CN102647377B - 一种基于数据域分块的频偏校正方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于数据域分块的频偏校正方法及装置，该方法包括：首先将联合检测解调后的数据域数据等长分块，得到分块个数；然后对收到的Midamble码序列用平均相位差法进行频偏估计，得到初始频偏估计值，将初始频偏估计值补偿给第一个子块的数据，完成第一个子块数据的频偏校正过程；对校正后的第一个子块数据进行频偏估计，得到第一频偏估计值，将第一频偏估计值补偿给第二个子块的数据，完成第二个子块数据的频偏校正过程；逐块迭代对每个子块进行先补偿后估计的操作，直到最后一个子块则估计结束。本发明通过将数据域数据分块来逐块减小估计误差，提高了估计精度；另外，在频偏估计的过程中同时完成了频偏估计值的实时校正。

Description

一种基于数据域分块的频偏校正方法及装置

技术领域

本发明涉及移动通信技术，特别涉及一种TD-SCDMA系统的多普勒频偏校正方法及装置。

背景技术

随着通信用户移动速度的快速提高，列车时速已经达到500km/h。在高铁场景下，信道快速衰落，多普勒频偏变化剧烈，严重时会导致手机无法正常通话。多普勒频偏的有效估计将会决定资源分配的优劣，切换判决的性能，功率控制的有效性，乃至信道估计的准确性等。移动用户与基站发生相对运动时引起的接收信号频率的偏移称为多普勒频偏。多普勒频偏估计就是通过一些方法估计出频率偏移值并将其补偿给接受信号，从而减小移动通信系统的误码率。

目前，频偏估计方法可以分为两类：数据辅助（DA）型和非数据辅助（NDA）型，数据辅助型频偏估计是基于已知的导频符号进行估计，而非数据辅助型频偏估计则是利用接收信号自身的统计特性进行估计，非数据辅助频偏估计也称盲频偏估计。另外，数据辅助型频偏估计方法的精度要高于非数据辅助型频偏估计方法，在低信噪比环境下更是如此。

在论文“AChannelandCarrierFrequencyOffsetJointEstimationAlgorithmforTD-SCDMA，”JournalofElectronics&InformationTechnology，Vol.28，No.11，2006，pp.2099-2102（一种TD-SCDMA载波频偏与信道联合估计算法，电子与信息学报，第28卷第11期，2006年，第2099-2102）中提出了一种数据辅助型频偏估计方法，其基本方法是：利用已知Midamble码和收到Midamble码的部分相关信号进行频偏估计并通过循环迭代来消除剩余频偏对估计精度的影响，以下简称方法一。

中国发明专利200910079733.8（“时分码分多址接入系统中的频偏估计方法及装置”，北京天碁科技有限公司，2009.03.09）提出了一种时分码分多址接入系统中的频偏估计方法，其基本方法是：接收带有频偏的Midamble码的后128个码片数据，根据128个码片数据和本地基本Midamble码计算出第一频偏估计结果；将第一频偏估计结果补偿给经联合检测解调出的数据进行频偏估计得到第二频偏估计结果；对第一频偏估计结果和第二频偏估计结果进行累加计算，得到第三频偏估计结果，以下简称方法二。

与方法一相比，方法二在利用Midamble码进行频偏估计的基础上，再次利用经过联合检测解调后的数据域数据进行频偏估计，实现了大范围、高精度的频偏估计。通过分析相关文献和发明专利，发现已有频偏估计方法均未从数据域分块的角度来有效改善频偏估计的性能，本发明从数据域分块的角度，为了进一步提高频偏估计方法的估计精度，减小系统误码率，提出了基于数据域分块的频偏校正方法及装置。

发明内容

本发明的目的在于：提供一种基于数据域分块的频偏校正方法及装置，用以减小估计值的均方误差从而提高频偏估计的精度，减小系统误码率。

本发明的技术方案是：本发明提供了一种基于数据域分块的频偏校正方法，该方法包括：

步骤一、对经联合检测解调后得到的数据域数据进行等长分块，得到分块个数；

步骤二、对收到的Midamble码序列用平均相位差法进行频偏估计，得到初始频偏估计值；

步骤三、利用所述初始频偏估计值和所述等长分块后的数据域数据逐块迭代进行频偏校正，所述逐块迭代进行频偏校正是将所述初始频偏估计值补偿给第一个子块的数据，实现所述第一个子块数据的频偏校正，进一步对所述频偏校正后的第一个子块的数据进行频偏估计，得到第一频偏估计值，再将所述第一频偏估计值补偿给第二个子块的数据，就实现了所述第二个子块数据的频偏校正，逐块迭代对每一个子块都进行先补偿后估计的操作，直到最后一个子块的数据补偿完毕则校正结束。

进一步地，步骤一中所述对联合检测解调后得到的数据域数据实行等长分块得到分块个数的方法是：Midamble码后的数据域部分为352chip，每个子块的长度用L表示，L为16的倍数，令表示对x向上取整，则分块个数为

进一步地，步骤二中所述对收到的Midamble码序列用平均相位差法进行频偏估计，得到初始频偏估计值的方法具体包括：

用r_m表示接收端收到的Midamble码信号，令L_m为Midamble码的码片数，k表示采样后数据的序列号，k∈[0，L_m-1]，r_m(k)表示对收到的Midamble码信号r_m进行采样后得到的信号，z_m(k)表示对r_m(k)去除调制信息影响后得到的信号，对收到的Midamble码序列用平均相位差法进行频偏估计，得到初始频偏估计值的具体步骤是：

步骤二a、对收到的Midamble码信号r_m进行采样，得到信号r_m(k)；

步骤二b、对信号r_m(k)进行去除调制信息影响的处理，得到用于频偏估计的信号z_m(k)；

步骤二c、根据平均相位差法计算信号z_m(k)的平均相位差进而得到初始频偏估计值

进一步地，步骤三中所述利用所述初始估频偏计值和所述等长分块后的数据域数据逐块迭代进行频偏校正的方法具体包括：

用d表示经联合检测解调后数据域的数据，d₁,d₂,…,d_M表示等长分块后M个子块的数据，所述逐块迭代进行频偏校正的步骤是：

步骤三a、把所述初始频偏估计值补偿给第一个子块的数据d₁，得到校正后的第一个子块的数据d₁；

步骤三b、对所述校正后的第一个子块的数据d₁进行频偏估计，得到第一频偏估计值

步骤三c、把所述第一频偏估计值补偿给第二个子块的数据d₂，得到校正后的第二个子块的数据d₂，再对所述校正后的第二个子块的数据d₂进行频偏估计，得到第二频偏估计值

步骤三d、用表示第i-1个子块得到的频偏估计值，即第i-1频偏估计值，将所述第i-1频偏估计值补偿给第i个子块的数据d_i得到校正后的第i个子块的数据d_i，对所述校正后的第i个子块的数据d_i进行频偏估计，得到第i频偏估计值再将所述第i频偏估计值补偿给第i+1个子块的数据d_i+1得到校正后的第i+1个子块的数据d_i+1，逐块迭代直到第M个子块的数据d_M补偿完毕则校正结束。

一种基于数据域分块的频偏校正装置包括：

数据分块器，用于将联合检测解调后得到的数据域数据等长分块，得到M个子块的数据d₁,d₂,…,d_M；

Midamble码数据频偏估计器，用于接收携带频偏信息的训练序列Midamble码的后128个码片数据，根据所述128个码片数据和接收端已知的本地基本Midamble码计算出初始频偏估计值

分块数据频偏校正器，用于利用所述初始频偏估计值和所述等长分块后的数据域数据d₁,d₂,…,d_M进行逐块迭代的频偏估计和补偿，完成频偏校正过程。

进一步地，所述Midamble码数据频偏估计器包括：

信号采样模块，用于对收到的Midamble码信号r_m进行采样，用k表示采样后数据的序号且k∈[0,L_m-1]，采样后得到信号为r_m(k)；

去调制信息模块，用于对采样后的信号r_m(k)进行去除调制信息影响的处理，得到用于频偏估计的信号z_m(k)；

初始频偏估计模块，用于对信号z_m(k)进行频偏估计，得到初始频偏估计值

进一步地，所述分块数据频偏校正器包括：

符号硬判决模块，用于对等长分块后的数据域数据进行数据符号的硬判决，令i＝1,2…,M，则得到判决后的数据为

提取频偏信息模块，用于计算包含频偏信息的信号Z_di；

频偏计算模块，用于计算得到M个子块数据d₁,d₂,…,d_M的频偏估计值

频偏补偿模块，用于将第i个子块的频偏估计值补偿给第i+1个子块的数据d_i+1，得到校正后的第i+1个子块的数据d_i+1；

补偿计数模块，用于记录数据域数据被补偿的次数，即初次将计数器置零，每对数据域的一个子块补偿一次则计数器的计数增加1，逐块循环迭代直到计数器的计数为M时则迭代停止，频偏校正过程结束。

本发明的有益效果是：通过对联合检测解调后的数据域数据分块，将Midamble码频偏估计和解调数据分块的迭代频偏估计相结合，在不缩小估计范围的基础上提高了TD-SCDMA系统频偏估计的精度；同时，本发明中频偏估计和补偿的过程是同时进行和完成的，使得TD网络能够满足某些特殊场景的需要。另外，本发明从数据域分块的角度，为了进一步提高频偏估计方法的估计精度，减小系统误码率，提出了基于数据域分块的频偏校正方法及装置。

附图说明

图1为TD-SCDMA系统的常规时隙结构图；

图2为本发明的频偏校正方法的流程图；

图3为本发明的频偏校正装置的框图；

图4为本发明的频偏校正装置中Midamble码数据频偏估计器的框图；

图5为本发明的频偏校正装置中分块数据频偏校正器的框图；

图6为本发明的频偏校正装置中分块数据频偏校正器的工作流程图。

图7为本发明的频偏估计范围仿真实验结果图；

图8为本发明在归一化频偏Δf_norm＝0.005时估计值均方误差的仿真实验结果图；

图9为本发明在归一化频偏Δf_norm＝0.01时估计值均方误差的仿真实验结果图；

图10为本发明在归一化频偏分别为Δf_norm＝0.005和Δf_norm＝0.01时系统误码率的仿真实验结果图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细地描述：

图1为TD-SCDMA系统中常规时隙的结构图，TD-SCDMA系统的物理信道包含四层，即：系统帧、无线帧、子帧和时隙。多个无线帧组成系统帧，一个长度为10ms的无线帧则由两个长度为5ms的子帧组成，每个子帧又由不同的时隙组成。TD-SCDMA系统中分特殊时隙和常规时隙，常规时隙的长度为675μs。由图1可知，一个突发包含两个数据块，一个训练序列（Midamble码）和一个保护间隔。其中，位于两个数据块之间的Midamble码主要用于信道估计且不进行扩频调制；另外，同一小区同一时隙内的不同用户所采用的Midamble码是由一个基本Midamble码循环移位得到的。

图2为本发明的频偏校正方法的流程图，首先把经过联合检测解调后得到的数据域数据等长分块，得到分块个数；然后对收到的Midamble码序列用平均相位差法进行频偏估计得到初始频偏估计值；将初始频偏估计值补偿给第一个子块的数据，得到校正后的第一个子块的数据，此时就实现了第一个子块数据的频偏校正过程；对校正后的第一个子块的数据进行频偏估计，得到第一频偏估计值，将第一频偏估计值补偿给第二个子块的数据，得到校正后的第二个子块的数据，也就实现了第二个子块数据的频偏校正过程；逐块迭代对每个子块的数据都进行先补偿后估计的操作，直到最后一个子块的数据补偿完毕则校正结束。

下面说明其具体工作过程。

步骤一、对经联合检测解调后得到的数据域数据进行等长分块，得到分块个数；

其中：Midamble码后的数据域部分长度为352chip，每个子块的长度为L，令L＝96chip，则分块个数为式中表示对x向上取整。

步骤二、对收到的Midamble码序列用平均相位差法进行频偏估计，得到初始频偏估计值；

在本实施例中，可通过Midamble码频偏估计器来实现来执行步骤二，这里用r_m表示接收端收到的Midamble码信号，h_mq(t)表示第q码道信号经过的无线信道冲击响应，其窗长为16码片；令 且是该小区所使用的基本Midamble码按默认方式循环移位得到的第q码道的Midamble码；L_m＝144为Midamble码的长度；Q∈[1,8]是TS0的码道数；n_m(t)表示零均值的加性复高斯噪声；Δf为系统频偏，则有：

$r_m=[\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{\mathrm{mq}}\left(t\right)\⊗h_{\mathrm{mq}}\left(t\right)]\·e^{j2\mathrm{\π\Δft}}+n_m\left(t\right)---\left(1\right)$

对单径信号来说，若g_rrc(t)表示成形滤波器RRC（根升余弦）的波形，g(t)表示码片波形，则假设在（1）式中实现了最佳采样，即：

$g\left(t\right)=g_{\mathrm{rrc}}\left(t\right)\⊗g_{\mathrm{rrc}}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}1,t=0\\ 0,t=k{T}_c(k\≠0)\end{array}\right.---\left(2\right)$

步骤二中对收到的Midamble码序列用平均相位差法进行频偏估计，得到初始频偏估计值的具体步骤又包括：

步骤2.1、对收到的Midamble码信号r_m进行采样得到信号r_m(k)，即：

$r_m\left(k\right)=c_{\mathrm{mk}}^{\left(q\right)}\·e^{j(2\mathrm{\π\Δfk}{T}_c+{\mathrm{\θ}}_m)}+n_m\left(k\right)---\left(3\right)$

其中，k表示采样后数据的序号且k∈[0,L_m-1]，θ_m∈[-π,π]为Midamble码的信道初始相位，T_c为采样间隔；

步骤2.2、对采样后的信号r_m(k)进行去除调制信息影响的处理，得到用于频偏估计的信号z_m(k)，即将r_m(k)和相除，则有：

$z_m\left(k\right)=\frac{r_m\left(k\right)}{c_{\mathrm{mk}}^{\left(i\right)}}=c_{\mathrm{mk}}^{\left(i\right)*}\·r_m\left(k\right)=c_{\mathrm{mk}}^{\left(i\right)*}\·c_{\mathrm{mk}}^{\left(i\right)}{\·e}^{j(2\mathrm{\π\Δfk}{T}_c+{\mathrm{\θ}}_m)}+n_m^{\′}\left(k\right)---\left(4\right)$

其中，且具有和n_m(k)相同的统计特性，又因为所以有：

$z_m\left(k\right)=e^{j(2\mathrm{\π\Δfk}{T}_c+{\mathrm{\θ}}_m)}+n_m^{\′}\left(k\right),k\∈[0,L_m-1]--\left(5\right)$

步骤2.3、根据平均相位差法计算信号z_m(k)的平均相位差得到：

进而可以得到初始频偏估计值为：

其中，imag(x)表示复数变量x的虚部，real(x)表示复数变量x的实部；显然，经过和可以平滑减小噪声的影响。

步骤三、利用初始频偏估计值和等长分块后的数据域数据逐块迭代进行频偏估计；

用d表示经联合检测解调后数据域的数据，d₁,d₂,…,d_M表示等长分块后M个子块的数据，可通过分块数据校正器来实现步骤三，其具体步骤又包括：

步骤3.1、将初始频偏估计值补偿给第一个子块的数据d₁，得到补偿后的第一个子块的数据d₁，即：

$d_1=d_1\·\widehat{{\mathrm{\Δ}f}_0}---\left(8\right)$

此时，完成了第一个子块数据d₁的频偏校正过程。

步骤3.2、对补偿后的第一个子块的数据d₁进行频偏估计，得到第一频偏估计值其中得到第一频偏估计值的具体步骤又包括：

步骤3.2.1对补偿后的第一个子块的数据d₁进行硬判决得到

数据符号在传输过程中会由于噪声、衰落、频偏、同步等原因，使得接收端的数据符号在星座图中的位置与其发送时所在的星座图的位置产生一定的偏差。本步骤是根据接收数据符号在星座图中的位置来判决该符号在发送端是什么符号，这里用表示d₁的判决结果：

$\stackrel{=}{d_1}=\mathrm{HardJudge}\left(d_1\right)---\left(9\right)$

步骤3.2.2、提取频偏信息；

在步骤三3.2.2中，首先利用公式（10）计算出d₁与共扼相乘的结果y₁；

$y_1=\stackrel{=}{d_1}\×{d_1}^{*}---\left(10\right)$

然后利用公式（11）计算出包含频偏信息的信号Z_d1；

$Z_{d1}=\frac{1}{N/M-1}\underset{j=1}{\overset{N/M-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{1,j+1}\×y_{1,j}^{\′*}---\left(11\right)$

其中，N表示TD-SCDMA系统中每个码道中的数据符号数，且N=704/SF，SF为TD-SCDMA系统当前所使用的扩频因子；

步骤3.2.3、计算第一频偏估计值

数据域数据中相邻两符号间的相位差为则利用公式（12）就可以得到第二频偏估计值为：

$\widehat{{\mathrm{\Δ}f}_1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\left(16T_c\right)}\arctan \left(\frac{\mathrm{imag}\left(Z_{d1}\right)}{\mathrm{real}\left(Z_{d1}\right)}\right)---\left(12\right)$

其中，T_c表示码片速率，在TD-SCDMA系统中T_c＝1.28兆每码片；

步骤3.3、把第一频偏估计值补偿给第二个子块的数据d₂，得到补偿后的第二个子块的数据d₂，这里完成了第二个子块数据d₂的频偏校正过程，再对补偿后的第二个子块的数据d₂进行频偏估计，得到第二频偏估计值其具体步骤与步骤3.2.1~步骤3.2.3相同；

步骤3.4、逐块迭代对每个子块的数据都进行先补偿后估计的操作，其具体步骤又包括：

步骤3.4.1、将第i频偏估计补偿给第i+1个子块的数据d_i，得到补偿后的第i+1个子块的数据d_i+1，即：

$d_{i+1}=d_{i+1}\·\widehat{{\mathrm{\Δ}f}_i}---\left(13\right)$

步骤3.4.2、对补偿后的第i+1个子块的数据d_i+1进行硬判决得到

用表示d_i+1的判决结果，则用公式（14）就可以得到d_i+1的判决结果

$\stackrel{\‾}{\stackrel{\‾}{d_{i+1}}}=\mathrm{HardJudge}\left(d_{i+1}\right)---\left(14\right)$

步骤3.4.3、提取频偏信息；

在步骤3.4.3中，首先利用公式（15）计算出d_i+1与共扼相乘的结果y_i+1；

$y_{i+1}=\stackrel{\‾}{\stackrel{\‾}{d_{i+1}}}\×{d_{i+1}}^{*}---\left(15\right)$

然后利用公式（16）计算出包含频偏信息的信号Z_di+1；

$Z_{\mathrm{di}+1}=\frac{1}{N/M-1}\underset{j=1}{\overset{N/M-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{i+1,j+1}\×y_{i+1,j}^{\′*}---\left(16\right)$

其中，N表示TD-SCDMA系统中每个码道中的数据符号数，且N=704/SF，SF为TD-SCDMA系统当前所使用的扩频因子；

步骤3.4.4、计算第i+1频偏估计值

数据域数据中相邻两符号间的相位差为则利用公式（17）就可以得到第i+1频偏估计值为：

$\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{i+1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\left(16T_c\right)}\arctan \left(\frac{\mathrm{imag}(Z_{\mathrm{di}}+1)}{\mathrm{real}\left(Z_{\mathrm{di}+1}\right)}\right)---\left(17\right)$

其中，T_c表示码片速率，在TD-SCDMA系统中T_c＝1.28兆每码片；

步骤3.4.5、将第i+1频偏估计值补偿给第i+2个子块的数据d_i+2，得到补偿后的结果d_i+2，即：

$d_{i+2}=d_{i+2}\·{\mathrm{\Δ}\hat{f}}_{i+1}---\left(18\right)$

逐次迭代直到第M个子块的数据d_M补偿完毕则频偏校正过程结束。

图3为本发明的频偏校正装置的框图，由图可知该装置包括：

数据分块器10，用于将联合检测解调得到的数据域数据分块，得到M个子块的数据d₁,d₂,…,d_M；

Midamble码数据频偏估计器20，用于接收携带频偏信息的训练序列Midamble码的后128个码片数据，根据所述128个码片数据和接收端已知的本地基本Midamble码计算出初始频偏估计值

分块数据频偏校正器30，用于利用初始频偏估计值和等长分块后的数据域数据d₁,d₂,…,d_M进行逐块迭代的频偏估计和补偿，得到经过频偏校正的数据d_i(i＝1,2,…,M)。

其中，上述数据分块器根据步骤一得到的分块个数将经联合检测解调后得到的数据域数据进行等长分块。

上述Midamble码数据频偏估计器20能够执行步骤2.1～步骤2.3，此时Midamble码数据频偏估计器20的框图如图4所示，其具体包括：

信号采样模块200，用于对收到的Midamble码信号r_m进行采样得到信号其中，k表示采样后数据的序号且k∈[0,L_m-1]，θ_m∈[-π,π]为Midamble码的信道初始相位，T_c为采样间隔，n_m(k)表示对零均值的加性复高斯噪声；

去调制信息模块210，用于对采样后的信号r_m(k)进行去除调制信息影响的处理，得到用于频偏估计的信号z_m(k)；

初始频偏估计模块220，用于对信号z_m(k)进行频偏估计，得到初始频偏估计值

上述分块数据频偏校正器30能够执行步骤3.1~步骤3.4，即利用Midamble码数据频偏估计器20输出的初始频偏估计值和数据分块器10输出的M个子块的数据进行逐块迭代的频偏校正操作，此时分块数据频偏校正器30的框图如图5所示，其具体包括：

符号硬判决模块300，用于通过公式进行数据符号的硬判决，其中：i＝1,2…,M；

提取频偏信息模块310，用于首先根据公式计算出共扼相乘的结果y_i，其中：i＝1,…2M,，然后根据公式计算出包含频偏信息的信号Z_di，其中：N表示TD-SCDMA系统中每个码道中的数据符号数，且N=704/SF，SF为TD-SCDMA系统当前所使用的扩频因子；

频偏计算模块320，用于利用公式计算得到第i频偏估计值

频偏补偿模块330，用于利用公式将第i频偏估计值补偿给第i+1个子块的数据d_i+1，得到补偿后的结果d_i+1。

补偿计数模块340，用于记录数据域数据被补偿的次数，即初次将计数器置零，每对数据域的一个子块数据补偿一次，则计数器的计数增加1，逐块循环迭代直到计数器的计数为M+1时迭代停止，则频偏校正过程结束。

这里，分块数据频偏校正器30的工作流程图如图6所示，其具体工作过程是：首先将数据块的序列号i初始化为i＝1，当i＝1时提取初始频偏估计值补偿给第一个子块的数据，得到频偏校正后的第一个子块的数据；再对频偏校正后的第一个子块的数据进行频偏估计得到第一频偏估计值；然后i增加1即i＝2，此时i≠M+1，故提取第i-1频偏估计值（此时即为第一频偏估计值）进行i＝1的判断，由于i≠1故利用第一频偏估计值对第i＝2个子块的数据进行补偿，得到校正后的第i＝2个子块的数据；逐次循环，直到i＝M+1时循环停止，则频偏校正过程结束。

在MATLAB7.0的环境下通过计算机仿真实验对本发明的实施效益进行验证。

测试模型采用3GPP规定的TD-SCDMA专用多径传播模型(Case3)，如表1所示。各用户发送功率相等且归一化为1，信道中所加噪声是均值为零、功率为σ2的加性高斯白噪声，并且功率已知。接收端为单天线接收。发送滤波器和接收滤波器采用根升余弦数字滤波器，滚降系数为0.22。

表1Case3信道特性

系统链路的参数设置如表2所示。

表2系统配置参数

参数名称	参数设置
		载频(GH)	2
码片速率(Mchip/s)	1.28
		用户数据速率(kbit/s)	3.4
编码方案	1/3卷积编码
		译码方案	软判决维特比译码
传输时间间隔	40ms
		扩频因子	16(OVSF码)
调制方式	QPSK

其中，采用的扩频码为（以十六进制表示）：

$\mathrm{OVSF}=\left[\begin{array}{c}\mathrm{FFFF}\\ \mathrm{FF}00\\ F0F0\\ F00F\\ \mathrm{CCCC}\\ \mathrm{CC}33\\ C3C3\\ C33C\\ \mathrm{AAAA}\\ \mathrm{AA}55\\ A5A5\\ A55A\\ 9999\\ 9966\\ 9696\\ 9669\end{array}\right]$

扰码为（以十六进制表示）：

c=[44B4]

使用的基本midamble码为（以十六进制表示）：

m_basic＝[B2AC420F7C8DEBFA69505981BCD028C3]

如图7所示，我们给出了归一化频偏的范围为[-0.05,0.05]时本发明的频偏估计范围仿真实验结果。横轴代表归一化频偏Δf_norm，纵轴代表平均估计频偏由图7可以看出，本发明在归一化频偏Δf_norm≤|0.0435|时与理想曲线重合，即此时为无偏估计。

图8和图9是归一化频偏Δf_norm分别为0.005和0.01时估计值均方误差的仿真实验结果。横轴表示信噪比，纵轴表示估计值的均方误差，由图8和图9可以看出，当SNR＞threshold时估计值的均方误差几乎与克拉美罗界（CRB）重合，门限（threshold）即指当信噪比低于某一特定值时，频偏估计的误差会很大。当归一化频偏Δf_norm＝0.005时，若SNR＞10dB则估计值的均方误差曲线几乎与克拉美罗界（CRB）曲线重合；当Δf_norm＝0.01时，若SNR＞12dB则估计值的均方误差曲线几乎与克拉美罗界CRB）曲线重合。

图10是归一化频偏Δf_norm分别为0.005和0.01时误码率曲线的仿真实验结果。横轴表示信噪比，纵轴表示系统误码率，由图10可以看出，本发明的系统误码率在信噪比为12dB时可以达到10^-5以下，具有较好的误码率性能；另外，在不同的频偏条件下，本发明的误码率曲线变化不剧烈，即误码率性能稳定，在不同的频偏条件下都可以保持良好的性能。

Claims (4)

1.基于数据域分块的频偏校正方法，其特征在于，该方法包括：

步骤一、对经联合检测解调后得到的数据域数据进行等长分块，得到分块个数；

步骤二、对收到的Midamble码序列用平均相位差法进行频偏估计，得到初始频偏估计值；

步骤三、利用所述初始频偏估计值和所述等长分块后的数据域数据逐块迭代进行频偏校正，所述逐块迭代进行频偏校正是将所述初始频偏估计值补偿给第一个子块的数据，实现所述第一个子块数据的频偏校正，进一步对所述频偏校正后的第一个子块的数据进行频偏估计，得到第一频偏估计值，再将所述第一频偏估计值补偿给第二个子块的数据，就实现了所述第二个子块数据的频偏校正，逐块迭代对每一个子块都进行先补偿后估计的操作，直到最后一个子块的数据补偿完毕则校正结束。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤一中所述对联合检测解调后得到的数据域数据实行等长分块得到分块个数的方法是：Midamble码后的数据域部分为352chip，每个子块的长度用L表示，L为16的倍数，令表示对x向上取整，则分块个数为

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤二中所述对收到的Midamble码序列用平均相位差法进行频偏估计，得到初始频偏估计值的方法具体包括：

用r_m表示接收端收到的Midamble码信号，令L_m为Midamble码的码片数，k表示采样后数据的序列号，k∈[0,L_m-1]，r_m(k)表示对收到的Midamble码信号r_m进行采样后得到的信号，z_m(k)表示对r_m(k)去除调制信息影响后得到的信号，对收到的Midamble码序列用平均相位差法进行频偏估计，得到初始频偏估计值的具体步骤是：

步骤2.1、对收到的Midamble码信号r_m进行采样，得到信号r_m(k)；

步骤2.2、对信号r_m(k)进行去除调制信息影响的处理，得到用于频偏估计的信号z_m(k)；

步骤2.3、根据平均相位差法计算信号z_m(k)的平均相位差进而得到初始频偏估计值

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤三中利用所述初始频偏估计值和所述等长分块后的数据域数据逐块迭代进行频偏校正的方法具体包括：

用d表示经联合检测解调后数据域的数据，d₁,d₂,…,d_M表示等长分块后M个子块的数据，所述逐块迭代进行频偏校正的步骤是：

步骤3.1、把所述初始频偏估计值补偿给第一个子块的数据d₁，得到校正后的第一个子块的数据d₁；

步骤3.2、对所述校正后的第一个子块的数据d₁进行频偏估计，得到第一频偏估计值

步骤3.3、把所述第一频偏估计值补偿给第二个子块的数据d₂，得到校正后的第二个子块的数据d₂，再对所述校正后的第二个子块的数据d₂进行频偏估计，得到第二频偏估计值

步骤3.4、用表示第i-1个子块得到的频偏估计值，即第i-1频偏估计值，将所述第i-1频偏估计值补偿给第i个子块的数据d_i得到校正后的第i个子块的数据d_i，对所述校正后的第i个子块的数据d_i进行频偏估计，得到第i频偏估计值再将所述第i频偏估计值补偿给第i+1个子块的数据d_i+1得到校正后的第i+1个子块的数据d_i+1，逐块迭代直到第M个子块的数据d_M补偿完毕则校正结束。