CN101420248A - 一种td-scdma终端频偏估计的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种TD－SCDMA终端频偏估计的方法和装置，该方法包括：终端根据接收到的Midamble码进行信道响应估计，得到信道响应估计结果和实际信道响应估计结果；从实际信道响应估计结果中选择出符合预定条件的有效径，并确定排除特定径外的所有径的信道响应；根据排除特定径外的所有径的信道响应和本地Midamble码，拟合出除去特定径的多径Midamble码序列；将接收到的Midamble码和拟合出的除去特定径的多径Midamble码序列相减，估计出特定径的Midamble码序列；根据特定径的Midamble码序列所携带的频偏信息，得到当前时隙的频偏。本发明能提高频偏估计的有效性和精度。

Description

一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法及装置

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，特别涉及一种时分-同步码分多址(TD-SCDMA，Time-Division Synchronization Code Division Multiple Access)终端频偏估计的方法及装置。

背景技术

在TD-SCDMA系统中，由于多普勒频移的影响和本地晶振的误差积累，终端设备的采样频率并不能时刻与基站发送信号的载波频率保持一致，这样会产生一定的频率漂移，使接收信号的相位也出现漂移，从而对采用相干解调的终端系统造成不利影响，导致接收性能下降。因此，必须对载波频率偏差进行估计和补偿，以保持载波同步。

现有技术中的频偏估计，通常是基于解调出来的软比特数据进行的：通过软比特数据包含的相位信息和软比特数据硬判决结果的调制信息对比，进而求出其包含的频偏信息。但是，由于对软比特信息进行硬判决非常容易出现失误，使得基于解调数据进行频偏估计的结果变得不可靠。

针对上述问题，申请号为200410000119.5的专利和申请号为200510057108.5的专利申请，提出了基于Midamble码进行频偏估计的方法。

其中，申请号为20041000119.5的专利，首次在频偏估计中，提出了基于信道冲击响应生成本地无偏Midamble序列的方式来进行频偏估计，但是由于没有考虑不同接收径的相位不同而引起的误差，所以其频偏估计结果精度并不能令人满意。

申请号为200510057108.5的专利，对上一个专利进行了改进，增加了对不同接收径的相位的估计和补偿，精度有了提高，但是由于没有考虑同频邻小区的干扰消除，同时由于Midamble码的自相关性不足，使得其相位信息并不能准确的表现在冲激响应上，所以使用该方法进行频偏估计所得到的精度仍然不高。

因此如何能实现对TD-SCDMA终端进行高精度的频偏估计，实属当前重要研发课题之一。

发明内容

本发明提供了一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法和装置，所要解决的技术问题是使其在不提升系统的复杂度的前提下，提高频偏估计的精度。

本发明的目的及解决其技术问题是采用以下技术方案来实现的。依据本发明提出的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，包括：步骤S1，TD-SCDMA终端根据接收到的TD-SCDMA子帧中当前时隙的Midamble码进行信道响应估计，得到信道响应估计结果，并从所述信道响应估计结果中获取实际信道响应估计结果；该方法还包括：步骤S2，从所述实际信道响应估计结果中选择出符合预定条件的有效径，并根据所述实际信道响应估计结果和特定径，确定排除特定径外的所有径的信道响应，其中所述特定径为有效径中的一条；步骤S3，判断所述实际信道响应估计结果中的窗函数的功率是否大于一阈值，是则，根据所述排除特定径外的所有径的信道响应和本地Midamble码，拟合出除去特定径的多径Midamble码序列；否则，结束该频偏估计；步骤S4，将接收到的当前时隙的Midamble码和所述步骤S3中拟合出的除去特定径的多径Midamble码序列相减，估计出基于特定径的Midamble码序列；步骤S5，根据每一条基于特定径的Midamble码序列所携带的频偏信息，得到当前时隙的频偏。

本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。

前述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，所述步骤S1中，所述根据接收到的TD-SCDMA子帧中当前时隙的Midamble码进行信道响应估计进一步包括：步骤S11，分别对接收到的当前时隙的Midamble码和本地基本Midamble码进行傅立叶变换，得到相应的频域序列；步骤S12，对接收到的Midamble码频域序列和本地基本Midamble码的频域序列进行对位相除，得到对位相除值，再对所述对位相除值进行逆傅立叶变换，得到信道响应估计结果。

前述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，所述步骤S1中，所述从所述信道响应估计结果中获取实际信道估计结果包括：步骤S13，根据本地基本Midamble码的结构和实际信道估计长度，从所述信道响应估计结果中选出实际信道估计结果。

前述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，所述步骤S2中，所述从所述实际信道响应估计结果中选择出符合预定条件的有效径包括：步骤S21，从所述实际信道响应估计结果中选择出功率大于噪声门限功率的PathNum条径；步骤S22，从所述PathNum条径中选择出符合预定条件的有效径。

前述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，所述步骤S21中，所述噪声门限功率为功率最大径的功率与一噪声系数的乘积。

前述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，所述步骤S22中，所述预定条件包括：有效径的功率大于功率最大的径的功率与第一门限参数的乘积；以及有效径的功率大于噪声功率与第二门限参数的乘积，其中所述噪声功率为功率小于噪声门限功率的NoiseNum个功率的平均值。

前述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，所述步骤S2中，所述排除特定径外的所有径的信道响应为所述实际信道响应估计结果减去特定径的信道响应而得到的信道响应。

前述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，所述步骤S3具体为，所述排除特定径外的所有径的信道响应和所述本地Midamble码卷积，做为拟合出的除去特定径的多径Midamble码序列。

前述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，所述步骤S5包括以下步骤：步骤S51，将所述基于特定径的Midamble码序列与经过共轭的本地Midamble码对位相乘，得到相位信息；步骤S52，将所述相位信息均分成前后两个部分，并求出所述前后两个部分相位差值的集合；步骤S53，将所述相位差值的集合取平均值，得到平均相位差；步骤S54，将有效径中的每一个特定径的所述平均相位差再进行平均，得到有效径相位差，进而根据所述有效径相位差计算出当前时隙的频偏。

前述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，该方法还包括：步骤S6，存储TD-SCDMA子帧中得到的每个时隙的频偏，并将所述步骤5中得到的当前时隙的频偏和前N个时隙的频偏加权，得到当前时隙的最终频偏。

本发明的目的及解决其技术问题另外还采用以下技术方案来实现。依据本发明提出的一种TD-SCDMA终端频偏估计的装置，包括：信道估计器，用于根据接收到的TD-SCDMA子帧中当前时隙的Midamble码进行信道响应估计，得到信道响应估计结果，并从所述信道响应估计结果中获取实际信道响应估计结果；该装置还包括：有效径检测与计算器，用于从所述实际信道响应估计结果中选择出符合预定条件的有效径，并根据所述实际信道响应估计结果和特定径，确定排除特定径外的所有径的信道响应，其中所述特定径为有效径中的一条；本地无偏Midamble序列合成器，用于判断所述实际信道响应估计结果中的窗函数的功率是否大于一阈值，是则，根据所述排除特定径外的所有径的信道响应和本地Midamble码，拟合出除去特定径的多径Midamble码序列；否则，结束该频偏估计；第一减法器，用于将接收到的当前时隙的Midamble码和所述本地无偏Midamble序列合成器中拟合出的除去特定径的多径Midamble码序列相减，估计出基于特定径的Midamble码序列；以及频偏估计器，用于根据每一条基于特定径的Midamble码序列所携带的频偏信息，得到当前时隙的频偏。

本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。

前述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的装置，所述有效径检测与计算器包括：有效径选择单元，用于从所述实际信道响应估计结果中选择出功率大于噪声门限功率的PathNum条径，并从所述PathNum条径中选择出符合预定条件的有效径；第二减法器，用于将所述实际信道响应估计结果与所述特定径相减，以确定排除特定径外的所有径的信道响应。

前述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的装置，所述有效径选择单元中的所述噪声门限功率为功率最大径的功率与一噪声系数的乘积。

前述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的装置，所述有效径选择单元中的所述预定条件包括：有效径的功率大于功率最大的径的功率与第一门限参数的乘积；以及有效径的功率大于噪声功率与第二门限参数的乘积，其中所述噪声功率为功率小于噪声门限功率的NoiseNum个功率的平均值。

前述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的装置，所述本地无偏Midamble序列合成器包括：判断单元，用于判断所述实际信道响应估计结果中的窗函数的功率是否大于一阈值；本地Midamble码生成单元，用于生成本地Midamble码；以及卷积单元，用于将所述排除特定径外的所有径的信道响应和所述本地Midamble码卷积，做为拟合出的除去特定径的多径Midamble码序列。

前述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的装置，该装置还包括：存储单元，用于存储TD-SCDMA子帧中得到的每个时隙的频偏；频偏计算器，将所述频偏估计器中得到的当前时隙的频偏和所述存储单元中存储的前N个时隙的频偏加权，得到当前时隙的最终频偏。

由上述技术方案可知，具有以下有益效果：本发明根据排除特定径外的所有径的信道响应和本地Midamble码，拟合出除去特定径的多径Midamble码序列，并将接收到的当前时隙的Midamble码与之相减，估计出特定径的Midamble码序列，得到其频偏信息，并进一步得到有效径的相位差，进而得到当前时隙的频偏，并通过存储和加权，得到最终频偏。因此，可消除同频邻小区造成的多径干扰，提高了频偏估计的有效性和精度，若以之进行频率控制和当前时隙解调数据的补偿，可以提高当前的数据解调性能。

通过以下参照附图对优选实施例的说明，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更加明显。

附图说明

图1A为TD-SCDMA系统的帧结构示意图；

图1B为TD-SCDMA系统业务时隙结构示意图；

图2为本发明一种TD-SCDMA终端频偏估计方法的流程图；

图3为本发明实施例中步骤S1的详细流程；

图4为本发明实施例中步骤S2的详细流程；

图5为本发明实施例中步骤S5的详细流程；

图6为本发明一种TD-SCDMA终端频偏估计装置的结构示意图。

具体实施方式

本发明提供一种TD-SCDMA系统中TD-SCDMA终端进行频偏估计的方法与装置，对终端与基站之间的频偏进行估计。以下结合附图通过具体实施例对本发明做详细的说明。

首先，请参阅图1A和图1B所示，其中图1A为TD-SCDMA系统的帧结构，图1B为TD-SCDMA系统业务时隙结构示意图。一个TD-SCDMA子帧的长度为5ms，每个子帧又分为长度为675μs的7个业务时隙(TS0—TS6)和3个特殊时隙，该3个特殊时隙包括：下行导频时隙(DwPTS，DownlinkPilot Time S1ot)、保护间隔(GP)和上行导频时隙(UpPTS，Uplink Pilot TimeSlot)。通常业务时隙TS0总是分配给下行链路(DL，Downlink)，而业务时隙TS1总是分配给上行链路(UL，Uplink)。接收到的Midamble码位于每一个下行的TS(时隙)之中，长度为144chip，且Midamble码首尾16chip的码序列是一致的。

请参阅图2所示，其为本发明一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法的流程图，包括以下步骤：

步骤S1，TD-SCDMA终端根据接收到的TD-SCDMA子帧中当前时隙的Midamble码进行信道响应估计，得到信道响应估计结果，并从所述信道响应估计结果中获取实际信道响应估计结果。

这里，可用于信道响应估计的信道响应估计算法有多种，本实施例中，提供一种基于傅立叶变换运算的单小区信道响应估计的方法，请参阅图3所示，其为本发明实施例中步骤S1的详细流程。该方法包括：步骤S11，分别对接收到的当前时隙的Midamble码和本地基本Midamble码进行傅立叶变换，得到相应的频域序列；步骤S12，对接收到的Midamble码频域序列和本地基本Midamble码的频域序列进行对位相除，得到对位相除值，再对所述对位相除值进行逆傅立叶变换，得到信道响应估计结果。

详细地说，信道响应估计结果可通过(1)式得到：

$H_{\mathrm{mid}}^{\′}=\mathrm{IFFT}(\mathrm{FFT}\left(\mathrm{RecMid}\right)./\mathrm{FFT}\left(\mathrm{LocalMid}\right))---\left(1\right)$

其中，RecMid表示终端接收到的当前时隙的Midamble码，LocalMid表示用于计算信道响应估计的本地基本Midamble码，FFT表示快速傅立叶变换(或傅立叶变换)，IFFT表示快速逆傅立叶变换(或逆傅立叶变换)，/表示对位相除(点除)，表示基于Midamble估计出的信道响应估计结果，它是一个长度为128chip的码序列。

在TD-SCDMA系统中，如果K_cell值为8，则信道响应估计的窗长典型值为16。在不同的窗中出现的信道冲击响应，对应着不同物理码道相应的Midamble码偏移。

另外，本地基本Midamble码(LocalMid)是3G标准上确定的基本Midamble码，是由本地根据当前的小区信息生成的。

这里，需要指出的是，收到的Midamble码实际上是144chip，我们只截取后128chip的Midamble码做信道响应估计，因为前16chip的码序列是后16chip码序列的重复，是用来防止延时和多径干扰的。

另外，在本发明中，并不是将上述基于单小区的信道响应估计结果做为最后的信道响应估计结果，为避免受到同频邻小区干扰，接下来执行步骤S13，对所述信道响应估计结果进行相应的干扰消除迭代计算，得到实际信道估计结果H_mid。

本领域的技术人员可以知道，该步骤S13的实现的方式可为建立一个不同小区的Midamble码相互干扰的关系表，以两个同频邻小区的情况为例，则干扰表分别表示为CR_1，2，CR_1，3，CR_2，1，CR_2，3，CR_3，2，CR_3，2。其中，CR_m，n表示第m个小区对第n个小区的干扰系数表，长度为128Chip，表示为CR_m，n(1:128)。然后不断的选取信道估计响应中功率最大的径，记录其小区号m，以及其码片位置iPath，复数的响应H_iPath，做为系数与干扰关系表中的相应数据相乘，H_{mn，interference}＝H_iPath*[CR[iPath+1:128]，CR[1:iPath]]，将结果H_{mn，interference}做为该径对其他小区信道估计响应的干扰予以消除，得到 $H_{\mathrm{mid}}^{\′}=H_{\mathrm{mid}}^{\′}-H_{\mathrm{mn},\mathrm{int\; erference}}$ 。如此迭代预定次数(比如20次)，即可很大程度的消除不同小区之间由于小区配置的Midamble码之间相关性带来的信道估计的误差，获得一个相对“干净”而准确的实际信道响应估计结果，即上述

经过20次迭代计算，得到实际信道响应估计结果H_mid。

步骤S2，从所述实际信道响应估计结果中选择出符合预定条件的有效径，并根据所述实际信道响应估计结果和特定径，确定排除特定径外的所有径的信道响应，其中所述特定径为有效径中的一条。

请参阅图4所示，其为本发明实施例中步骤S2的详细流程。这里，假设邻小区数量为N，K_cell值为8，则需要检测的窗为8*n个。从实际信道响应估计结果中选择出符合预定条件的有效径包括：步骤S21，从所述实际信道响应估计结果中选择出功率大于噪声门限功率的PathNum条径；步骤S22，从所述PathNum条径中选择出符合预定条件的有效径。

具体步骤如下：

求出本地窗函数中功率最大的径的功率，并将之表示为P_max；求出噪声门限功率，其为功率最大径的功率与一噪声系数的乘积，即P_NoiseThres＝P_max*NoiseThres；将所有窗内大于P_NoiseThres点的功率记为路径功率P_path，n，点数为计为PathNum；将所有窗内小于P_NoiseThres点的功率记为噪声功率P_noise，n，点数计为NoiseNum，求出噪声功率 $P_{\mathrm{noise}}=\frac{1}{\mathrm{NoiseNum}}\underset{1}{\overset{\mathrm{NoiseNum}}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{\mathrm{noise},n};$

然后，再从上述PathNum条径中选择符合预定条件的有效径。这里，所述预定条件可以设置为：

P_valid，n>P_max*Thres1

P_valid，n>P_noise*Thres2

上述条件可以表述为：有效径为功率大于最大径和第一门限参数Thres1的乘积，同时大于噪声功率与第二门限参数Thres2乘积的接收径，表示为H_valid，n。所述第一门限参数Thres1和所述第二门限参数Thres2的值需要根据实际的外场测试情况来确定。另外，在获得的有效径中，取出任意一条作为特定径，取出特定径进行下面步骤的计算时，其他径的值都为零，例如，取第1径作为特定径，则除了第1径外，其他径的值都为零，而取到第n径作为特定径时，则除了第n径外，其他径的值都为零。

最后，通过从实际信道响应估计结果中减去特定径的信道响应，而求出排除特定径外的所有径的信道响应，表示为 $H_{\mathrm{mid},n}^{\′}=H_{\mathrm{mid}}-H_{\mathrm{valid},n};$

步骤S3，根据所述排除特定径外的所有径的信道响应和本地Midamble码，拟合出除去特定径的信道冲击响应对应的多径Midamble码序列

本地拟合的Midamble码序列的生成过程如下：根据上层配置的信道码和本小区与邻小区的码编号，生成本地Midamble码(包括各个窗对应的Shift-Midamble码序列)；并将本地Midamble码和步骤2计算出来的信道响应

分别进行循环卷积作为拟合出的除去特定径的多径Midamble码序列

其中一种计算方法如(2)式所示，即求出频域乘积后逆傅立叶变换：

${\mathrm{Mid}}_n^{\′}=\mathrm{IFFT}(\mathrm{FFT}\left(H_{\mathrm{mid},n}^{\′}\right)*\mathrm{FFT}\left(\mathrm{LocalMid}\right))---\left(2\right)$

为了节省计算量，如果窗函数功率太小，可以认为基站没有发送相应的循环位移的Midamble码，因此本地就不需要重建该窗的Midamble码序列，于是可省略与此窗函数对应Midamble序列拟合。

步骤S4，将接收到的当前时隙的Midamble码和所述步骤S3中拟合出的除去特定径的多径Midamble码序列相减，估计出基于特定径的Midamble码序列Mid_n；

计算方法如下： ${\mathrm{Mid}}_n=\mathrm{RecMid}-{\mathrm{Mid}}_n^{\′}$

这里，假定步骤S3的信道响应估计的结果是准确的，拟合出来的除去特定径的多径Midamble码序列和接收到的除去特定径的多径Midamble码序列是基本一致的，由频偏带来的信道响应估计的误差可以视为噪声处理；同时，可以认为，此时求出的基于特定径的Midamble码序列可以近似认为只有一个合成入射相位，也就是说，克服了不同径的接收相位不同而引起误差的问题，相位信息和信道冲击响应可以较为准确的对应。

步骤S5，根据每一条基于特定径的Midamble码序列Mid_n所携带的频偏信息，得到当前时隙的频偏。

请参阅图5所示，其为本发明实施例中步骤S5的详细流程。这里，进行频偏估计的方法表述如下：

步骤S51，将求出的特定径Midamble码与经过共轭的本地生成的带着移位信息的Midamble码序列进行对位相乘，求出相位信息，计算方法如下：

Phase_n＝Mid_n*conj(LocalMid_n)

步骤S52，将计算得出的Phase_n均分成前后两个部分(可表示为Phase_n，1＝Phase_n(1:64)，Phase_n，2＝Phase_n(65:128))，根据求出的相位信息求出相隔64码片的相位差值的集合；

步骤S53，对相位差值的集合进行平均，得到平均相位差，以减少噪声影响。计算方法如下：

${\mathrm{DeltaPhase}}_n=\frac{1}{64}\mathrm{\Σ}({\mathrm{Phase}}_{n,2}-{\mathrm{Phase}}_{n,1})$

步骤S54，将有效径中每一个特定径的的平均相位差再进行平均，得到有效径相位差 $\mathrm{DeltaPhase}=\frac{1}{m}\underset{1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DeltaPhase}}_n,$ 计算出相应的频偏值 $\mathrm{\Δf}=\frac{\mathrm{DeltaPhase}}{2*\mathrm{pi}*T},$ 其中，T为64chip的间隔时间。

步骤S6，保存TD-SCDMA子帧中得到的每个时隙的频偏，并将所述步骤5中得到的当前时隙的频偏和前N个时隙的频偏加权，得到当前时隙的最终频偏。

这里，对估计的不同时隙的频偏估计结果进行加权，其目的在于，抑制噪声影响，同时又不能过分损失对频率偏移变化的跟踪能力。即，对前N个时隙的计算结果予以保留，在计算出当前时隙的结果后，将此N个结果，赋予不同的加权因子，得到当前时隙的最终频偏，其中N的值可以根据需要而设定。具体计算方法如下：

$f_{\mathrm{output}}\left(n\right)=\underset{1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n*\mathrm{\Δf}\left(n\right)$ (a_n为预置的调整因子)

以最终频偏做为射频端进行频率控制的参考和当前时隙解调数据的补偿的参数，可以提高当前的数据解调性能。

本实施例未做具体说明的技术细节皆可从现有技术中找到相应的方案，在此不再赘述。

基于上述的TD-SCDMA终端频偏估计的方法，本实施例还提供了一种TD-SCDMA终端进行频偏估计的装置，如图6所示，该装置包括：信道估计器、有效径检测与计算器、本地无偏Midamble序列合成器、第一减法器和频偏估计器。

信道估计器，用于根据接收到的TD-SCDMA子帧中当前时隙的Midamble码进行信道响应估计，得到信道响应估计结果，并从所述信道响应估计结果中获取实际信道响应估计结果。

信道估计器得到信道响应估计结果，以及从信道响应估计结果中获取实际信道响应估计结果的过程均可使用现有技术中的算法实现。例如，使用基于傅立叶变换运算的单小区信道响应估计的方法，得到信道响应估计结果，并对信道响应估计结果进行相应的干扰消除迭代计算，得到实际信道估计结果。

有效径检测与计算器，用于从所述实际信道响应估计结果中选择出符合预定条件的有效径，并根据所述实际信道响应估计结果和特定径，确定排除特定径外的所有径的信道响应，其中所述特定径为有效径中的一条。

该有效径检测与计算器包括：有效径选择单元和第二减法器。

其中，有效径选择单元，用于从所述实际信道响应估计结果中选择出功率大于噪声门限功率的PathNum条径，并从所述PathNum条径中选择出符合预定条件的有效径，所述噪声门限功率为功率最大径的功率与一噪声系数的乘积；且有效径的功率大于功率最大的径的功率与第一门限参数的乘积；有效径的功率大于噪声功率与第二门限参数的乘积，其中所述噪声功率为功率小于噪声门限功率的NoiseNum个功率的平均值。

第二减法器，用于将所述实际信道响应估计结果与所述特定径的信道响应相减，以确定排除特定径外的所有径的信道响应。

本地无偏Midamble序列合成器，用于根据所述排除特定径外的所有径的信道响应和本地Midamble码，拟合出除去特定径的多径Midamble码序列。

本地无偏Midamble序列合成器包括：本地Midamble码生成单元和卷积单元。

本地Midamble码生成单元，用于生成本地Midamble码；卷积单元，用于将所述排除特定径外的所有径的信道响应和所述本地Midamble码卷积，做为拟合出的除去特定径的多径Midamble码序列。

第一减法器，用于将接收到的当前时隙的Midamble码和所述本地无偏Midamble序列合成器中拟合出的除去特定径的多径Midamble码序列相减，估计出基于特定径的Midamble码序列；

频偏估计器，用于根据每一条基于特定径的Midamble码序列所携带的频偏信息，得到当前时隙的频偏。

另外，TD-SCDMA终端频偏估计的装置还包括：

存储单元，用于存储TD-SCDMA子帧中得到的每个时隙的频偏；

频偏计算器，将所述频偏估计器中得到的当前时隙的频偏和所述存储单元中存储的前N个时隙的频偏加权，得到当前时隙的最终频偏。

虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (16)

1、一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，其特征在于，该方法包括：

步骤S1，TD-SCDMA终端根据接收到的TD-SCDMA子帧中当前时隙的Midamble码进行信道响应估计，得到信道响应估计结果，并从所述信道响应估计结果中获取实际信道响应估计结果；

步骤S2，从所述实际信道响应估计结果中选择出符合预定条件的有效径，并根据所述实际信道响应估计结果和特定径，确定排除特定径外的所有径的信道响应，其中所述特定径为有效径中的一条；

步骤S3，根据所述排除特定径外的所有径的信道响应和本地Midamble码，拟合出除去特定径的多径Midamble码序列；

步骤S4，将接收到的当前时隙的Midamble码和所述步骤S3中拟合出的除去特定径的多径Midamble码序列相减，估计出基于特定径的Midamble码序列；

步骤S5，根据每一条基于特定径的Midamble码序列所携带的频偏信息，得到当前时隙的频偏。

2、根据权利要求1所述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，其特征在于，所述步骤S1中，所述根据接收到的TD-SCDMA子帧中当前时隙的Midamble码进行信道响应估计包括：

步骤S11，分别对接收到的当前时隙的Midamble码和本地基本Midamble码进行傅立叶变换，得到相应的频域序列；

步骤S12，对接收到的Midamble码频域序列和本地基本Midamble码的频域序列进行对位相除，得到对位相除值，再对所述对位相除值进行逆傅立叶变换，得到信道响应估计结果。

3、根据权利要求1所述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，其特征在于，所述步骤S1中，所述从所述信道响应估计结果中获取实际信道估计结果包括：

步骤S13，对所述信道响应估计结果进行相应的干扰消除迭代计算，得到实际信道估计结果。

4、根据权利要求1所述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，其特征在于，所述步骤S2中，所述从所述实际信道响应估计结果中选择出符合预定条件的有效径包括：

步骤S21，从所述实际信道响应估计结果中选择出功率大于噪声门限功率的PathNum条径；

步骤S22，从所述PathNum条径中选择出符合预定条件的有效径。

5、根据权利要求4所述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，其特征在于，所述步骤S21中，所述噪声门限功率为功率最大径的功率与一噪声系数的乘积。

6、根据权利要求5所述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，其特征在于，所述步骤S22中，所述预定条件包括：

有效径的功率大于功率最大的径的功率与第一门限参数的乘积；以及

有效径的功率大于噪声功率与第二门限参数的乘积，其中所述噪声功率为功率小于噪声门限功率的NoiseNum个功率的平均值。

7、根据权利要求1所述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，其特征在于，所述步骤S2中，所述排除特定径外的所有径的信道响应为所述实际信道响应估计结果减去特定径的信道响应而得到的信道响应。

8、根据权利要求1所述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，其特征在于，所述步骤S3具体为，所述排除特定径外的所有径的信道响应和所述本地Midamble码卷积，做为拟合出的除去特定径的多径Midamble码序列。

9、根据权利要求1所述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，其特征在于，所述步骤S5包括以下步骤：

步骤S51，将所述基于特定径的Midamble码序列与经过共轭的本地Midamble码对位相乘，得到相位信息；

步骤S52，将所述相位信息均分成前后两个部分，并求出所述前后两个部分相位差值的集合；

步骤S53，将所述相位差值的集合取平均值，得到平均相位差；

步骤S54，将有效径中的每一个特定径的所述平均相位差再进行平均，得到有效径相位差，进而根据所述有效径相位差计算出当前时隙的频偏。

10、根据权利要求1-9中任一项权利要求所述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的方法，其特征在于，该方法还包括：

步骤S6，保存TD-SCDMA子帧中得到的每个时隙的频偏，并将所述步骤5中得到的当前时隙的频偏和前N个时隙的频偏加权，得到当前时隙的最终频偏。

11、一种TD-SCDMA终端频偏估计的装置，包括：信道估计器，用于根据接收到的TD-SCDMA子帧中当前时隙的Midamble码进行信道响应估计，得到信道响应估计结果，并从所述信道响应估计结果中获取实际信道响应估计结果；其特征在于，该装置还包括：

有效径检测与计算器，用于从所述实际信道响应估计结果中选择出符合预定条件的有效径，并根据所述实际信道响应估计结果和特定径，确定排除特定径外的所有径的信道响应，其中所述特定径为有效径中的一条；

本地无偏Midamble序列合成器，用于根据所述排除特定径外的所有径的信道响应和本地Midamble码，拟合出除去特定径的多径Midamble码序列；

第一减法器，用于将接收到的当前时隙的Midamble码和所述本地无偏Midamble序列合成器中拟合出的除去特定径的多径Midamble码序列相减，估计出基于特定径的Midamble码序列；以及

频偏估计器，用于根据每一条基于特定径的Midamble码序列所携带的频偏信息，得到当前时隙的频偏。

12、根据权利要求11所述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的装置，其特征在于，所述有效径检测与计算器包括：

有效径选择单元，用于从所述实际信道响应估计结果中选择出功率大于噪声门限功率的PathNum条径，并从所述PathNum条径中选择出符合预定条件的有效径；以及

第二减法器，用于将所述实际信道响应估计结果与所述特定径相减，以确定排除特定径外的所有径的信道响应。

13、根据权利要求12所述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的装置，其特征在于，所述有效径选择单元中的所述噪声门限功率为功率最大径的功率与一噪声系数的乘积。

14、根据权利要求13所述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的装置，其特征在于，所述有效径选择单元中的所述预定条件包括：

有效径的功率大于功率最大的径的功率与第一门限参数的乘积；以及

有效径的功率大于噪声功率与第二门限参数的乘积，其中所述噪声功率为功率小于噪声门限功率的NoiseNum个功率的平均值。

15、根据权利要求11所述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的装置，其特征在于，所述本地无偏Midamble序列合成器包括：

本地Midamble码生成单元，用于生成本地Midamble码；以及

卷积单元，用于将所述排除特定径外的所有径的信道响应和所述本地Midamble码卷积，做为拟合出的除去特定径的多径Midamble码序列。

16、根据权利要求11-15中任一项权利要求所述的一种TD-SCDMA终端频偏估计的装置，其特征在于，该装置还包括：

存储单元，用于存储TD-SCDMA子帧中得到的每个时隙的频偏；

频偏计算器，将所述频偏估计器中得到的当前第N个时隙的频偏和所述存储单元中存储的前N-1个时隙的频偏加权，得到当前第N个时隙的最终频偏。

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