CN101431495B

CN101431495B - 接收器

Info

Publication number: CN101431495B
Application number: CN2008101744831A
Authority: CN
Inventors: 佐藤高宏
Original assignee: Renesas Electronics Corp
Current assignee: Renesas Electronics Corp
Priority date: 2007-11-09
Filing date: 2008-11-07
Publication date: 2013-03-06
Anticipated expiration: 2028-11-07
Also published as: JP2009118388A; US8116395B2; US20090122888A1; CN101431495A

Abstract

本发明涉及一种接收器。本发明的实施例的一个示例方面是一种接收器，包括：副载波单元组合部，其对于与所接收的符号相关的每个副载波执行对应于每个副载波的质量的加权；符号单元组合部，其对于每个副载波执行基于符号的质量的公共加权；以及，组合系统切换单元，其在所述符号单元组合部和所述副载波单元组合部的使用之间切换。

Description

接收器

技术领域

本发明涉及无线数据接收器，具体涉及一种接收以多频带正交频分复用(MB-OFDM)方法调制的信号的接收器。

背景技术

正交频分复用(OFDM)调制方法近来已经作为用于实现高速无线数据传输的技术吸引了注意力。存在关于使用OFDM调制系统和用于超宽带(UWB)通信的跳频的组合的无线传输方法、即MB-OFDM方法的标准(ISO/IEC 26907高速率超宽带PHY和MAC标准)。

在OFDM调制方法内，在一个符号内包括的多个数据的每个被划分为大量的副载波(多载波)。要一起发送的一组数据被称为符号(或者OFDM符号)。在使用逆傅立叶的OFDM调制方法内，多个副载波被转换为占用时间区域的信号。所述信号被使用载波调制，并且被发送。在保持在频率轴上的正交性的同时，等距离地布置所述副载波。

MB-OFDM系统被称为使用用于超宽带(UWB)通信的OFDM调制系统的通信方法。在所述MB-OFDM系统内，528MHz的频带被称为带，并且多个带的一组(原理上为3个带；作为例外也可以是2个带)被称为带组。在MB-OFDM系统内，对于在一个带内的每个单个OFDM符号或者多个符号，在改变载波的中央频率(执行跳频)以便改变由副载波占用的带的同时，执行通信。

具体上，当一个带组的每个带被表示为带1、带2和带3时，在改变由副载波占用的带的同时发送数据。对于每个单个OFDM符号，以下面的顺序改变由用于发送数据的副载波占用的带：带1

带2

Figure 2008101744831100002G2008101744831D0001174059QIETU

带3

带1......。利用改变由用于每个OFDM符号占用的带而发送数据的操作被称为跳频。

图18示出了如何在MB-OFDM系统内利用将载波频率跳频来执行数据发送。如图18内所示，通过使用三个带1、2和3而执行通信的微微网(piconet)A和微微网B彼此靠近。在此所称为的微微网是由主(主机)和从(装置)配置的网络。微微网A具有跳频模式，其以带1

带2

带3......的顺序在所述图内向右斜着升高，而微微网B具有以带3

带2

带1......的顺序向右斜着降低的跳频模式。如图18内所示，为了在接收器侧上获得分集效果，相同内容的数据被扩散为两个共轭符号，并且被顺序地送到传输信道。具体上，一个符号A1作为两个共轭符号(A1-1)和(A1-2)在两个周期内被连续地发送。

在微微网A和微微网B在与时间T1或者时间T2同一时刻通过使用同一频带(带2)来执行通信的情况下，两个符号(A1-2)和(B1-2)经历帧冲突，并且符号(A1-2)和(B1-2)彼此干扰。结果，在其中微微网A和微微网B彼此接近的环境内产生的问题是所接收的符号的质量变差。在此，例如所述的符号质量表示在符号内包含的噪声量。因此，在因为符号(A1-2)和符号(B1-2)使用同一频带而导致发生干扰的情况下，在符号(A1-2)和符号(B1-2)内包括的噪声量增加。在微微网之间的这样的干扰被称为相邻微微网干扰。

日本专利申请第2005-269392号公开了一种接收器，其被配置为用来补偿由这样的相邻微微网干扰引起的符号的变差。图19是图解组合在日本专利申请第2005-269392号内描述的接收器的符号的符号组合电路的方框图。信噪比(SNR)测量单元101测量时间扩散的符号的信号质量。在加权确定电路102内，根据第一符号(A1-1)的信号质量(SNR1)来设置第一符号(A1-1)的加权因子W1，并且根据第二符号(A1-2)的信号质量(SNR2)来设置第二符号(A1-2)的加权因子W2。第一符号(A1-1)和第二符号(A1-2)具有相同的内容数据。SNR是用于表示在信号内包含的噪声的比率的值。

通过将在乘法器104内的加权因子W1和第一符号(A1-1)相乘而获得的值与在乘法器105内的加权因子W2和第二符号(A1-2)相乘而获得的值相加，加法器103产生作为接收数据的组合符号。通过如此确定对应于每个符号的信号质量的加权因子W1、W2，有可能设置例如用于具有不好信号质量的符号(A1-2)的较小的加权因子W2，并且设置用于具有好的信号质量的符号(A1-1)的较大的加权因子W1，由此使得有可能减少由相邻的微微网干扰引起的信号质量变差的效果。

日本专利申请第2005-6116号公开了一种组合方法，用于使用其中由两个天线接收在同一定时发送的单个MB-OFDM符号的空间分集系统的接收器。使用这种方法，对应于副载波的信号质量来设置由第一天线接收的符号的加权因子和由第二天线接收的符号的加权因子。

但是，在OFDM调制系统内，由干扰或者噪声对于每个副载波产生的影响不均匀。结果，在如日本专利申请第2005-269392号内所述的接收器中那样对于每个符号设置加权因子的情况下，不可能在其中信号质量对于每个频率变化的频率选择性衰落环境下产生最佳的组合符号。下面参考图20来更详细地说明这个问题。

图20示出了占用带1-3的多个副载波的标准化的电场强度E(dB)(以下简称为“电场强度”)。在图20中，实线表示占用带1的副载波的电场强度，点划线表示占用带2的副载波的电场强度，虚线表示占用带3的副载波的电场强度。

在每个带内，多个副载波被等距离地布置在频率轴上。具体上，当将在副载波之间的频率间隙表示为m并且将在每个带内的中央频率表示为fn时，以.......fn-2m、fn-1m、fn、fn+1m、fn+2m.......的顺序来布置副载波。用于表示副载波幅度的减量的电场强度在带之间不同。在图20内，占用具有中央频率f1的带的副载波的电场强度、占用具有中央频率f2的带的副载波的电场强度、占用具有中央频率f3的带的副载波的电场强度重叠。在图20内，通过重叠各个带的中央频率来显示对于在所述带内每个载波接收的幅度衰减。换句话说，从在图20内的频率轴的左端到右端的区域是一个带的频带，并且带1-3的频带在中央频率fn重叠。在带1的频率f1+m的电场强度、在带2的频率f2+m的电场强度、在带3的频率f3+m的电场强度全部被示出为在频率fn+m上的点。

在具有时间分集的通信系统内，在从带1到3跳频的同时，符号被发送两次。通过在图20内所示的占用同一频率上的不同带的副载波来发送符号的数据。由占用带1的副载波来发送用于表示在符号A1内包含的数据的第一符号(A1-1)，并且由占用带2的副载波来发送用于表示在符号A1内包含的数据的第二符号(A1-2)。利用在具有频率f1+m的副载波和具有频率f2+m的副载波之间的间隔来将构成符号A1的数据发送两次。

相对于纵坐标绘制的电场强度不依赖于被承载的数据的内容。因此，副载波的电场强度可以被估计为副载波本身的信号质量。电场强度是由接收器接收的功率，并且所述估计分别对应于当电场强度高或者低时的好或者不好的信号质量。

在传统的接收器(例如，参见日本专利申请第2005-269392号)内，根据每个符号的信号质量来设置符号的加权因子。在传统的接收器内，对于每个符号确定承载符号的整个副载波的信号质量，然后，根据每个符号的信号质量来执行符号的加权。例如，让我们假定占用带1的整个副载波的信号质量被确定为“好”，并且占用带2的整个副载波的信号质量被确定为“不好”。在这种情况下，对于其信号质量为“好”的由带1承载的第一符号设置较大的加权因子，对于其信号质量为“不良”的由带2承载的第二符号设置较小的加权因子。

发明内容

本发明已经发现了下述问题：所接收的信号的质量在由在所接收的信号内包含的副载波占用的带之间不同，如图20内所示。即使从所接收的信号的幅度信息也可以清楚地明白这一点。例如，观看带1，电场强度在点A极低，并且具有在带1内的点A的频率的副载波的幅度被大大减少。另一方面，观看带2，点B的电场强度高，并且具有在带2内的点B的频率的副载波的幅度未被减少。所接收的信号的质量依赖于其中定位了所接收的信号的副载波的带而大大不同。在其中电场强度对于每个频率变化的频率选择性衰落环境内，像在传统的接收器内那样的用于设置每个符号的加权因子的组合方法不会必然组合出最佳的接收数据。

本发明的实施例的第一示例方面是一种接收器包括：副载波单元组合部，其对于与所接收的符号相关的每个副载波执行对应于每个副载波的质量的加权；符号单元组合部，其对于每个副载波执行基于符号的质量的公共加权；以及，组合系统切换单元，其在所述符号单元组合部和所述副载波单元组合部的使用之间切换。

本发明的实施例的第二示例方面是一种接收器包括：副载波单元组合部，其对于与所接收的符号相关的每个副载波执行对应于每个副载波的质量的加权。

附图说明

通过下面结合附图的特定的示例实施例的说明，上述和其他示例方面、优点和特征将更清楚，其中：

图1是示出了本发明的实施例的发送器10的示意性构造的图；

图2是示出了在正交相移键控(QPSK)内的数据映射的图；

图3是示意地示出了相关跳频的图；

图4是示出了副载波S11到S41在频率轴上的位置关系的图；

图5是示出了在带1和带2之间的关系的图；

图6是示出了本实施例的接收器60的构造的图；

图7是示出了本实施例的接收器60的部分的图；

图8是示出了第一符号缓冲器和第二符号缓冲器的图；

图9A是示出了由符号质量估计和保存单元执行的处理的图；

图9B是示出了在所接收的信号和噪声之间的关系的图；

图10是示出了在符号加权确定单元内的处理的图；

图11是示出了加法器的操作的图；

图12A是示出了副载波质量估计和保存单元和副载波计数器的输入信号和输出信号的图；

图12B是示出了在所接收的信号和噪声之间的关系的图；

图13是示出了在副载波加权确定单元内的处理的图；

图14是示出了加法器的操作的图；

图15A和15B是示出了组合系统确定单元的操作的图；

图16是图解接收器的操作的时序图；

图17是示出了在本实施例的接收器和传统接收器内的CNR(载波噪声比)和FER(帧误差率)之间的关系的图；

图18是示出了在MB-OFMD系统内利用载波频率跳频发送数据的方式的图；

图19是图解组合在日本专利申请第2005-269392号内描述的接收器的符号的符号组合电路的方框图。

图20占用带1-3的多个副载波的标准化的电场强度E(dB)(以下简称为“电场强度”)。

具体实施方式

下面参考附图来说明本发明的实施例。图1示出了本发明的实施例的发送器10的示意性构造。在图1内的附图标号C1表示需要发送的一个符号的数据。符号C1包括作为被发送的数据的S1、S2、S3和S4。这些S1-S4被串行地输入到串行-并行转换器11内。具体上，例如，S1-S4可以是两比特数据。串行-并行转换器11向映射处理单元12内并行地输出已经被串行输入的S1-S4。映射处理单元12执行并行输入的S1-S4的数字调制。在此，例如，假定使用正交相移键控(QPSK)。如图2内所示，映射处理单元12将S1-S4分别调制为具有正交频率分量的的副载波S11、S21、S31、S41。

由在映射处理单元12内的数字调制产生的副载波S11-S41被输出到逆快速傅立叶变换(IFFT)装置13内。逆快速傅立叶变换装置13组合输入的副载波S11-S41，产生符号t1，其作为具有一个时间带的信号，并且向数模转换器14内输出所产生的符号t1。数模转换器14将输入的符号t1转换为模拟信号，并且将其输出到乘法器15。乘法器15将输入的模拟信号乘以载波cosω_ct，将符号t1的模拟信号进行模拟调制，并且向天线16输出所调制的信号X。以下将频率转换——上转换处理描述为“模拟调制”。天线16向外部发送被调制的信号X。调制作为副载波S11到S41的组合结果的符号t1的载波频率(以下称为“频率”)被表示为fc1。

假定发送器10通过改变载波频率来重发送作为一个符号的数据的C1。即，通过跳频来时间扩散符号C1。在第二次发送符号C1中使用的副载波将由S12、S22、S32和S42表示。在逆傅立叶变换装置13内组合S12-S42之后输出的时间带信号被作为符号t2。符号t2被数模转换器14转换为模拟信号，并且由乘法器15进行模拟调制。用于调制符号t2的模拟信号的频率被表示为fc2。在一个符号的数据C1被发送两次后，同样使用不同的载波频率来将C2发送两次，然后，类似地将C3、C4、......发送两次。图3示意地示出了相关的跳频。很清楚，一个符号的各个数据在不同的载波频率下进行模拟调制，并且被发送两次。为了简化说明，将一个符号的数据C1发送两次的操作假设作为具体示例，并且仅仅将具有副载波S11-S41和S12-S42的情况作为具体示例。

下面更详细地说明副载波S11-S41和S12-S42。图4示出了包括在由具有频率fc1的载波调制的符号t1的副载波S11-S41和包括在由具有频率fc2的载波调制的符号t2的副载波S12-S42在频率轴上的位置关系。在图1内所示的映射处理单元12使用QPSK来作为数字调制，并且执行所发送的信号的映射。在第一发送内，S1被映射到S11，S2被映射到S21，S3被映射到S31和S4被映射到S41。在第二发送内，S1被映射到S12，S2被映射到S22，S3被映射到S32和S4被映射到S42。例如，副载波S11-S41进行逆傅立叶变换。结果，副载波S11-S41具有正交频率分量，并且等距离地被布置在频率轴上。以这种方式，副载波S11-S41被模拟调制。

当通过载波fc1来调制副载波S11-S41时，其布置具有频率fc1作为中心。另一方面，当位于带2内的副载波S12-S42在时间带信号的传输期间使用载波fc2时，其在频率轴上的布置以频率fc2作为中心。在本实施例的说明内，为了便于理解，将采用映射处理单元12来在各自的相同频率上调制副载波S11和S12、S21和S22、S31和S32、与S41和S42。实际上，映射处理单元12可以在不同的频率调制副载波S11和S12、S21和S22、S31和S32与S41和S42。

在图5内，由副载波S11-S41占用的带1和由副载波S12-S42占用的带2被示出为处于垂直布置中，其中，它们在中央频率fc1、fc2处重叠。在带1的副载波S11-S41和带2的副载波S12-S42之间有一对一的对应，并且由对应的副载波承载相同的比特数据。

图6示出了本实施例的接收器60。由发送器10发送的信号被天线61接收，并且被输出到带通滤波器(BPF)62。BPF62是这样的滤波器，其执行带限制以便仅仅处理在所接收的信号内期望的带的信号。由BPF62提取的信号被输出到低噪声放大器(LNA)63。当所接收的信号很弱时，所接收的信号被LNA63放大，以便利其处理。由LNA63放大的信号通过直接转换方法被转换为基带，然后被输入在低通滤波器(LPF)64内。因为总是通过跳频来改变中央频率，因此在来自多带控制装置79的控制下改变中央频率。所述基带信号进行可变增益放大器(VGA)65的调整处理，然后被输入到模数(A/D)转换器66内。通过测量所接收的信号的功率并且调整VGA65(自动增益控制(AGC)处理)，有可能有效地使用A/D的动态范围。模数转换器66将所接收的信号转换为数字信号，并且将其输出到获取自动频率控制(AFC)装置67，其执行载波感应处理等。

获取AFC装置67实现在发送器和接收器之间的频率误差的校正或者载波感应处理。而且，获取AFC装置67指令多带控制装置79，使得在通过载波感应确认的定时执行跳频处理。获取AFC装置67向傅立叶变换装置68输出被处理的信号，并且快速傅立叶变换装置(FFT)68将作为时域信号的输入信号变换为频域信号。因此，对于在输入信号内包括的每个副载波执行所述变换。傅立叶变换装置68向均衡器(EQ)装置69输出用于每个副载波的信号。EQ装置69校正每个所接收的副载波的传输路由特性，然后将所述信号输出到跟踪单元70。跟踪单元70校正由相位失真的残余频率差产生的效果。跟踪单元70将被处理的信号输出到解调软确定单元71内。

解调软确定单元71执行软确定类型的去映射处理。去交织器72将所接收的信号以由发送器发送的信号的顺序重新布置。维特比解码器(Viterbi decoder)73使用维特比解码器来实现纠错处理，并且改善接收特性。去扰码器74执行去扰码处理。纠错装置75通过里德—所罗门(Read-Solomon)编码-解码来执行纠错处理。误差检测HCS装置76通过CRC(循环冗余校验)多项式来执行HCS(报头校验序列)，并且检测误差。丢弃其中已经由误差检测HCS装置76检测到误差的帧。一旦误差检测报头校验序列HCS装置76检测到误差，则输出丢弃指示信号I₁，以便丢弃其中已经相对于帧分析参数提取装置77检测到误差的帧。

帧分析参数提取装置77向解调软确定单元71从报头帧的分析结果指示(I₂)有效负荷的解调系统(QPSK，16QAM等)。帧分析参数提取装置77向去交织器72从报头帧的分析结果指示(I₃)有效负荷的交织参数(深度等)。帧分析参数提取装置77向维特比解码器73从报头帧的分析结果指示(I₄)卷积码参数(编码率、限制长度等)。结果，从帧分析参数提取装置77输出解码的接收数据。

图7示出了本实施例的接收器60的一部分。具体上，FFT 21对应于在图6内所示的傅立叶变换装置68，并且FEQ 23对应于在图6内所示的EQ装置69。在图7内所示的除了FEQ 23之外的装置(除了去交织器之外)对应于在图6内所示的解调软确定单元71。本实施例的接收器包括：副载波单元组合部36，其对于与所接收的符号相关的每个副载波执行对应于每个副载波的质量的加权；符号单元组合部35，其对于每个副载波执行基于符号质量的公共加权；以及，组合系统切换单元37，其在符号单元组合部35的使用和副载波单元组合部36的使用之间切换。所述符号单元组合部35接收被扩散的第一和第二符号，并且计算第一和第二符号的质量。在解调软确定单元71内，组合系统切换单元37根据在第一和第二符号之间的质量上的差别来确定在符号单元组合部35的使用和副载波单元组合部36的使用之间使用哪个部分。

组合系统切换单元37包括组合系统确定单元31，其根据符号质量在符号单元组合部35的使用和副载波单元组合部36的使用之间进行控制。组合系统确定单元31例如，根据所接收的第一符号的SNR来在符号单元组合部35的使用和副载波单元组合部36的使用之间切换。

下面将说明在图7内所示的设备的每个结构单元及其操作。为了具体说明，将首先考虑下述情况：其中，在FFT 21内输入符号t1。FFT 21将符号t1进行傅立叶变换，并且将其变换为频带信号。因此，FFT 21将符号t1变换为副载波S11-S41。FFT 21并行地输出副载波S11-S41。将所述副载波在FEQ 23和跟踪单元22内进行上述的处理，然后从FEQ 23并行输出。

第一符号缓冲器26保存输入的副载波S11-S41。这由图8图解。另一方面，如图8内所示，第二符号缓冲器27用于保存在输入的符号t2内包括的副载波S12-S42。第一和第二符号缓冲器并行地输出其中保存的副载波。

另一方面，符号质量估计和保存单元24也输入在符号t1内包括的副载波S11-S41，这在图9A内被示出。符号质量估计和保存单元24计算在所接收的副载波S11-S41内包括的信噪比(SNR)。图9B图解了由符号质量估计和保存单元24执行的处理。如图9B内所示，符号质量估计和保存单元24根据来自作为基准的被发送的信号分量和所接收的信号分量的改变而找到每个副载波的噪声分量。每个副载波的SNR被转换为与符号t1相关的SNR，并且被输出。如图7内所示，符号质量估计和保存单元24向符号加权确定单元25和组合系统确定单元31输出与符号t1相关的SNR。当接收到符号t2时，符号质量估计和保存单元24以类似的方式输出与符号t2相关联的SNR。在本实施例内，由符号质量估计和保存单元24计算和输出的信号被定义为每个符号的信号质量。

在符号加权确定单元25内输入与符号t1相关的SNR。也在符号加权确定单元25内输入与符号t2相关的SNR。这由图10图解。其中已经输入了与符号t1相关的SNR和与符号t2相关的SNR的符号加权确定单元25确定符号t1和符号t2的加权因子。例如，当符号加权确定单元25根据与符号t1相关的SNR确定向符号t1混合大噪声，但是实际上没有向符号t2混合噪声时，符号加权确定单元确定用于符号t1的对应于噪声量的小因子A，并且设置用于符号t2的大因子B。例如，让我们考虑最简单的情况，其中，用于符号t1的因子A被取为0，并且用于符号t2的因子B被取为1。在这种情况下，被混合大量噪声，由此SNR已经变差的符号t1可以被认为干扰其他符号。上述的相邻微微网干扰是这样的干扰的示例。在因子A和因子B之间的关系可以是使得其和为1。

乘法器41接收由第一符号缓冲器26输出的副载波S11-S41，也接收由符号加权确定单元25输出的因子A，并且执行其相乘处理。具体上，乘法器41将S11-S41乘以同一因子A，并且输出相乘结果。与符号t1相关并且由符号加权确定单元25确定的因子A是在符号t1内包括的副载波S11-S41的公共加权因子。另一方面，乘法器42接收由第二符号缓冲器27输出的副载波S12-S42，也接收符号加权因子B，并且执行相乘。具体上，乘法器42将S12-S42乘以同一因子B，并且输出相乘结果。因此，符号加权因子B是用于副载波S12的公共加权因子。

图11图解了加法器43的操作。加法器43执行由上述的乘法器41和乘法器42输出的信号、即被加权的副载波的加法处理。具体上，加法器43将在符号t1和符号t2内包括的副载波中的、已经被乘以加权因子的对应副载波相加，并且并行地输出所获得的和。图11图解了这样的加法处理。

图12A示出了副载波质量估计和保存单元28和副载波计数器29的输入信号和输出信号。图12B示出了由副载波质量估计和保存单元28执行的操作。将副载波S11-S41类似地并行输入副载波质量估计和保存单元28。副载波质量估计和保存单元28计算副载波S11-S41的SNR。具体上，如图12B内所示，所述副载波质量估计和保存单元根据来自作为基准的被发送的信号分量和所接收的信号分量的改变而计算每个副载波的噪声量，并且计算SNR。在已经完成了副载波S11-S41的SNR的计算后，副载波质量估计和保存单元28首先输出，例如作为S11的SNR的SNR11，并且也向副载波计数器输出SNR 11输出信号。其中已经接收到所述SNR 11输出信号的副载波计数器29计数从初始值起的计数值，并且向副载波质量估计和保存单元28输出用于指示在这样的计数后的值的信号来作为输出指示信号。

已经接收到输出指示信号的副载波质量估计和保存单元28输出，例如作为S21的SNR的SNR 21，并且也向所述副载波计数器输出SNR 21输出信号。在副载波质量估计和保存单元和副载波计数器之间以相同的方式来交换所述信号，并且副载波质量估计和保存单元输出作为副载波S11-S41的SNR的SNR 11-SNR 41。SNR 11-41被输出到副载波加权确定单元。在如上所述的示例内，考虑与符号t1相关的副载波S11-S41，但是，当向副载波质量估计和保存单元内输入与符号t2相关的副载波S12-S42时也执行类似的操作。

如上所述，副载波的接收特性根据其上已经在发送器内执行映射的频率而不同。在与本实施例相关的说明内，执行数字调制，使得在符号t1和符号t2内包括的副载波中的S11和S12、S21和S22、S31和S32与S41和S42具有相同的频率分量。但是，在符号t1和符号t2内，载波的频率不同(分别为fc1和fc2)。因此，如图20内所示，S11和S12、S21和S22、S31和S32与S41和S42具有不同的接收特性。

考虑到这个事实，在本实施例内，副载波质量估计和保存单元28计算在符号t1和符号t2内包含的与每个副载波相关的SNR。计算结果被定义为每个副载波的质量。也可以考虑一种使用每个副载波的功率或SNR，或者使用从已经被稀疏的用来减少计算量的副载波的各个值中找到的功率来作为每个副载波的质量的的方法。也可能估计在几个副载波单元内的信号质量，并且执行每个副载波的加权处理。

图13图解了其中副载波加权确定单元30确定每个副载波的加权因子的处理和其中乘法器44和乘法器45将每个副载波乘以每个副载波的加权因子的处理。副载波加权确定单元30接收对应于与符号t1相关的每个副载波的SNR。副载波加权确定单元30根据每个SNR来确定加权因子。具体上，副载波加权确定单元30接收作为与S11相关的SNR的SNR11，并且确定对应于S11的加权因子S。而且，副载波加权确定单元30输入作为与S21相关的SNR的SNR 21，并且确定与S21相关的加权因子T。

副载波加权确定单元30以类似的方式来确定与S31相关的加权因子U和与S41相关的加权因子V。而且，副载波加权确定单元30也接收与符号t2相关的每个副载波的SNR，即SNR 12-SNR 42。副载波加权确定单元30类似地确定与S12相关的加权因子W、与S22相关的加权因子X、与S32相关的加权因子Y和与S42相关的加权因子Z。副载波加权确定单元30然后向乘法器44输出所确定的加权因子S、T、U和V，并且向乘法器45输出加权因子W、X、Y和Z。

另一方面，第一符号缓冲器26保存与符号t1相关的副载波S11-S41，然后将它们输出到乘法器44。同样，第二符号缓冲器27保存与符号t2相关的副载波S12-S42，然后将它们输出到乘法器45。其中已经输入了副载波S11-S41以及加权因子S、T、U和V的乘法器44将副载波S11乘以因子S，将副载波S21乘以因子T，将副载波S31乘以因子U，并且将副载波S41乘以因子V。然后，乘法器44，例如，并行地输出相乘结果。其中已经输入了副载波S12-S42以及加权因子W、X、Y和Z的乘法器45将副载波S12乘以因子W，将副载波S22乘以因子X，将副载波S32乘以因子Y，并且将副载波S42乘以因子Z。乘法器45，例如，并行地输出相乘结果。因子S和W、T和X、U和Y与V和Z相关使得每对的和是1。

副载波加权确定单元30设置单独用于每个副载波的加权因子，并且乘法器44和乘法器45将单独的加权因子乘以各自的副载波。这个处理与由符号加权因子确定单元25和接收其输出的乘法器41、42执行的处理不同。因此，在本实施例内，不仅对于每个符号设置加权因子，而且根据各自的副载波的质量来对每个副载波设置加权因子。

图14图解了加法器46的操作，加法器46输入乘法器44和乘法器45的输出。然后，加法器46执行加法处理。加法器46并行地输出加法结果。加法器46的输出结果是通过下述方式而获得的组合信号：通过以在符号t1和符号t2内包含的每个副载波的SNR的值来加权在符号t1和符号t2内发送的一符号数据C1，即通过一般根据质量来进行加权。

图15A和图15B图解了组合系统确定单元31的操作。首先，组合系统确定单元31接收由符号质量估计和保存单元24输出的与符号t1相关的SNR和与符号t2相关的SNR，如图15A内所示。然后，在符号质量估计和保存单元24内接收门限值P。可以从外部寄存器输入所述门限值P，或者可以根据由组合系统确定单元31接收的与符号t1相关的SNR和与符号t2相关的SNR而设置所述门限值P。组合系统确定单元31找到如图15B内所示的在与符号t1相关的SNR和与符号t2相关的SNR之间的差的绝对值，并且确定是否所述差的绝对值大于预定门限值或者等于或小于所述门限值。

当所述差大于所述门限值时，其指示大量的噪声被混合到符号t1或者符号t2。在这种情况下，很可能符号t1或者符号t2干扰其他符号。因此，组合系统确定单元31向选择器32送出选择器信号，以便输出通过由符号加权因子确定单元25确定的加权因子所加权的符号。另一方面，当在与符号t1相关的SNR和与符号t2相关的SNR之间的差的绝对值小时，组合系统确定单元31向选择器32送出选择器信号，以便输出通过由副载波加权确定单元30确定的加权因子所加权的符号。

图16是图解本发明的实施例的接收器的操作的时序图。由天线接收的信号由FFT 16进行离散傅立叶变换(S1)。结果，所接收的信号被转换为具有每个副载波的振幅和相位信息的数据。所接收的符号被连续地输出到符号质量估计和保存单元24和副载波质量估计和保存单元28，直到其中相同的数据已经被扩散的符号的信号处理完成(S3，S4)。然后确定是否所接收的符号是奇数符号或者偶数符号(S5)，并且如果所接收的符号是奇数符号，则这个符号被存储在第一符号缓冲器26内(S6)。如果所接收的符号在偶数符号，则其被存储在第二符号缓冲器27内(S7)。参见上述接收器构造的具体说明的示例，奇数符号表示符号t1，而且偶数符号表示符号t2。

如果在步骤S2内完成偶数信号的信号质量估计和存储，则读出由符号质量估计和保存单元24确定的符号的信号质量(S8)。然后确定是否在其中已经扩散了相同数据的第一符号(例如符号t1)和第二符号(例如符号t2)之间的信号质量上的差在门限值之上(S9)。如果在所述第一符号和第二符号之间的信号质量上的差等于或者高于门限值，则确定所接收的符号已经被干扰影响，并且启动每个符号的组合处理(S10)。在以符号单元的组合处理内，读出由符号质量估计和保存单元24估计和保存的每个符号的信号质量(例如SNR)(S11)。然后，根据从符号质量估计和保存单元24读出的估计结果来设置每个符号的加权因子，并且执行加权(S12)。结果，产生已经以符号单元组合的组合符号。

另一方面，当在步骤S9内在第一符号和第二符号之间在信号质量上的差等于或者小于门限值，则确定所接收的信号还未被干扰影响，并且为每个副载波启动组合处理(S13)。在以副载波单元的组合处理内，读出由副载波质量估计和保存单元28已经估计和保存的每个副载波的信号质量(例如SNR)。然后对应于这个信号质量为每个副载波设置加权因子，并且以副载波单元执行符号加权(S15)。对于每个副载波执行加权处理，同时连续地递增副载波计数器29，直到完成所有的副载波的加权(S17)。重复所述操作，直到完成了所有的副载波的加权(S16)，并且产生已经以副载波单元组合的组合符号。

图17图解了在本实施例的接收器和传统接收器内的CNR(载波噪声比)和FER(帧误差率)之间的关系。如图17内所示，本实施例的接收器保证在相同的CNR条件下比传统的接收器更低的误差率。因此，很清楚，在本实施例的接收器内，在频率选择性衰落环境下的噪声的影响被减少。

因此，在本实施例的接收器内，通过执行在所接收的符号内包含的每个副载波的加权，即使在同一符号内，也可以对于具有好信号质量的副载波设置较大的加权因子，并且对于具有不好信号载波的副载波设置较小的加权因子，由此可以改善在频率选择性衰落环境下的接收特性。

而且，在本实施例的接收器内，确定是否存在所接收的信号的干扰，并且执行转换，以便当所接收的信号被干扰影响时，对于每个符号执行加权，而当未观察到干扰时，对于每个副载波执行加权。结果，可以即使在频率选择性衰落环境下也总是通过最佳组合方法来产生组合符号。

虽然已经使用几个示例实施例来说明了本发明，但是本领域内的技术人员可以认识到，在所附的权利要求的精神和范围内，可以对于本发明进行各种修改，并且本发明不限于如上所述的示例。

而且，所述权利要求的范围不被如上所述的示例实施例限定。

而且，注意到，申请人的意图是涵盖所有的权利要求元素的等同物，即使以后在申请期间被修改。

Claims

1.一种接收器，包括：

副载波单元组合部，其对于所接收的符号的每个副载波执行基于每个副载波的质量的加权；

符号单元组合部，其对于所接收的符号的每个副载波执行基于所述符号的质量的公共加权；以及，

组合系统切换单元，其在所述符号单元组合部和所述副载波单元组合部的使用之间进行切换，其中，

所述组合系统切换单元包括组合系统确定单元，其根据所述符号的质量来控制在所述符号单元组合部和副载波单元组合部的使用之间的切换。

2.根据权利要求1所述的接收器，其中

所述符号单元组合部接收第一符号和第二符号，并且计算所述第一符号和所述第二符号的质量；以及

所述组合系统确定单元基于在所述第一符号和所述第二符号之间在质量上的差，确定在所述符号单元组合部和副载波单元组合部的使用之间的切换的控制。

3.根据权利要求2所述的接收器，其中，

当在所述第一符号和所述第二符号之间在质量上的差等于或者低于预定门限值时，所述组合系统切换单元确定所述副载波单元组合部的使用。

4.根据权利要求3所述的接收器，其中，所述符号的质量是与所述符号相关的所述副载波中的每个副载波相关的信噪比的平均值。

5.根据权利要求2所述的接收器，其中，所述副载波中的每个副载波的质量是与所述副载波中的每个副载波相关的信噪比。