几乎与伪Vth校正时段(VTC0)的开始(时间T10)同时地改变为有效的高电平(即，高电势Vcc_H)。所述脉冲DS维持在高电势Vcc_H直到伪Vth校正时段(VTC0)的结束(时间T13)。在从此时开始的初始化时段期间(INT，时间T13到T16)，电源驱动脉冲DS再次变回低电势Vcc_L。所述脉冲DS在时间T16改变到高电势Vcc_H，并且保持在该电平直到发光激活时段(LM(1))的结束。
在本实施例的显示控制中，提供了伪Vth校正时段(VTC0)。从另一个观点看来，在电源驱动脉冲DS处于低电势Vcc_L期间的发光禁止时段(LM-STOP)和初始化时段(INT)，由插入其中的伪Vth校正时段(VTC0)在时间上相互分隔。
在其中电源驱动脉冲DS维持在低电势Vcc_L的发光禁止时段(LM-STOP)期间，最后的采样脉冲SPe从低电平改变为高电平。另一方面，在其中电源驱动脉冲DS维持在低电势Vcc_L的初始化时段(INT)期间，采样脉冲SP1从低电平改变为高电平。通过跟随初始化时段(INT)的时段，所述脉冲SP1从高电平中途改变为低电平，在此时段内电源驱动脉冲DS维持在高电势Vcc_H。
应该注意，尽管没有具体图示，写入驱动脉冲WS和电源驱动脉冲DS顺序地施加到第2行(第2行中的像素3(2，j))和第3行(第3行中的像素3(3，j))，例如，具有一个水平时间间隔的延迟。
因此，在对某一行执行“阈值电压校正”和“写入和迁移率校正”的同时，对前一行执行“伪Vth校正”或“初始化”。结果，就涉及的“阈值电压校正”和“写入和迁移率校正”而言，这些处理以无缝的方式逐行地执行。这不产生无用的时段。
接下来将给出图4D和4E示出的驱动晶体管Md的源极和栅极电势的变化和对于图4A示出的每个时段源自这些变化的操作。
应该注意，将与图2一起参照图5A到8B中示出的第一行中的像素3(1，j)的操作的说明图。
[前一屏幕的发光激活时段(LM(0))]
对于第一行中的像素3(1，j)，如图4B所示，在早于时间T0C的场F(0)(下文也称为前一屏幕)的发光激活时段(LM(0))期间，写入驱动脉冲WS处于低电平。结果，采样晶体管Ms截止。此时，另一方面，如图4C所示，电源驱动脉冲DS处于高电势Vcc_H。
如图5A所示，通过前一屏幕的数据写入操作，数据电压Vin0提供到驱动晶体管Md的栅极，并且由其保持。我们假设此时有机发光二极管OLED以与数据电压Vin0相称的亮度发光。驱动晶体管Md设计为工作在饱和区。因此，流过有机发光二极管OLED的驱动电流Id(＝Ids)根据由保持电容器Cs保持的驱动晶体管Md的栅极-源极电压Vgs，取由图3中示出等式计算的值。
[发光禁止时段(LM-STOP)]
发光禁止处理在图4A到4E示出的时间T0C开始。
如图4C所示，在时间T0C，水平像素线驱动电路41(参照图2)将电源驱动脉冲DS从高电势Vcc_H改变为低电势Vcc_C。在驱动晶体管Md中，已经用作漏极的节点的电势急剧地下拉到低电势Vcc_C。结果，源极和漏极之间电势的关系反转。因此，已经用作漏极的节点用作源极，而已经用作源极的节点用作漏极以便从漏极放电电荷(在图5中参考标号Vs保持不变为源极电势)。
因此，如图5B所示，以与前一漏极电流Ids相反方向流动的漏极电流Ids流经驱动晶体管Md。
如图4E所示，当发光禁止时段(LM-STOP)开始时，驱动晶体管Md的源极(实际操作中的漏极)从时间T0C急剧地放电，使得源极电势Vs下降到接近低电势Vcc_L。因为采样晶体管Ms的栅极浮置，所以栅极电势Vg将随着源极电势Vs的下降而下降。
此时，如果低电势Vcc_L小于有机发光二极管OLED的发光阈值电压Vth_oled.和阴极电势Vcath的和(即，Vcc_L＜Vth_oled.+Vcath)，那么有机发光二极管OLED将停止发光。
接下来，在时间T0D，写入信号扫描电路42(参照图2)将写入扫描线WSL(1)的电势从低电平改变到高电平，并且提供产生的采样脉冲SP0到采样晶体管Ms的栅极。
经过时间T0D，视频信号Ssig的电势改变到参考数据电势Vo。因此，采样晶体管Ms采样视频信号Ssig的参考数据电势Vo，以便传输采样后参考数据电势Vo到驱动晶体管Md的栅极。
如图4D和4E所示，该采样操作使得栅极电势Vg收敛为参考数据电势Vo，并且结果使得源极电势Vs收敛为低电势Vcc_L。
这里，参考数据电势Vo是低于电源驱动脉冲DS的高电势Vcc_H并且高于其低电势Vcc_L的预定电势。
该采样操作与将在之后描述的初始化相同。在本实施例中，采样操作不需要必须执行初始化。而是采样操作只需要使电势降低到可以开始下一个伪Vth校正的电平。
在初始化的情况下，设置电源驱动脉冲DS的低电势Vcc_L，使得驱动晶体管Md的栅极-源极电压Vgs等于或大于所述晶体管Md的阈值电压Vth。更具体地，如图5C所示，当将栅极电势Vg拉到参考数据电势Vo时，源极电势Vs将等于电源驱动脉冲DS的低电势Vcc_L，使得由保持晶体管Cs保持的电压降到Vo-Vcc_L的值。该保持的电压Vo-Vcc_L正是栅极-源极电压Vgs。除非所述电压Vgs大于驱动晶体管Md的阈值电压Vth，否则之后不能执行阈值电压校正操作。结果，建立电势关系使得Vo-Vcc_L＞Vth。
如4B中示出的最后的采样脉冲SP0在时间T0D后的足够的时间量内结束，使得采样晶体管Ms暂时截止。
之后，场F(1)的处理将在时间T10开始。
[伪Vth校正时段(VTC0)]
在时间T10，在采样晶体管导通的情况下，第一采样脉冲SP处于高电平。在此条件下，在时间T10，电源驱动脉冲DS的电势从低电势Vcc_L变为高电势Vcc_H，开始伪Vth校正时段(VTC0)。
紧接在伪Vth校正时段(VTC0)开始(时间T10)前，导通的采样晶体管Ms正采样参考数据电势Vo。因此，如图6A所示，驱动晶体管Md的栅极电势Vg电固定在恒定的参考数据电势Vo。
在此情况下，当电源驱动脉冲DS的电势在时间T10从低电势Vcc_L变为高电势Vcc_H时，在驱动晶体管Md的源极和漏极之间施加对应于电源驱动脉冲DS的峰值的电压。这使得漏极电流Ids从电源流过所述晶体管Md。
如图4E所示，漏极电流Ids充电驱动晶体管Md的源极，使得所述晶体管Md的源极电势Vs上升。因此，直到此时已经取Vo-Vcc_L值的驱动晶体管Md的栅极-源极电压Vgs(由保持电容器Cs保持的电压)逐渐降低(参照图6A)。
如图4E所示，如果栅极-源极电压Vgs迅速下降，那么在伪Vth校正时段(VTC0)内源极电势Vs的增加将饱和。因为作为源极电势的增加的结果驱动晶体管Md进入截止，所以出现该饱和。因此，栅极-源极电压Vgs(由保持电容器Cs保持的电压)收敛为大约等于驱动晶体管Md的阈值电压Vth的值。
应该注意，在图6A示出的操作中，流经驱动晶体管Md的漏极电流Ids不但充电保持电容器Cs的电极之一，而且充电有机发光二极管OLED的电容Coled.。此时，假设有机发光二极管OLED的电容Coled.足够大于保持电容器Cs的电容，几乎所有漏极电流Ids将用来充电保持电容器Cs。在此情况下，栅极-源极电压Vgs大约收敛于与阈值电压Vth相同的值。
为了确保阈值电压校正的精度，有机发光二极管OLED应该优选地被反向偏置，以便增加电容Coled.到足够大的程度。然而，这里不需要精确的阈值电压校正。因此，不是绝对地需要反向偏置有机发光二极管OLED。然而，应该注意，确定阴极电势Vcath来肯定地确保所述二极管OLED熄灭(go out)。
伪Vth校正时段(VTC0)在时间T13结束。然而，写入驱动脉冲WS在时间T13之前的时间T11无效，使得采样脉冲SP0结束。如图6B所示，这截止采样晶体管Ms，使得驱动晶体管Md的栅极浮置。此时，栅极电势Vg维持在参考数据电势Vo。
对于采样脉冲SP0在时间T11结束后并且直到施加下一个采样脉冲SP1的时间段(时间T11到T15)，需要等待视频信号脉冲PP(2)通过。需要所述脉冲PP(2)来写入数据到第二行。
[初始化时段(INT)]
在采样晶体管Ms截止的情况下，本实施例将电源驱动脉冲DS从高电势Vcc_H变到低电势Vcc_L，因而开始初始化时段(INT)。
如图7A所示，在初始化中，电源驱动脉冲DS处于低电势Vcc_L。驱动晶体管Md的源极和漏极的作用以与在发光禁止时段(LM-STOP)期间的放电相同的方式互换。这导通驱动晶体管Md，放电源极(实际的漏极)的电荷，并且使得源极电势Vs迅速地下降接近于低电势Vcc_L。
正浮置的栅极的电势(Vg)随着源极电势Vs的下降而下降。此时，源极电势Vs的下降将不自动转换为栅极电势Vg的减少。相反，与预定电容耦合率相称的源极电势Vs的部分减少将是栅极电势Vg的减少。因此，由保持电容Cs保持的电压稍微大于初始等价阈值电压。
接下来，如图4B所示，写入信号扫描电路42(参照图2)在时间T15将写入驱动脉冲WS从低电平变为高电平，并且施加采样脉冲SP1到采样晶体管Ms的栅极。
在时间T15之前的时间T14，视频信号脉冲PP(2)的施加结束，作为其结果，视频信号Ssig的电势改变为参考数据电势Vo。因此，在时间T15导通的采样晶体管Ms采样视频信号Ssig的参考数据电势Vo，以便将采样后参考数据电势Vo传输到驱动晶体管Md的栅极。
该采样操作使得栅极电势Vg收敛于参考数据电势Vo。这使得源极电势Vs暂时上升。然而，驱动晶体管Md保持导通。结果，源极电势Vs开始下降。所述电势Vs在不迟于初始化时段(INT)结束时的时间T16下降到低电势Vcc_L，截止驱动晶体管Md。
在上述初始化操作中，如在发光禁止时段(LM-STOP)期间的放电中，参考数据电势Vo是低于电源驱动脉冲DS的高电势Vcc_H而高于其低电势Vcc_L的预定电势。此外，建立电势关系使得Vo-Vcc_L＞Vth。这样做以便确保之后可以执行阈值电压校正操作。
在初始化操作中，阴极电势Vcath设置为高于低电势Vcc_L的预定电势，以便反向偏置有机发光二极管OLED。
[阈值电压校正时段(VTC)]
然后，在电源驱动脉冲DS从低电势Vcc_L变为高电势Vcc_H的时间T16，阈值电压校正时段(VTC)(即，实际阈值电压校正)将开始。在阈值电压校正时段(VTC)期间执行的该操作本身与图6A和6B示出的伪Vth校正时段(VTC0)期间执行的操作相同。
在时间T16，如图4B所示，随着采样晶体管Ms导通，第二采样脉冲SP1已经处于高电平。因此，如图6A所示，驱动晶体管Md的栅极电势Vg电固定于恒定的参考数据电势Vo。
在此情况下，当电源驱动脉冲DS在时间T16从低电势Vcc_L变为高电势Vcc_H时，在驱动晶体管Md的源极和漏极之间施加对应于电源驱动脉冲DS的峰值的电压。这导通驱动晶体管Md，使得漏极电流Ids流经所述晶体管Md。
如图4E所示，漏极电流Ids充电驱动晶体管Md的源极，使得所述晶体管Md的源极电势Vs上升。因此，直到此时已经取Vo-Vcc_L值的驱动晶体管Md的栅极-源极电压Vgs(由保持电容器Cs保持的电压)逐渐降低(参照图6A)。
如图4E所示，如果栅极-源极电压Vgs迅速下降，那么在伪Vth校正时段(VTC0)内源极电势Vs的增加将饱和。因为作为源极电势的增加的结果驱动晶体管Md进入截止，所以出现该饱和。因此，栅极-源极电压Vgs(由保持电容器Cs保持的电压)收敛为大约等于驱动晶体管Md的阈值电压Vth的值。
应该注意，在图6A示出的操作中，漏极电流Ids不但充电保持电容器Cs的电极之一，而且充电有机发光二极管OLED的电容Coled.。此时，假设有机发光二极管OLED的电容Coled.足够大于保持电容器Cs的电容，几乎所有漏极电流Ids将用来充电保持电容器Cs。在此情况下，栅极-源极电压Vgs大约收敛于与阈值电压Vth相同的值。
为了确保阈值电压校正的精度，用反向偏置的有机发光二极管OLED执行阈值电压校正。当反向偏置时，所述二极管OLED保持不发光。
阈值电压校正时段(VTC)在时间T19结束。然而，写入驱动脉冲WS在时间T19之前的时间T17无效，使得采样脉冲SP1结束。如图6B所示，这截止采样晶体管Ms，使得驱动晶体管Md的栅极浮置。此时，栅极电势Vg维持在参考数据电势Vo。
在时间T17之后并且在时间T19之前的时间T18，必须施加视频信号脉冲PP(1)，也就是说，视频信号Ssig的电势必须改变为数据电势Vsig。这样做以等待数据电势Vsig稳定，使得数据电势Vin可以在时间T19用在数据采样期间维持在预定电平的数据电势Vsig写入。因此，设置从时间T18到时间T19的时段足够长，用于数据电势的稳定。
[阈值电压校正的效果]
这里假设驱动晶体管的栅极-源极电压增加Vin，那么栅极-源极电压将是Vin+Vth。另一方面，我们考虑2个驱动晶体管，一个具有大的阈值电压Vth，而另一个具有小的阈值电压Vth。
结果具有大的阈值电压Vth的前一驱动晶体管具有大的栅极-源极电压。相反，结果具有小的阈值电压Vth的驱动晶体管具有小的栅极-源极电压。因此，就涉及的阈值电压Vth而言，如果通过校正操作抵消所述电压Vth的变化，那么所述漏极电流Ids将流经2个驱动晶体管，用于所述数据电势Vin。
在阈值电压校正时段(VTC)期间，必须确保漏极电流Ids全部消耗，用于它流入保持电容器Cs的电极之一(即，有机发光二极管OLED的电容Coled.的电极之一)，使得所述二极管OLED不导通。如果所述二极管OLED的阳极电压由Voled.表示，其发光阈值电压由Vth_oled.表示，并且其阴极电压由Vcath表示，那么必须总是保持等式“Voled.≤Vcath+Vth_oled.”，以便为了所述二极管OLED保持熄灭。
这里假设有机发光二极管OLED的阴极电势Vcath恒定处于低电势Vcc_L(例如，地电压GND)，如果发光阈值电压Vth_oled.非常大，则上面的等式可以一直保持。然而，发光阈值电压Vth_oled.由有机发光二极管OLED的制造条件确定。此外，所述电压Vth_oled.不能过分地增加以在低电压实现有效发光。因此，在本实施例中，通过设置阴极电势Vcath大于低电势Vcc_L直到阈值电压校正时段(VTC)结束，来反向偏置有机发光二极管OLED。
适于反向偏置有机发光二极管OLED的阴极电势Vcath在图4A到4E所示的时段始终保持恒定。然而，应该注意，设置阴极电势Vcath为由伪Vth校正在其抵消反向偏置的恒定电势。因此，反向偏置在当源极电势Vs大于阈值校正期间时的时间T19后抵消。在此情况下，执行迁移率校正和发光处理。然后，之后在发光禁止处理期间有机发光二极管OLED再次反向偏置。
[写入和迁移率校正时段(W&μ)]
写入和迁移率校正时段(W&μ)从时间T19开始。此时，采样晶体管Ms截止，并且驱动晶体管Md处于截止，正如它们在图6B中所示。驱动晶体管Md的栅极维持在参考数据电势Vo。源极电势Vs处于Vo-Vth，而栅极-源极电压Vgs(由保持电容器Cs保持的电压)处于Vth。
如图4B所示，在视频信号脉冲PP(1)在时间T19施加的同时，写入脉冲WP提供到采样晶体管Ms的栅极。如图8A所示，这导通了采样晶体管Ms，使得数据电压Vin提供到驱动晶体管Md的栅极。数据电压Vin是数据电势Vsig(＝Vin+Vo)和栅极电势Vg(＝Vo)之间的差。结果，栅极电势Vg等于Vo+Vin。
当栅极电势Vg增加数据电压Vin时，源极电势Vs也将与栅极电势Vg一起增加。此时，数据电压Vin不以照原样的方式传送到源极电势Vs。而是，源极电势Vs增加与电容耦合率g相称的改变率ΔVs(即，g*Vin)。这在如下等式[1]中显示。
ΔVs＝Vin(＝Vsig-Vo)×Cs/(Cs+Coled.)        [1]
这里，保持电容器Cs的电容由所述参考标号Cs表示。参考标号Coled.是有机发光二极管OLED的等效电容。
从上可知，如果不考虑迁移率校正，则变化后的源极电势Vs是Vo-Vth+g*Vin。结果，驱动晶体管Md的栅极-源极电势Vgs为(1-g)Vin+Vth。
这里将给出迁移率μ中变化的描述。
在较早执行的阈值电压校正中，每次漏极电流Ids流过，该电流事实上包含源自迁移率μ的误差。然而，因为阈值电压Vth的变化大，所以由迁移率μ导致的该误差成分没有严格讨论。此时，通过使用“上”和“下”而不是电容耦合率g简单地给出描述，以便避免迁移率变化的描述的复杂化。
另一方面，如之前所解释的，在已经以精确方式执行阈值电压校正后，阈值电压Vth由保持电容器Cs保持。当之后驱动晶体管Md导通时，漏极电流Ids将保持不变，而不管阈值电压Vth的大小。因此，如果由保持电容器Cs保持的电压(栅极-源极电压Vgs)由于阈值校正后驱动晶体管Md的导通时的驱动电流Id而改变，那么该改变ΔV(正的或负的)不但反映驱动晶体管Md的迁移率μ的变化(更精确地，在纯粹意义上，迁移率是半导体材料的物理参数)，而且反映在晶体管结构或制造工艺方面影响电流驱动能力的这些因素的综合变化。
考虑到上述内容，返回操作的描述，当在图8A中采样晶体管Ms已经导通后数据电压Vin加到栅极电势Vg时，驱动晶体管Md试图从漏极到源极通过大小与数据电压Vin(灰度级)相称的漏极电流Ids。此时，漏极电流Ids根据迁移率μ变化。结果，源极电势Vs由Vo-Vth+g*Vin+ΔV给出，其是Vo-Vth+g*Vin与源自迁移率μ的改变ΔV的和。
此时，为了有机发光二极管OLED不发光，只需要预先根据例如数据电压Vin和电容耦合率g设置阴极电势Vcath，使得满足等式Vs(＝Vo-Vth+g*Vin+ΔV)＜Vth_oled.+Vcath。
如上所述预先设置阴极电势Vcath反向偏置有机发光二极管OLED，使得所述二极管OLED为高阻抗状态。结果，有机发光二极管OLED展现简单的电容特性而不是二极管特性。
此时，只要满足等式Vs(＝Vo-Vth+g*Vin+ΔV)＜Vth_oled.+Vcath，源极电势Vs就将不超过发光阈值电压Vth_oled.和有机发光二极管OLED的阴极电势Vcath的和。因此，漏极电流Ids(驱动电流Id)用来充电作为3个电容值之和的组合电容C＝Cs+Coled.+Cgs。这些是保持电容器Cs(由所述参考标号Cs表示)的电容值、当所述二极管OLED反向偏置时有机发光二极管OLED的等效电容(由所述参考标号Coled.表示作为寄生电容)的电容值、以及驱动晶体管Md的栅极和源极之间存在的寄生电容(由Cgs表示)的电容值。这使得驱动晶体管Md的源极电势Vs上升。此时，驱动晶体管Md的阈值电压校正操作已经完成。因此，流经所述晶体管Md的漏极电流Ids反映迁移率μ。
如图4D和4E中等式(1-g)Vin+Vth-ΔV所示，就涉及的由保持电容器Cs保持的栅极-源极电压Vgs而言，在阈值电压校正后从栅极-源极电压Vgs(＝(1-g)Vin+Vth)减去加到源极电势Vs的改变ΔV。因此，改变ΔV由保持电容器Cs保持，使得施加负反馈。结果，改变ΔV在下文也将称为“反馈量”。
反馈量ΔV可以由近似等式ΔV＝t*Ids/(Coled.+Cs+Cgs)表示。从该近似等式显而易见，改变ΔV是与漏极电流Ids的改变成比例改变的参数。
从反馈量ΔV的等式可知，加到源极电势Vs的所述量ΔV依赖于漏极电流Ids的大小(该大小与数据电压Vin(即，灰度级)的大小正相关)和漏极电流Ids流动的时间段(即，迁移率校正所需的从时间T19到时间T1A的时间(t))。也就是说，灰度级越大并且时间(t)越长，反馈量ΔV越大。
因此，迁移率校正时间(t)不需要总是恒定的。相反，可以根据漏极电流Ids(灰度级)更适当地调整迁移率校正时间(t)。例如，当随着漏极电流Ids大灰度级几乎是白的时，迁移率校正时间(t)应该短。相反，当随着漏极电流Ids小灰度级几乎是黑的时，迁移率校正时间(t)应该长。这种根据灰度级的迁移率校正时间的自动调整可以例如通过预先提供具有该功能的写入信号扫描电路42实现。
[发光激活时段(LM(1))]
当写入和迁移率校正时段(W&μ)在时间T1A结束时，发光激活时段(LM(1))开始。
写入脉冲WP在时间T1A结束，截止采样晶体管Ms并且使得驱动晶体管Md的栅极浮置。
顺便提及，在发光激活时段(LM(1))前的写入和迁移率校正时段(W&μ)，驱动晶体管Md可能不总是能够通过与数据电压Vin相称的漏极电流Ids，尽管驱动晶体管Md试图这样做。该原因如下。也就是说，如果因为采样晶体管Ms导通，所以流过有机发光二极管OLED的电流水平(Id)显著地小于流过所述晶体管Md的电流水平(Ids)，那么驱动晶体管Md的栅极电压Vg固定在Vofs+Vin。源极电势Vs试图收敛为比Vofs+Vin低阈值电压Vth的电势(Vofs+Vin-Vth)。因此，不管迁移率校正时间(t)延长多长，源极电势将不超过上面的收敛点。迁移率应该通过基于收敛所要求的时间的差别监视迁移率μ的差别来校正。因此，即使提供接近最大亮度白的数据电压Vin，也实现在收敛前确定迁移率校正时间(t)的结束点。
当在发光激活时段(LM(1))已经开始后驱动晶体管Md的栅极浮置时，允许所述晶体管Md的源极电势Vs进一步上升。因此，驱动晶体管Md用来通过与提供的数据电压Vin相称的驱动电流Id。
这使得源极电势Vs(有机发光二极管OLED的阳极电势)上升。结果，如图8B所示，漏极电流Ids开始流过有机发光二极管OLED，使得所述二极管OLED发光。在开始发光后不久，驱动晶体管Md用与提供的数据电压Vin相称的漏极电流Ids饱和。当使得所述电流Ids(＝Id)为恒定水平时，有机发光二极管OLED将以与数据电压Vin相称的亮度发光。
从发光激活时段(LM(1))到使得亮度为恒定水平时发生的有机发光二极管OLED的阳极电势的增加正是驱动晶体管Md的源极电势Vs的增加。源极电势Vs的增加将由参考标号ΔVoled.表示，以代表有机发光二极管OLED的阳极电势Voled.的增加。使得驱动晶体管Md的源极电势Vs为Vo-Vth+g*Vin+ΔV+ΔVoled(参照图4E)。
另一方面，如图4D所示，因为栅极正浮置，所以栅极电势Vg增加增量ΔVoled，如源极电势Vs一样。由于漏极电流Ids饱和，所以源极电势Vs也将饱和，使得栅极电势Vg饱和。
结果，贯穿发光激活时段(LM(1))，栅极-源极电压Vgs(由保持电容器Cs保持的电压)维持在迁移率校正期间的电平((1-g)Vin+Vth-ΔV)。
在发光激活时段(LM(1))期间，驱动晶体管Md用作恒流源。结果，有机发光二极管OLED的I-V特性可以随着时间改变，改变驱动晶体管Md的源极电势Vs。
然而，由保持电容器Cs保持的电压维持在(1-g)Vin+Vth-ΔV，不管有机发光二极管OLED的I-V特性是否改变。由保持电容器Cs保持的电压包含两个分量，适于校正驱动晶体管Md的阈值电压Vth的(+Vth)和适于校正迁移率μ的(-ΔV)。因此，即使不同的像素之间阈值电压Vth或迁移率μ存在变化，驱动晶体管Md的漏极电流Ids(即，有机发光二极管OLED的驱动电流Id)将保持恒定。
更具体地，阈值电压Vth越大，驱动晶体管Md使用由保持电容器Cs保持的电压中包含的阈值电压校正分量来减少源极电势Vs越多。这旨在增加源极-漏极电压，使得漏极电流Ids(驱动电流Id)以更大量流动。因此，即使在阈值电压Vth改变的情况下，漏极电流Ids也保持恒定。
另一方面，如果因为小的迁移率μ所以改变ΔV小，则由保持电容器Cs保持的电压将由于包含在其中的迁移率校正分量(-ΔV)而只下降小的程度。这提供相对大的源极-漏极电压。结果，驱动晶体管Md以这种方式操作，以便通过更大量的漏极电流Ids(驱动电流Id)。因此，即使在迁移率μ改变的情况下，漏极电流Ids也保持恒定。
图9A到9C图解地说明了在三种不同情况A、B和C下、数据电势Vsig的和漏极电流Ids的大小之间的关系(驱动晶体管Md的I/O特性)的变化。情况A是初始情况，其中阈值电压校正或迁移率校正都未执行。在情况B中，只有阈值电压校正已经执行。在情况C中，阈值电压校正和迁移率校正都已经执行。
从图9A到9C明显可见，首先由阈值电压校正使得初始相互远离的像素A和B的特性曲线相互非常接近，然后由迁移率校正使得相互无限接近到两条曲线看起来几乎一样的程度。
已经从上可见，即使在不同像素之间驱动晶体管Md的阈值电压Vth或迁移率μ变化的情况下，以及还在所述晶体管Md的特性长期变化的情况下，只要数据电压Vin保持不变，有机发光二极管OLED的发光亮度就保持恒定。
下面将给出在本实施例中执行伪Vth校正的效果的描述，以没有执行伪Vth校正的情况作为比较示例。
<比较示例>
图10A到10E是图示在比较示例的发光控制期间、各种信号和电压的波形的时序图。在图10A到10E中，相同的信号、时间、电势变化等由与图4A到4E中所示的相同的参考标号表示。因此，就参考标号来说，上面的全面描述适用于本比较示例。下面将只给出图4A到4E示出的控制与图10A到10E中示出的控制之间的差别的描述。
从图10A到10E与图4A到4E的比较明显可见，在图10A到10E中省略了包括在图4A到4E中示出的控制中的伪Vth校正时段(VTC0)和随后的初始化时段(INT)。因此，在图10A到10E示出的控制中，阈值电压校正时段(VTC)在时间T10与场F(1)的处理的开始同时开始。在图4A到4E中的时间T10，采样脉冲SP0处于有效电平。在图10A到10E中，我们假设采样脉冲SP1在时间T10处于有效电平，使得上面的“[阈值电压校正时段(VTC)]”的描述适用。通过用“时间T16”替代“时间T10”，“[阈值电压校正时段(VTC)]”的描述也适用于本比较示例。
在图10A到10E示出的控制中，场F(0)中发光禁止时段(LM-STOP)的处理是图4A到4E中初始化时段(INT)的替代者。因此，在发光禁止时段(LM-STOP)期间，紧接在实际阈值电压校正(在阈值电压校正时段(VTC)期间的处理)之前执行校正准备(初始化)。
然而，因为发光禁止时段(LM-STOP)的长度可能依赖于并入有机EL显示器1的系统(设备)的规范而变化，所以将出现下面将描述的所谓“闪烁现象”。
图11A和11B是用来描述闪烁的原因的图。
图11A图示在4个场(4F)的时段上的电源驱动脉冲DS的波形。大约1个场(1F)上的电源驱动脉冲DS的波形在图10C中示出。
在之前描述的图10A到10E中，与发光激活时段((LM(0)和LM(1))相比，阈值电压校正时段(VTC)和写入和迁移率校正时段(W&μ)非常短。因此，在图11A中未显示阈值电压校正时段(VTC)和写入和迁移率校正时段(W&μ)。1F时段从发光激活时段(LM)开始。这里，发光激活时段(LM)是在电源驱动脉冲DS处于高电势Vcc_H的时间段。在电源驱动脉冲DS处于低电势Vcc_L的随后时间段对应于发光禁止时段(LM-STOP)。
图11B图解地说明与图11A同步变化的发光强度L。这里显示了在4个场的时段上在同一像素行上连续显示数据电压Vin的情况。
如图11A所示，发光禁止时段(LM-STOP)在前2场时段相对短。然而，在随后的2场时段，发光禁止时段(LM-STOP)相对长。提供这种控制来处理例如从室外到室内的设备的再布置。作为响应，并入设备中的CPU或其它控制电路(未示出)确定周围环境已经变得更暗。结果，该CPU或其它控制电路可以整体上降低显示亮度，用于改善观看的便利。当设备进入低功耗模式时，可以使用类似的处理。另一方面，该CPU或其它控制电路可以维持驱动电流恒定，以便确保有机发光二极管OLED的更长的服务寿命。例如，如果数据电压Vin大，那么驱动电流维持恒定以便避免此电流的过度增加，因而延长发光激活时段(LM)并且提供与数据电压Vin相称的发光亮度。在相反的情况下，即，如果如所图示的驱动电流大，则可以用维持恒定的驱动电流减小发光激活时段(LM)，因而提供与减小的数据电压Vin相称的预定发光亮度。
有机发光二极管OLED反向偏置的时间段由发光禁止时段(LM-STOP)的长度确定。因此，如果发光激活时段(LM)在显示中半路变化，则有机发光二极管OLED实际反向偏置的时间段也将变化。
例如，在图5A中示出的有机发光二极管OLED的电容Coled.在施加反向偏置到所述二极管OLED后需要时间来稳定。该时间长于1F时段。此外，其电容值缓慢变化。结果，反向偏置时段越长，电容Coled.越大。因此，从之前描述的等式1可知，电容Coled.越大，源极电势Vs的变化ΔV越小。结果，驱动晶体管Md的栅极-源极电压Vgs变得比在提供所述数据电压Vin期间的前一场中大。如果各场之间的所述电压Vgs变得更大，则如图11C所示，发光强度L从随后场的显示开始增加ΔL，因而导致整个屏幕瞬时变亮的闪烁现象。
相反，如果发光禁止时段(LM-STOP)突然变短，则反向偏置时段将变更短。因此，出于与上述原因相反的原因，栅极-源极电压Vgs突然变小。这降低发光亮度L，使得整个屏幕瞬时变暗(闪烁现象的类型)。
为了避免上述闪烁现象，根据本实施例在图4A到4E中示出的显示控制提供紧接在发光禁止时段(LM-STOP)后的伪Vth校正时段(VTC0)，发光禁止时段(LM-STOP)的长度可以根据系统要求变化。将为随后的校正准备提供的初始化时段(INT)设置为恒定长度。
在阈值电压校正时段(VTC)期间，驱动晶体管Md的源极电势上升。这暂时抵消了在发光禁止时段(LM-STOP)期间施加的反向偏置。当其后初始化时段(INT)开始时，反向偏置再次同时施加到有机发光二极管OLED。这确保影响发光强度L的反向偏置时段始终恒定，因而有效地避免上述闪烁现象。
下面将描述本实施例的若干修改示例。
<修改示例1>
在图4A到4E中示出的显示控制中，在屏幕(场)的开始执行伪Vth校正。然而，合适执行伪Vth校正的时刻不限于此。例如，可以紧接在发光激活时段(LM)后执行伪Vth校正。
图12A到12E是图示在发光激活时段后执行伪Vth校正的情况下的说明图。
在图12A到12E中示出的显示控制中，发光激活时段(LM(0))后跟随发光禁止时段(LM-STOP)，其后依次紧跟伪Vth校正时段(VTC0)。此后，有机发光二极管OLED暂时维持不发光状态一会儿，其后下一场F(1)开始。因此，在场F(1)的开始提供恒定长度的初始化时段(INT)。在初始化时段(INT)期间，有机发光二极管OLED被反向偏置。初始化时段(INT)跟随有阈值电压校正时段(VTC)、写入和迁移率校正时段(W&μ)和发光激活时段(LM(1))。
在时段的顺序方面，在图12A到12E中示出的修改示例1与在图4A到4E中示出的显示控制相同，即，以此顺序发光禁止时段(LM-STOP)跟随有伪Vth校正时段(VTC0)、初始化时段(INT)、阈值电压校正时段(VTC)、写入和迁移率校正时段(W&μ)和发光激活时段(LM)。
<修改示例2>
像素电路不限于图2中示出的。
在图2中示出的像素电路中，作为视频信号Ssig的采样的结果，提供参考数据电视Vo。然而，所述信号Ssig可以经由另一晶体管提供给驱动晶体管Md的源极或栅极。
图2中示出的像素电路只有一个电容器，即，保持电容器Cs。然而，例如在驱动晶体管Md的漏极和栅极之间可以提供另一晶体管。
<修改示例3>
存在两种驱动方法，其中像素电路控制有机发光二极管OLED的发光和不发光，即，依靠扫描线控制像素电路中的晶体管，并且通过使用驱动电路的AC电源驱动电源电压的提供线(电源的AC驱动)。
在图2中示出的像素电路是后者或电源的AC驱动的示例。然而，在此驱动方法中，有机发光二极管OLED的阴极可以由AC电源驱动来控制是否通过驱动电流。
另一方面，在依靠扫描线控制发光的前一控制方法中，另一个晶体管插入在驱动晶体管Md的漏极或源极和有机发光二极管OLED之间，以便依靠其驱动由电源控制的扫描线来驱动所述晶体管Md的栅极。
<修改示例4>
在图4A到4E中示出的显示控制在单个步骤中完成阈值电压校正时段(VTC)。然而，阈值电压校正可以在多个连续步骤中完成(意味着在其间不存在初始化)。
在此情况下，在其间不存在初始化。因此，电源驱动脉冲DS维持在高电势Vcc_H，直到在所述脉冲DS在第一阈值校正期间从低电势Vcc_L上拉到高电势Vcc_H后发光停止。在这点上，在连续步骤中执行的阈值电压校正根本不同于在图4A到4E中示出的本实施例的操作，其中电源驱动脉冲DS在伪Vth校正和实际阈值电压校正之间暂时下拉到低电势Vcc_L。
<修改示例5>
伪Vth校正操作在图4A到4E中示出的显示控制中执行一次。然而，如果不但反向偏置而且变化由于低的源极充电速度而没有被充分地抵消，则可以用维持在高电势Vcc_H的电源驱动脉冲DS连续地多次执行伪Vth校正，与修改示例4中的“在连续的步骤中执行的阈值电压校正”一样。
只要提供同样的数据电压，本发明的实施例就为全部场提供同样的亮度，有效地避免了所谓闪烁现象。即使在不同场之间的发光激活时段变化而没有被施加到有机发光二极管的偏置的变化影响的情况下，这些实施例也这样做，施加到有机发光二极管的偏置的变化因为反向偏置施加时段的长度发生在不发光激活时段(发光禁止时段)期间。
本领域的技术人员应该理解，取决于设计要求和其他因素可以出现各种修改、组合、子组合和替代，只要它们在权利要求和其等价物的范围内。
相关申请的交叉引用
本发明包含涉及于2007年12月21日向日本专利局提交的日本专利申请JP 2007-329845的主题，在此通过引用并入其全部内容。

Claims (10)

1.一种自发光显示设备，包括：
像素电路；以及
驱动电路，其中
每个所述像素电路包括发光二极管、连接到所述发光二极管的驱动电流路径的驱动晶体管、以及耦合到所述驱动晶体管的控制节点的保持电容器，
在所述发光二极管可以发光前对所述驱动晶体管至少执行实际阈值电压和迁移率校正的时段之前，在所述发光二极管处于不发光状态的情况下，所述驱动电路执行驱动晶体管的初步阈值电压校正，即伪Vth校正，
所述驱动电路接着通过反向偏置所述发光二极管并且初始化由所述保持电容器保持的电压来执行恒定时段的校正准备，以及
所述驱动电路在所述校正准备后执行实际阈值电压校正和迁移率校正。
2.如权利要求1所述的自发光显示设备，包括：
像素阵列，所述像素阵列包括以矩阵形式安排的多个像素电路，所述多个像素电路的每个包括适于采样数据电势并且将所述电势馈送到所述控制节点的采样晶体管，其中
在所述采样晶体管截止的情况下，所述驱动电路通过使得驱动晶体管的源极电势下降到低电势，设置所述发光二极管为反向偏置状态，
所述驱动电路接下来执行所述伪Vth校正，跟随的是所述校正准备，
在所述校正准备后，所述驱动电路执行所述实际阈值电压校正和迁移率校正，以及
在所述校正准备中，在所有屏幕显示时段中使得驱动晶体管的源极电势下降到低电势的时间段是恒定的，为所述像素阵列的每个像素行确定每个屏幕显示时段。
3.如权利要求2所述的自发光显示设备，其中所述驱动电路通过开始反向偏置状态设置，在紧接在前的另一屏幕显示时段内可变地控制发光的结束。
4.如权利要求1所述的自发光显示设备，其中
所述驱动电路执行所述不发光状态设置和适于使得所述保持电容器保持等于所述驱动晶体管的阈值电压的电压的伪Vth校正，并且
在发光二极管反向偏置的恒定时段内，所述驱动电路执行校正准备、实际阈值电压校正和迁移率校正，所述迁移率校正适于通过写入数据电势到控制节点，根据驱动晶体管的驱动能力来调整由保持电容器保持的电压，使得发光二极管根据所述数据电势被正向偏置来发光。
5.如权利要求1所述的自发光显示设备，包括：
包括以矩阵形式安排的多个所述像素电路的像素阵列；
适于基于逐列地共同连接所述像素阵列中的所述多个像素电路的多个视频信号线；
适于基于逐行地共同连接所述像素阵列中的所述多个像素电路、并且发送由所述驱动电路生成的电源驱动脉冲的电源扫描线；
适于基于逐行地共同连接所述像素阵列中的所述多个像素电路、并且发送由所述驱动电路生成的写入驱动脉冲的写入扫描线，其中
所述驱动晶体管和有机发光二极管在所述电源扫描线和预定电压线之间级联，
所述保持电容器连接在连接到所述驱动晶体管的发光二极管的阴极和所述驱动晶体管的控制节点之间，以及
由所述写入驱动脉冲控制的采样晶体管连接在所述控制节点和视频信号线之间。
6.如权利要求5所述的自发光显示设备，其中
所述驱动电路控制所述电源扫描线从电源驱动脉冲的第一电平改变为适于反向偏置所述发光二极管的第二电平，并且在其中没有数据电势的脉冲叠加到所述视频信号线的参考电势时段期间，所述驱动电路将所述写入扫描线的电平改变为其中所述采样晶体管导通的写入驱动脉冲的激活电平，以便设置所述发光二极管为反向偏置状态，
所述驱动电路通过在所述参考电势时段期间改变所述电源扫描线到所述第一电平并且改变所述写入扫描线的所述写入驱动脉冲为非激活电平，执行所述伪Vth校正，
在校正准备中，所述驱动电路将全部屏幕显示时段中所述电源扫描线维持在所述第二电平的时间段维持恒定，为所述像素阵列的每个像素行确定每个屏幕显示时段，以便以与反向偏置状态情况下执行的相同的设置来控制电源扫描线和写入扫描线的电平，以及
以与伪Vth校正情况下执行的相同的方式，所述驱动电路通过控制所述电源扫描线和写入扫描线的电平来执行所述实际阈值电压校正。
7.一种自发光显示设备的驱动方法，所述自发光显示设备包括像素电路，每个所述像素电路包括发光二极管、连接到所述发光二极管的驱动电流路径的驱动晶体管、以及耦合到所述驱动晶体管的控制节点的保持电容器，所述驱动方法包括：
设置所述发光二极管为不发光状态的不发光设置步骤；
执行所述驱动晶体管的初步阈值电压校正的伪Vth校正步骤；
反向偏置所述发光二极管并且初始化由所述保持电容器保持的电压的校正准备步骤；
执行所述驱动晶体管的阈值电压校正的实际阈值电压校正步骤；
通过写入数据电势到所述像素电路执行所述驱动晶体管的迁移率校正的迁移率校正步骤；以及
正向偏置所述发光二极管以便根据写入的数据电势发光的发光设置步骤。
8.如权利要求7所述的自发光显示设备的所述驱动方法，其中按顺序执行所述伪Vth校正步骤、校正准备步骤、实际阈值电压校正步骤、迁移率校正步骤、发光设置步骤和不发光设置步骤，以便适合为像素阵列的每个像素行确定的行显示时段，在所述像素阵列中以矩阵形式安排所述像素电路。
9.如权利要求7所述的自发光显示设备的所述驱动方法，其中按顺序执行所述校正准备步骤、实际阈值电压校正步骤、迁移率校正步骤、发光设置步骤、伪Vth校正步骤和不发光设置步骤，以便适合为像素阵列的每个像素行确定的行显示时段，在所述像素阵列中以矩阵形式安排所述像素电路。
10.如权利要求7所述的自发光显示设备的所述驱动方法，其中，在所述校正准备步骤中，在所有的屏幕显示时段中将发光二极管设置为反向偏置状态的时间段是恒定的。
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