CN101454968A - 周波变换器功率控制系统 - Google Patents

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Abstract

交流功率控制器系统(56)将三相交流工作电压施加到驱动非线性机械负载(40)的感应电动机(56)。初级低通滤波器(54)串联在分支相位导线(28，30，32)和用于控制将交流功率施加到电动机的功率控制器(36)之间。连接在跨过功率控制器输出端子(M1，M2，M3)的旁路关系中的KVAR额定电容器(C4，C5，C6)与感应电动机相位绕组(W1，W2，W3)形成通过控制器输出端子的次级低通滤波器(59)。初级低通滤波器和次级低通滤波器针对本地源和远端源产生的寄生噪声和谐波使得功率控制器和感应电动机相隔离，并且还改善了从功率产生源(12)到感应电动机(38)的实际功率转换效率。

Description

周波变换器功率控制系统
技术领域
本发明主要涉及交流配电系统，并且特别涉及控制将交流工作功率施加到交流感应电动机的交流功率控制器系统。
背景技术
在交流配电线路中产生了寄生噪声信号，包括谐波电流，背景噪声和尖峰脉冲噪声。这种噪声信号可能源自电源，配电网络，连接到该网络的本地和远程负载，雷击以及配电设备故障。公用事业公司传输的交流供电电流不是纯正弦波，并且含有干扰连接设备正常操作的谐波。另外，可能从有效负载中引入噪音和暂态过电压。举例来说，如果一条支路上负载电子调光器和灯，那么调光器将以高频“砍切(chop)”60赫兹的交流电源波形，从而减少光强。这样将在配电线上引入了谐波和高频噪声。
这种噪音不是相对于时间的常数，它在配电网络中处处变化。此外，典型的交流电源线路网将电力分配给各种电子负载设备。各负载可以将重要的噪声水平和谐波电流反向传回电力线，导致电源波形失真。不同的负载和控制设备生产不同类型和程度的失真，可能干扰到正配电网供电的设备和机器的运行。
机器使用的电量以及机器本身可能受到存在于配电系统中的波形失真的影响。消除或控制失真可以极大地节省电能消耗成本以及因机器故障引起的修理或置换成本。因此，对于业内用户而言，降低和减少交流配电系统中的谐波失真可以极大地节省能源成本。
在交流配电系统环境中，线性电力负载是稳态运行的负载设备，在施加电压周期中给电源带来实质上恒定阻抗。线性负载的例子是交流感应电动机，它将转矩施加到恒定的(不随时间变换的)机械负载。非线性负载是不连续电流的负载，或者其阻抗在输入交流正弦波周期内变化。工业配电系统中非线性负载的例子包括弧光照明，电焊机，可变频率驱动变频器电源，开关模式电源和感应电动机，它们都将转矩施加到随时间而变化的机械负载上。
配电系统中非线性负载生产的谐波电流从非线性电源流出，并流向配电系统电源。谐波电流注入到配电系统中可以引起变压器过热以及三相接地四线系统中中线电流高。当谐波电流流过配电系统时，对于每个个体谐波产生压降，导致施加电压波形失真，并将其施加到连接于配电总线的全部负载上。
电压波形的谐波失真在电动机磁路中引起谐波磁通，从而影响到交流感应电动机的性能。这些谐波磁通在电动机磁芯中引起热积聚和附加损耗，减少了功率转换效率。感应加热效应通常按谐波电流的平方相称地增加。如果供电电压失真，那么感应电动机可能被谐波电流加热毁坏或影响性能。逆序谐波电流促使减少电动机转矩输出。这些效应综合起来，减少了功率转换效率并可能导致电动机过热和烧毁。
根据产生谐波磁通的谐波失真的数量或顺序，电动机绕组中的谐波磁通是正序，负序或者零序。正序谐波磁场(磁通)将沿同步场方向旋转。负序谐波磁通将与同步场反向旋转，因此减少转矩并增加整体电流需求。零序谐波磁通不会生产旋转场，但是当它流过电动机磁路时，仍将在定子绕组中引起附加热量。
工业配电系统将交流工作电源提供给连接的机器和设备，这些机器和设备产生一些交流电压波形的谐波失真。每个基频谐波取决于它是正序，逆序或零序，基频谐波及其百分比在电动机性能和升温上可能具有不利的影响，同样增加了公用事业供应者负担的电气服务的能源成本。无论用户是否高效地使用电流，电力公司都必须产生足够的服务容量以满足预期的尖峰需电量，kVA(视在功率，千伏特安培)。千瓦(实际有功功率)与kVA(视在功率)的比率称为负载功率因数。当用户总负载功率因数低时，大多数公用事业提供者处以罚款。
当存在非线性负载时，视在功率可以大于实际功率。非线性负载生产谐波电流，谐波电流循环返回分支配电变压器，并进入配电网。谐波电流加入到提供给负载的基波电流均方根(RMS)值中，但不提供任何有效功率。使用总功率因数的定义，实际有功功率kW基本上仅仅是基波(60赫兹)交流波形，而由于存在谐波电流分量，因此视在有功功率kVA的均方根值更大。
低的kW/kVA功率因数率可能是电动机负载终端电压和电流之间存在巨大相位差，也可能由高次谐波内容或失真/不连续电流波形引起。由于感应电动机定子绕组存在高感抗，可能出现无法接受的负载电流相角差。失真电流波形也将是由向非线性负载施加转矩的感应电动机引起的。当感应电动机在不连续负载情况下工作时，或者负载非线性时，高次谐波电流将引起电动机性能下降和功率因数减少。
传统用于交流感应电动机的控制器采用功率因数测量值产生用于控制传递给电动机的电量的反馈信号。为了保持足够的转子转差率(rotor slip)以便在工作时具有比较高的功率因数和比较好的功率转换效率，随时调整控制信号，以减少轻负载期间施加到电动机的平均功率。
在传统的控制器工作时，尤其在控制向非线性负载供电时，出现了各种问题。例如，驱动用于从地下结构抽取流体的抽油机(联动抽油架)的交流感应电动机的操作存在复杂的功率控制因数。这种抽油机交替地由抽油杆，结构液柱的重量进行负载，并且在每个抽油周期内两次提供相反的反向重量。此外，每个抽油周期两次反向负载平衡，因此电动机在每个周期内两次卸载。最小峰值和最大峰值之间不断变换的机械负载对于功率因数控制系统产生了严重的控制困难，功率因数控制系统必须连续地调节输出功率，从而保持最优的电动机效率和经济性。
当前，晶闸管开关用于传统的控制器，控制器用于控制提供给交流感应电动机的交流电源。由于晶闸管对高峰值电压和高转换频率的快速启闭开关动作(快速dv/dt)，功率控制器馈电侧输入电流出现高频开关瞬态失真，这样导致输出给感应电动机的交流电源中的谐波分量增加。此外，来自沿着分支配电电路传导的远端源的寄生噪音和谐波电流可以干扰控制器本身的正确切换操作，导致电源控制损失。
这些因素不但降低分支负载的功率因数，还干扰电动机工作并且将谐波电流注入返回到配电分支和配电网中。此外，控制器产生的谐波失真增加了配电分支中负载电流的均方根值，这正是确定公用服务费用的基础，因此增加了用户的能源成本。
发明内容
提供一种改良的功率控制器系统，用于增加传统交流感应电动机的工作效率和性能，其从使用快速开关电路的电子控制器接收工作功率，从而控制将交流功率施加到电动机定子绕组。改良的控制器系统高效地工作，从而在轻转矩负载以及全额定转矩负载条件下驱动非线性机械负载，降低来自远端源的谐波电流，降低控制器引起的谐波电流和由负载引起的谐波电流。
初级低通滤波器串联在分支相线和功率控制器之间。KVAR(kilovoltampere reactive，千伏安无功)电容器跨过旁路(shunt)中的功率控制器的输出端子连接到中性关系。KVAR电容器值与定子绕组感抗值协调，从而形成通过控制器输出端子的次级低通滤波器。初级和次级低通滤波器针对本地源和远端源产生的寄生噪声和谐波使得功率控制器和感应电动机相隔离，并且还改善了从功率产生源到感应电动机的实际功率转换效率。
附图说明
图1是简化的电路示意图，显示用于动态调整施加到感应电动机以匹配非线性负载需求的工作功率的交流功率控制器的连接关系；
图2是联动抽油架和抽油杆抽油泵系统形式的非线性负载施加的简化示意图，该系统由图1的功率控制器系统提供工作电源；
图3表示由图2中联动抽油架和抽油杆抽油泵系统产生的典型的感应电动机转矩负载和抽油杆行程位移；
图4显示在图2感应电动机受控工作期间，在代表性的定子相位绕组中产生的典型电压和电流波形；
图5是正面透视图，显示防护箱内部控制器系统元件的物理布置。
具体实施方式
参考图1，传统的交流配电网络10将来自高压交流电源12的功率提供给降压配电变压器14。配电变压器将降压的功率馈送到配电盘16，配电盘16包括传统三相配电断路器18，20和22。处于基频60赫兹、480 VAC相对相(phase to phase)(277 VAC相对中性线(phase to neutral))的交流电经由4条导线传导，4条导线由中性分支电路26共享，中性分支电路26包含交流相线28，30，32和共享中性线34。
三相交流电经过分支电路导线施加到电子功率控制器36的输入端子N1、N2和N3。功率控制器36通过它的输出端子M1，M2和M3将受控交流电量施加到三相感应电动机38的输入端子S1，S2和S3。电动机38以转矩功率传输方式机械地耦合到机械负载40。功率控制器36检测机械负载的瞬时功率需求，并调整其功率输出，从而动态匹配施加电源波形每个半周期期间内的负载需求。施加到交流感应电动机38的交流电源根据需要自动增减，从而匹配非线性负载需求。
优选地，按照标题为＂Energy Conserving Motor Controller＂的美国专利6,400,119所述构建功率控制器36，该专利以引用方式全文合并于本文中。如那篇专利所述，第一和第二栅极可控开关(可控硅整流器)42、44；46、48和50、52并行互联，在施加交流电压的每个相位中极性相反。响应于检测到感应电动机各个定子绕组相位中的交流电压和交流电流波形的零交叉事件的计时，触发脉冲产生器将触发控制信号耦合到可控硅整流器开关的各个栅极。
第一和第二可控硅整流器开关的每个相位都在每次施加交流电压的交替期间交替地被触发成导通状态，并且交替地在与测得的时间差成正比的时间间隔内禁止导通状态，而测得的时间差是交流电压零交叉和对应交流电流零交叉之间的时间差，它通过将对应于零交叉事件的顺序的第一和第二中断时间差与连续运行时间基础进行比较而得到。
参考图4，ΦA波形每个半周期中的交流电压零交叉和对应交流电流零交叉之间的测得时间差表示出瞬间负载需求。功率控制器36检测出这种差异，并将其输出，从而在施加的交流波形的下一个半周期期间内，动态匹配负载需求功率电平。在控制器36每个电源相位中的快速开关电路42、44；46、48和50、52交替地导通和中断与测得的差异成正比的施加到交流感应电动机38的交流电源。
通过采用这种结构，施加到电动机的功率在每个相位的半个周期到下个周期中根据需要自动增减，从而匹配负载40的瞬时功率需求。在与测得的相位差成正比的间隔时间内，每个相位中的电流被中断，而测得的相位差是电压波形和电流波形在前一个半周期中进行零交叉的相位差。这样，电流每次仅仅在一个相位中被中断，而在三相ΦA、ΦB和ΦC中连续进行功率调节。
来自远程源的谐波电流由初级低通滤波器54降低，初级低通滤波器54包括三个相同LC滤波器部分，分别在控制器36的输入端子N1、N2和N3处与分支配电导线28、30和32串联。控制器36和感应电动机38，以及可以连接到分支配电电路26滤波侧的其他全部元件都与外部噪声和寄生信号相隔离，而外部噪声和寄生信号隔离由配电网络10中其他相位或其他分支中的远程设备产生。
每个低通滤波器部分包括与相位导线(28、30、32)串联的电感器(L1、L2、L3)以及与中性相位的旁路相连接的电容器(C1、C2、C3)。初级低通滤波器54的每个LC部分从直流电向上穿过基本配电频率(60赫兹)到截止频率(例如300赫兹)具有极低的衰减，并且实质上衰减了超过截止频率的全部其他信号(包括向上穿过并超过11阶的谐波分量)。
初级低通滤波器电路54的每个部分优选地包括电感器(L1、L2、L3)和电容器(C1、C2、C3)，电容器调谐到当前高阻抗并且在300赫兹及更高频率衰减信号，而且在从直流通过50赫兹-60赫兹范围的交流电源配电频率时，带来具有极少衰减或损耗的低阻抗。低通滤波器54的每个部分提供40:1的高频衰减比或截止频率，这样将控制器36及其连接元件与外部噪声和虚假的高频信号隔离。
对于60赫兹的交流电源配电和300赫兹的截止频率而言，每个电容器C1、C2和C3的优选值为3uF，每个电容器额定在为600V AC工作，并且每个电感器L1、L2和L3的优选值为0.86mH。优选地，每个电感器L1、L2和L3是铁芯线电感器，额定为56安培和40hp、480VAC、60赫兹下服务。这样允许60赫兹交流电源通过而实际上没有衰减，从而以60赫兹将干净的、滤波后的三相交流电流和电压传输给功率控制器36。
根据本发明的一个重要特征，从初级低通滤波器54向功率控制器36的内部电源提供作为工作电源的干净的、滤波后的交流电流。这样防止来自远程噪声源的干扰，并确保其微处理器、比较器、触发电路及其他需要稳定电压电平的元件稳定运行。此外，因为初级低通滤波器54的双向工作，由功率控制器36开关元件操作或感应电动机38产生的谐波及其他噪声信号被衰减和抑制，从而防止了向配电网络10注回。
感应电动机38的功率因数得以改善，并且跨过旁路中控制器输出端子M1、M2和M3连接到中性关系的KVAR(千伏安无功)电容器C4、C5和C6降低了由处于非线性机械负载情况下的感应电动机产生的谐波电流影响。选择KVAR电容器值并与定子相位绕组W1、W2和W3电感值相协调，从而提供串联在功率控制器输出端子M1、M2和M3与感应电动机输入端子S1、S2和S3之间的次级低通LC滤波器部分。
次级低通滤波器59的每个部分从直流电向上穿过基本配电频率(60赫兹)到截止频率(例如300赫兹或第5谐波)具有极低的衰减，并且实质上衰减了超过截止频率的全部其他信号(包括向上穿过并超过11阶谐波分量)。
KVAR电容器C1、C2和C3用作两种目的：改善感应电动机38的功率因数，并且在抑制电动机产生的谐波电流回流的同时，对流入感应电动机38的电流进行滤波。次级低通滤波器59防止控制器产生的谐波注入感应电动机38，并且防止感应电动机产生的谐波电流注入控制器36和配电网络10。
通过初级低通滤波器54和次级低通滤波器59的阻抗变换效应改进了实际功率转换效率。初级低通滤波器54将主要是电感性的电源阻抗变换为有效的电源阻抗ZS，其作为初级低通滤波器54通带内部的平衡LC阻抗。次级低通滤波器59对于感应电动机38的高电感输入阻抗具有相同的作用。次级低通滤波器59将感应电动机阻抗变换为有效负载阻抗ZL，其作为次级低通滤波器通带内部的平衡LC阻抗。
根据最大功率传输定理，当将负载阻抗ZL限制成等于电源阻抗ZS时，实现最大功率传输。在具有480VAC三相电源的三相、40HP感应电动机以60赫兹工作期间，对于最佳功率因数校正和功率传输效率而言，每个KVAR电容器C4、C5和C6的优选值是5uF，额定在600VAC服务。优选地，选择KVAR功率因数校正电容器C4、C5和C6的值，以便改善电动机的功率因数，提供低通滤波作用和最佳的功率传输。
与定子绕组电感器W1、W2和W3结合连接的KVAR电容器C4、C5和C6定义了次级低通滤波器电路59。这些次级滤波器部分将高电感电动机负载转换为平衡的有效负载阻抗ZL，该阻抗可与初级低通滤波器54在功率控制器输入处提供的有效源阻抗ZS进行比较。为了给定的感应电动机仔细选择KVAR功率因数校正电容器C4、C5和C6，将变换电动机存在的负载阻抗，从而根据变换后的负载阻抗ZL匹配变换后的电源阻抗ZS的近似程度相称地改善功率传输。
低通滤波器电路54、功率控制器36和KVAR电容器C4、C5和C6封装在共同的防护箱55中，如图5所示。气冷式散热器(未显示)在防护箱背面热连接到铁芯线电感器L1、L2和L3。
感应电动机38是传统的三相感应电动机，具有40hp的运行额定值。以60赫兹、480VAC线连接到中性线的交流电源被施加到三相定子绕组W1、W2和W3，这些绕组在Y形绕组结构中连接，并设置在相互120度对称间隔的定子槽中。旋转转矩由鼠笼式(squirrel cage)转子R传输，该转子磁性耦合到由定子绕组W1、W2和W3中由三相交流电流动生产的旋转磁通量场中。转子R将转矩传输到与负载40耦合的输出传动轴58。负载40可以是非线性机械负载，比如图2所示的游梁式抽油机60。
参考图2，本发明的功率控制器系统56接收来自三相分支电源线26的交流工作电源。功率控制器系统56将受控交流工作电源量提供给游梁式抽油机60。抽油机有时称为联动抽油架，使得抽油杆62和井下泵往复运动。抽油机在抽油杆的每个上行程吸取地层流体，而油(地层流体)F在下行程流入抽油机，在上行程时被提供给井口装置配件，然后重复上下行程。
抽油机60包括摆动梁类型联动抽油架64，具有传统的摆动梁66和驴头(horse head)68。摆动梁66安装在A形框架70的枢轴72上。平衡锤74和曲柄76通过齿轮箱78由交流感应电动机38驱动。感应电动机的转子R通过动力传动轴58机械地耦合到齿轮箱78。电线吊架80通过短电缆82附着于驴头68。吊架80下端固定到抽油杆62。抽油杆62的抛光部分贯穿表面井口装置配件84，并且连接到抽油杆柱，抽油杆柱从井口伸出，通过油管柱86进入到地下油层。
传统的定时器控制单元88连接到480VAC、60赫兹三相电源的一相上，用于向内部抽运周期定时器88提供工作电源。内部定时器设置成匹配已知的油层填充率，自动启动抽油机60的抽运周期操作达到第一预定抽油接通间隔，然后在预定的抽油关闭间隔期间，中断到控制器36的交流电源。定时器控制单元88包括降压变压器，它向内部定时器和继电器中继电路提供110 VAC、60赫兹的工作电源。
定时器控制单元88还包括用于自动中断到控制器36的交流电源以及响应抽油关闭控制信号90将定时器重设为抽油关闭周期的电路。响应于暂时耗尽或排空井身中地层流体的情况，产生抽油关闭控制信号。抽油杆62上端电线吊架80上的传统流体冲击传感器检测到抽油柱塞的落锤冲击。抽油动作停止，直到油层将井身补充到产油水平为止。
参考图3，波形92、94分别表示感应电动机负载和抽油行程(stroke)位移的代表值。在正常的抽油工作期间，抽油机以固定速率抽油，比如每分钟6.6个行程周期(峰-峰行程周期为9秒)。抽油杆负载施加的电动机转矩负载92是复杂的非线性时间函数，包含正负斜坡函数以及一些盘旋上升或振荡函数。
这些转矩波形分量在四个单独负载阶段期间产生。抽油机按照正斜坡负载加载地层流体，然后当平衡锤74穿过上死点转换时，在行程顶点通过零负载斜坡转变，在行程顶点处以比较高的转矩水平产生一些盘旋上升或振荡。然后抽油机负载沿着负负载斜坡向行程底部转变。其后转矩负载波形穿过零倾斜在行程底部转变，当在行程底部，当平衡锤74穿过下死点转变时，在相对低的转矩水平产生一些盘旋上升或振荡。
这些非线性机械负载波动导致强大的谐波电流，可能干扰到控制器36工作，并且可能通过配电分支返回注入到配电网络中。这样增加了配电分支中负载电流的均方根值，由于该值决定了公用服务费用，因此增加了用户的能源成本。功率控制器系统56减少或降低这些谐波电流，这些谐波电流可能由功率控制器36中晶闸管开关的快速开关动作引起，或者由施加到感应电动机38上的非线性机械负载引起。
已经对安装在私有油井上的功率控制器系统56进行了广泛的现场试验。试验结果总结成表1和表2。
总结在表1和表2中的运行数据是从间隔两个月的不同日期的日志中提取出来的，这些钻井日志涉及相同感应电动机38和抽油机60上进行的两个单独试验。当电动机最初需要修理并且处于较差工作状态时，进行第一试验，同时带有轴承问题。两个月后，在电动机已经采用新的轴承进行修理并经验证已处于良好工作状态之后，在同一电动机上进行第二次试验。安装在现场试验抽油机上的感应电动机38是40Hp感应电动机，额定用于三相480伏特60赫兹交流服务。电动机连接到摆动梁类型的抽油机60，在现场试验的时候，该抽油机已经服务了15年。
在试验之前，油井的油、水、天然气开采量和电力消耗在15年来一直持续稳定。用于现场试验的抽油机60位于不规则四线式三相分支配电线26的末端，容易受到频繁雷电暴风雨引起的严重的尖脉冲和功率冲击影响。全部分支电力线是开路线，从变压器14到服务测杆没有绝缘。
在这些现场试验期间采用的参数记录器是Rustrak Ranger的1231A型记录器。数据日志记录器被校准，以按照公用事业测杆上的千瓦小时电度表的读数反映出读数。以针对校准技术规范咨询了制造商。在记录日志的周期期间没有中断。
表1和表2中所示的的记录数据反映出在有无控制器系统56情况下的感应电动机38性能。应当注意，在安装和未安装控制器系统56的情况下，电压都保持一致，而在安装了控制器系统56的情况下，而电流减少，无功功率减少，实际功率消耗减少，且电动机功率因数也有改进。
在没有安装控制器系统的情况下，第三和第五阶中的谐波电流失真为5.0THD到7.0THD，而在安装了控制器系统的情况下，平均为约3.0THD到4.0THD。这表示控制器系统56功能有效。应该注意的是，在安装控制器系统56的情况下，用于三相感应电动机38的电流值的幅度和稳定性得到了接近的平衡。
Figure A200780018937D00151
表1
Figure A200780018937D00161
表2

Claims (10)

1、一种功率控制器系统(56)，其包括一个或多个供电输入端子(F1，G1，H1)和一个或多个供电输出端子(S1，S2，S3)，所述供电输入端子(F1，G1，H1)用于接收来自交流电源(12)的一个或多个供电相位(ΦA，ΦB，ΦC)的交流电压，所述供电输出端子(S1，S2，S3)用于将交流电流传导到交流感应电动机(38)的一个或多个定子相位绕组(W1，W2，W3)，所述功率控制器系统(56)包括下列各项的组合：
电子功率控制器(36)，其包括一个或多个功率输入端子(N1，N2，N3)、一个或多个功率输出端子(M1，M2，M3)以及开关装置(42，44；46，48；50，52)，所述功率输入端子(N1，N2，N3)用于接收来自一个或多个所述控制器系统供电输入端子的交流电压，所述功率输出端子(M1，M2，M3)电连接以将交流电流传导到一个或多个所述控制器系统供电输出端子，以及所述开关装置(42，44；46，48；50，52)耦合在所述功率输入端子(N1，N2，N3)和功率输出端子(M1，M2，M3)之间，用于控制将电流传导到一个或多个所述系统供电输出端子(S1，S2，S3)；
初级低通滤波器电路(54)，其包括耦合到一个或多个所述供电输入端子(F1，G1，H1)的一个或多个输入端子，以及耦合到所述电子控制器(36)的一个或多个功率输入端子(N1，N2，N3)的一个或多个输出端子(F2，G2，H2)；以及
一个或多个电容器(C4，C5，C6)，其以旁路相位连接为中性关系并且跨过一个或多个所述控制器功率输出端子(M1，M2，M3)。
2、根据权利要求1的功率控制器系统(56)，其中
选择每个旁路电容器(C4，C5，C6)的电容值，使得所述电容值与待连接到所述功率控制器系统的感应电动机(38)的一个或多个定子相位绕组(W1，W2，W3)的电感值相协调，从而在建立了这样的连接时合并形成一个或多个次级低通滤波器电路(59)。
3、根据权利要求1的功率控制器系统(56)，其中
选择每个旁路电容器(C4，C5，C6)的电容值，使得所述电容值与待连接到所述功率控制器系统的感应电动机(38)的一个或多个定子相位绕组(W1，W2，W3)的电感值相协调，从而在建立了这样的连接时将由感应电动机呈现的有效负载阻抗变换为电阻抗(ZL)，所述电阻抗(ZL)与当所述初级低通滤波器电路(54)耦合到交流电源(12)时在所述初级低通滤波器电路(54)的输出处呈现的有效源阻抗(ZS)相称。
4、根据权利要求1的功率控制器系统(56)，其中
每个旁路电容器(C4，C5，C6)被额定为千伏安无功服务。
5、根据权利要求1所述的功率控制器系统(56)，其中
所述初级低通滤波器电路(54)包括一个或多个低通LC滤波器(L1，C1；L2，C2；L3，C3)，所述低通LC滤波器(L1，C1；L2，C2；L3，C3)连接在一个或多个所述供电输入端子(F1，G1，H1)和一个或多个所述功率输入端子(N1，N2，N3)之间。
6、根据权利要求1所述的功率控制器系统(56)，所述电子功率控制器(36)包括第一和第二栅极可控开关(42，44；46，48；50，52)，每个所述栅极可控开关具有各自的控制栅极并且所述这些开关并联连接，对于所述交流电压的每个相位而言，在第一节点和第二节点之间所述这些开关的极性关系彼此相反，其中所述第一节点电耦合到所述系统供电输入端子(F1，G1，H1)之一，而所述第二节点电耦合到所述系统供电输出端子(S1，S2，S3)之一。
7、一种方法，用于控制将来自电源(12)的处于交流电压的一个或多个相位(ΦA，ΦB，ΦC)的交流工作电压施加到交流感应电动机(38)的一个或多个定子相位绕组(W1，W2，W3)，以匹配由所述电动机驱动的机械负载(40)的功率需求，所述方法包括对每个相位进行下列步骤：
将栅极可控开关(42，44；46，48；50，52)串联耦合在所述交流电压的所选相位(ΦA，ΦB，ΦC)与所选电动机定子绕组(W1，W2，W3)之间，其中所述栅极可控开关包括第一和第二控制栅极，每一个所述控制栅极用于向所述开关和所述电动机施加所述交流电压的每个极性；
在所述交流电压每次交替期间，交替地将所述栅极可控开关(42，44；46，48；50，52)触发为导通状态；
在所述交流电压的每次交替期间，在一个时间间隔内禁止导通所述栅极可控开关，所述时间间隔与下述间隔相称：该间隔起点为所述电动机绕组中的交流电压交替通过第一零交叉，以及该间隔终点为所述电动机绕组中相应的交流电流交替通过第二零交叉；
对通过所述栅极可控开关导通的所述交流供电电压进行滤波；
跨过所述控制器功率输出端子(M1，M2，M3)之一将电容器(C4，C5，C6)以旁路相位连接为中性关系，其中选择所述电容器的电容值，使得所述电容值与所述定子相位绕组(W1，W2，W3)之一的电感值相协调，从而在建立了这样的连接时组合形成次级低通滤波器电路。
8、根据权利要求7的控制交流工作功率施加的方法，其包括以下步骤：
选择所述旁路电容器(C4，C5，C6)的电容值，使得所述电容值与所述定子相位绕组(W1，W2，W3)之一的电感值相协调，从而提供次级低通滤波器电路(59)，所述次级低通滤波器电路(59)将所述感应电动机(38)呈现的电阻抗变换为有效电阻抗(ZL)，所述有效电阻抗(ZL)与在所述初级低通滤波器电路(54)接收来自交流电源(12)的交流电压时在所述初级低通滤波器电路(54)的输出处呈现的有效源阻抗(ZS)相称。
9、根据权利要求7的控制将交流工作功率施加到交流感应电动机(38)的方法，其包括通过电子控制器(36)控制所述栅极可控开关(42，44；46，48；50，52)工作的步骤；以及还包括将从所述低通滤波器(54)输出的所述滤波电压作为工作功率施加到所述电子控制器的步骤。
10、根据权利要求7的控制将交流工作功率施加到交流感应电动机的方法，其包括以下步骤：
选择所述旁路电容器(C4，C5，C6)的电容值，使得所述电容值与所述定子相位绕组(W1，W2，W3)的电感值相协调，从而将所述感应电动机(38)呈现的所述电阻抗变换为有效阻抗ZL，所述有效阻抗ZL实质上与当所述初级低通滤波器电路(54)接收来自交流电源(12)的交流电压时在所述初级低通滤波器电路(54)的输出处呈现的所述有效源阻抗ZS相称。
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