CN101350556A - 变频开关调节器的稳态频率控制 - Google Patents

Abstract

一种用于变频调节器的稳态频率控制电路包括开环频率控制电路、频率检测器和比较器电路。变频调节器提供指示实际工作频率的时钟信号并且具有用于调整稳态工作频率的频率控制参数。频率检测器接收时钟信号并且提供频率感测信号，将该频率感测信号与稳态频率参考信号进行比较以提供频率调整信号。频率控制参数由频率调整信号调整以控制稳态频率。一种控制变频调节器的稳态频率的方法包括使用开环频率控制，确定工作频率并且提供频率感测信号，将频率感测信号与频率参考信号进行比较并提供频率调整信号，以及基于该频率调整信号来调整频率控制参数。

Description

变频开关调节器的稳态频率控制

技术领域

本发明涉及功率电子和变频开关调节器，尤其涉及变频开关调节器的开环和闭环稳态频率控制。

背景技术

变频开关架构，诸如例如合成纹波调节器、磁滞调节器、常闭/开开关调节器等是用于诸如笔记本计算机等各种电子设备中的降压型开关调节器的常用解决方案。这样的拓扑结构具有无需等待时钟脉冲等就能迅速响应瞬态事件(例如显著的负载变化)的能力。通常，这样的调节器在中等到重负载情况下以连续导通模式(CCM)工作，在轻负载情况下以断续导通模式(DCM)工作。系统设计者在CCM中倾向于固定频率因而可以优化滤波器组件并最小化电磁干扰(EMI)。然而，这样的变频开关拓扑结构的稳态工作频率随诸如输出电压、输入电压、负载情况等工作条件大幅变化。许多变频开关调节器尽管尝试用开环电路来控制稳态频率但仍表现出很差的CCM稳态频率控制。因此，准确控制变频开关调节器的稳态频率已成为挑战。

影响常规调节器的工作频率的各种因素，诸如不准确的输入电压或输出电压感测、环路补偿的变化、输出滤波器的变化、比较器和驱动器传播延时、不准确的时间常数匹配、负载变化(特别是对于常闭开关设备)等。输入电压感测在采样和保持相位管脚的电压以间接感测输入电压的器件上尤其差。因此，在许多配置中，在控制器上提供附加管脚用于接收输入电压以避免感测不准确性。高带宽的误差放大器引起补偿信号上过多的纹波，其导致开关频率随环路补偿或输出滤波器的变化而变化。常闭开关调节器的开关频率倾向于随负载的变化而变化。尽管各种调节器控制器采用扩展的开环电路以尝试稳定稳态开关频率，但开关频率控制仍然是很差的。一些纹波控制拓扑结构方案已能够改善CCM频率，却以减慢的瞬态响应为代价。

期望不牺牲瞬态性能就能改善许多不同类型的变频开关调节器的频率控制。

发明内容

一种用于控制变频调节器的稳态频率的稳态控制电路包括开环频率控制电路、频率检测器和比较器电路。变频调节器提供可指示工作频率的时钟信号并且具有用于调整该变频调节器的稳态工作频率的频率控制参数。开环频率控制电路控制频率控制参数以尝试控制操作的稳态频率。频率检测器具有用于接收时钟信号的输入和提供指示变频调节器的工作频率的频率感测信号的输出。比较器电路将频率感测信号与稳态频率参考信号进行比较并且提供指示所述比较的频率调整信号。频率控制参数由该频率调整信号进行调整以控制变频调节器的稳态频率。

在一个实施例中，频率检测器包括锯齿发生器和滤波器。锯齿发生器具有用于接收时钟信号的输入和提供指示变频调节器的工作频率的锯齿波形的输出。对锯齿波形进行滤波以提供指示锯齿波形频率的频率感测信号。滤波器可实现为电阻电容电路等用于对锯齿波形进行滤波以提供具有指示锯齿波形频率的值的频率感测信号。

比较器电路可以是跨导放大器，其具有接收频率感测电压的第一输入、接收频率参考电压的第二输入、以及提供频率调整信号的输出。可包括组合器用于将频率调整信号与频率控制参数相组合以提供用于调整频率控制参数的调整信号。

根据一个实施例的变频调节器包括具有第一和第二端的输出电感器、功率开关电路、变频控制器、开环频率控制电路、和闭环频率控制电路。功率开关电路选择性地将输入电压施加到输出电感器的第一端以基于时钟信号在输出电感器的第二端处产生输出电压。变频控制器具有接收该输出电压的输入和提供用于控制功率开关电路以调节输出电压的时钟信号的输出。开环频率控制电路控制频率控制参数以尝试控制操作的稳态频率。闭环频率控制电路根据操作的目标稳态频率来调整频率控制参数。

闭环频率控制电路可包括频率检测器和比较器电路。频率检测器具有用于接收时钟信号的输入并且具有提供指示变频控制器的工作频率的频率感测电压的输出。比较器电路将该频率感测电压与频率参考电压进行比较并且提供指示该比较的频率调整信号。频率检测器可包括锯齿发生器和滤波器。滤波器可以是具有单个低频极点的电阻电容滤波器。比较器电路可以是跨导放大器，其具有接收频率感测电压的第一输入、接收频率参考电压的第二输入、和提供频率调整信号的输出。

在一个实施例中，开环频率控制电路是窗电路，其向窗电阻器提供窗电流以控制窗电压从而尝试控制操作的稳态频率。变频调节器可包括将频率调整信号乘以窗电流用于提供调整电流的乘法器，以及将该调整电流与窗电流相加以向窗电阻器提供经调整的窗电流的电流求和节点。

功率开关电路可包括耦合在电子开关之间的相位节点，电子开关耦合在输入电压和地之间。变频控制器可包括合成纹波调节器控制器和采样电路。合成纹波调节器基于输入电压和输出电压产生指示穿过输出电感器的纹波电流的纹波电压。采样电路对相位节点的电压进行采样用于提供向合成纹波调节器控制器提供的输入电压感测信号。

一种根据一个实施例的控制具有用于调整稳态工作频率的频率控制参数的变频调节器的稳态频率的方法，包括使用开环控制来控制频率控制参数以尝试控制稳态频率，确定该变频调节器的工作频率并且提供指示该工作频率的频率感测信号，将频率感测信号与频率参考信号进行比较并且提供指示该比较的频率调整信号，并且基于该频率调整信号来调整频率控制参数以控制稳态频率。

变频调节器可包括指示工作频率的时钟信号。该方法可包括基于时钟信号产生锯齿波形，并对该锯齿波形进行滤波以提供具有指示工作频率的值的频率感测电压。该方法可包括将频率感测电压与频率参考电压之间的差值转换成频率调整电流。

频率控制参数可以是窗电流，其中该方法可包括将窗电流乘以频率调整电流以提供调整电流，以及将该调整电流与窗电流相加以提供经调整的窗电流。

附图说明

本发明的益处、特征和优点针对以下描述和附图将变得更易理解，附图中：

图1是根据一个实施例实现的包括稳态频率控制器的降压型变频调节器的简化示意框图；

图2是根据示意性实施例的图1的控制器的简化示意框图；

图3是示出使用图2的变频控制器的图1的变频调节器的典型开关波形的图形时序图；

图4是根据一个实施例实现的用于控制图1的变频调节器的稳态开关频率的图1的稳态频率控制器的示意框图；

图5是示出用于调节到较高频率电平的图4的稳态频率控制器的操作的在瞬态域中描绘选取的电压对时间的时序图；

图6是示出用于调节到较低频率电平的图4的稳态频率控制器的操作的在瞬态域中描绘选取的电压对时间的曲线图；

图7是示出图4的OV比较器和箝位电路的操作的结合过电压电平一起描绘选取的信号的曲线图；

图8是根据一个示例性实施例的在图1的控制器内实现的用于产生窗电压的窗控制电路的示意框图；

图9是根据一个示例性实施例的基于常闭拓扑结构的可用作图1的控制器的另一个控制器的简化示意框图。

具体实施方式

呈现以下描述以使得本领域普通技术人员能够制造和使用在特定应用及其要求的上下文中所提供的本发明。然而，对优选实施例的各种修改对于本领域技术人员来说将是显而易见的，并且此处定义的总原理可应用到其他实施例中。因此，本发明并非旨在被限定于此处所示出和描述的特定实施例，而是应该被授予与此处所公开的原理和新颖特征相一致的最宽范围。

图1是根据一个实施例实现的包括稳态频率控制器112的降压型变频调节器100的简化原理框图。控制器108将上栅极驱动信号UGD提供给上开关Q1的栅极端并将下栅极驱动信号LGD提供给下开关Q2的栅极端。在所示实施例中，电子开关Q1和Q2被示为一对N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，这是本领域技术人员公知的。可使用其他类型的电子开关设备，包括P沟道MOSFET或其他类型的FET等等。开关Q1具有耦合在VIN和相位节点104之间的漏极和源极，并且开关Q2具有耦合在相位节点104和地(GND)之间的漏极和源极。应注意，可以采用不同的地信号，诸如信号地对功率地，但出于讨论的简化，每一个都被称作地或“GND”。控制开关Q1和Q2以将输入电压VIN通过相位节点104切换到输出电感器L的一端，其另一端耦合到产生输出电压VO的输出节点106。相位节点104产生被示为VPH的相位电压，并且由耦合在输出节点106与GND之间的输出电容器CO对输出电压VO进行滤波。在所示配置中，输出电压VO被反馈到控制器108的变频控制器110的输入，变频控制器110具有产生UGD和LGD信号的输出。

在开关操作期间，将UGD信号设为高以闭合上开关Q1，其将VIN经由相位节点104耦合到输出电感器L。最后UGD信号反转为低并且将LGD信号设为高以闭合下开关Q2，以有效地将输出电感器L耦合到GND。由此，在开关操作期间相位电压VPH通常在VIN和GND之间切换，尽管通过输出电感器L的电流导致电压在每个周期的特定部分期间变化，如本领域技术人员所了解的。虽然仅示出向控制器108提供VO信号，但是应理解取决于特定配置和控制方法也可向控制器108提供其他信号。例如，还可向控制器108提供相位电压VPH、输入电压VIN、负载指示(例如负载电流)等中的任何一个或多个。

如前所述，变频开关架构，诸如例如合成纹波调节器、磁滞调节器、常闭/开开关调节器等都是在电子装置中使用的降压型开关调节器的流行解决方案。变频调节器100根据变频开关架构使用变频控制器110来实现。变频拓扑结构，包括变频调节器100，具有不用等待时钟脉冲等就能迅速响应包括负载变化等的瞬时事件的能力。然而，常规变频开关拓扑结构的稳态或直流(DC)工作频率随诸如例如输出电压VO、输入电压VIN、负载情况等工作条件大幅变化。许多常规变频开关调节器表现出很差的连续导通模式(CCM)稳态频率控制。稳态频率控制器112被示为耦合到变频控制器110作为控制器108的一部分用于改善变频调节器100的稳态频率控制，而不牺牲其瞬态性能。

图2是根据示例性实施例的控制器108的简化示意框图。控制器108包括实现为合成纹波调节器的变频控制器110。合成纹波调节器合成或模拟通过输出电感器L的纹波电流以调节输出电压VO，包括负载瞬态期间的调节。采样保持(SH)电路201具有耦合到相位节点104用于接收VPH电压的输入，和提供代表输入电压VIN的采样电压SVIN的输出。当开关Q1闭合时，SH电路201采样VPH，诸如基于合适的开关指示值(例如PWM、UGD、LGD等)，并在每个周期期间保持VPH以代表电压VIN。将采样电压SVIN提供给跨导放大器202的正向电压输入，该跨导放大器的反向电压输入耦合到GND。跨导放大器202具有一对耦合在电源电压VDD和单极单掷(SPST)开关SW1的第一开关端或极之间的输出。VDD在贯穿电路的各个位置用作相对于GND的电源或即电源电压。开关SW1的另一开关端耦合到“纹波”节点204并且开关SW1包括接收脉宽调制(PWM)信号的控制输入。当开关SW1闭合时，跨导放大器202向节点204提供与输入电压SVIN(基于VIN)成比例的电流。当PWM信号设为第一电平时(例如当上开关Q1导通时)开关SW1断开，否则断开。

将输出电压VO提供给另一个跨导放大器206的正向电压输入，该跨导放大器206的反向电压输入耦合到GND。为了讨论的简化，放大器202和206两者的跨导“gm”大致相同。跨导放大器206的电流输出端耦合在节点204与GND之间。纹波电容器CR耦合在节点204与GND之间，并且纹波电阻器RR耦合在节点204与提供“经调节”电压电平VREG的节点208之间。VREG可以是GND或小的恒定电压，诸如1伏特(V)。纹波电流IR被示为从节点204流入纹波电阻器RR。跨导放大器206基于输出电压VO恒定地从节点204汲取电流以连续地对电容器CR放电。节点204产生纹波电压VR并且被耦合到比较器210的反相(-)输入。比较器210的非反相(+)输入选择性地耦合以接收或是在节点215上产生的补偿电压VCOMP或是在窗节点213上产生的窗电压W。将内部参考电压VREF提供给EA 214的非反相(+)输入。将输出电压VO提供给反馈(FB)电路216的输入，该反馈电路的输出向EA 214的反相(-)输入提供反馈信号FB。本领域技术人员应理解，反馈电路216感测(例如，使用诸如分压器等的感测电路)并以其它方式提供输出电压VO的补偿并产生FB信号。EA 214放大VREF与FB之间的差值以产生反映输出电压VO误差的VCOMP。

窗电流发生器212具有耦合到窗节点213的输出用于将窗电流IW提供给窗电阻器RW的一端，该窗电阻器的另一端耦合到节点215。窗电流发生器212产生窗电流IW以相对于VCOMP来调整窗电压W以尝试维持变频调节器100相对恒定的开关频率。然而，如前所述，此开环配置并未实现期望的工作稳态频率。稳态频率控制器112耦合到窗电流发生器212并且产生窗电压调整电流IADJ，该电流与窗电流IW相加以产生通过窗电阻器RW的经调整窗电压VWA，如下面将进一步描述的。窗节点213产生窗电压W，该窗电压即是经调整的窗电压VWA加上VCOMP，或即W＝VWA+VCOMP。节点213与215之间的选择是基于被配置成由PWM信号控制的类似于单极双掷(SPDT)开关工作的开关SW2的状态。比较器210的输出提供用于控制开关SW1和SW2并且被提供给开关驱动器(SWD)218的输入的PWM信号。开关驱动器218具有提供被如前所述地提供给功率电子开关Q1和Q2的UGD和LGD信号的相应输出。

在操作中，跨导放大器206基于输出电压VO稳定地从节点204汲取电流以连续对纹波电容器CR放电。当开关SW1在设定PWM信号之际闭合时，由跨导放大器202经开关SW1提供基于输入电压VIN的电流以对电容器CR充电。尽管使用了SVIN电压，但其代表VIN电压因而充电电流被认为是基于VIN的。由于VIN大于VO，因此当开关SW1闭合时电容器CR由基于电压VIN与VO之间的差值或即VIN-VO的集合电流来充电的。当开关SW1由PWM断开时，电容器CR基于VO放电。本领域技术人员应理解，电压VO被持续地施加到输出电感器L的一端。输出电感器L的另一端在输入电压VIN和GND之间切换，导致基于VIN和VO的纹波电流流过输出电感器L。以此方式，纹波节点204上的电压VR是代表通过输出电感器L的纹波电流的纹波电压。EA 214产生VCOMP信号作为指示输出电压VO的相对误差的补偿电压。具体而言，将VO与代表VO的目标电压电平的参考电压VREF进行比较。当PWM被设定在其第一电平时，电压VR以恒定速率上升(基于充电电压VIN-VO)并且开关SW2选择提供窗电压W＝VCOMP+VWA的窗节点213。当电压VR上升到超过电压VWA+VCOMP时，比较器210将PWM切换到第二电平，导致开关SW2切换到选择节点215上的VCOMP的第二电平并且导致开关SW1断开因而VR以基于VO的恒定速率减小。以此方式，比较器210充当磁滞比较器，其将合成纹波电压VR与在VCOMP和W之间的窗电压进行比较。

图3是示出将变频控制器200用作控制器110的变频调节器100的典型开关波形的图形时序图。相对于时间描绘电压VPH、VCOMP、W＝VCOMP+VWA和VR。还描绘了VR的平均值，示为VR_AVG。电压VR、VCOMP、W和VR_AVG在彼此之上进行描绘以图示说明它们在开关操作期间的相应电平。在初始时刻t0，PWM信号被反转到低以因而SW1断开，SW2选择VCOMP，并且Q1断开。由此，由于电容器CR被放大器206放电，所以VR最初是下降的。在后续时刻t1，VR下降到VCOMP的电平，导致比较器210切换状态以将PWM设定在其第一状态由此闭合SW1，导致SW2切换到具有电压电平W＝VCOMP+VWA的节点213。由于SW1闭合，电容器CR被放大器202充电导致VR电压上升。PWM信号还导致开关驱动器218设定UGD信号闭合开关Q1，因而相位节点104有效地耦合到VIN。由此，VPH在时刻t1之后即跳跃到高电平。在后续时刻t2，VR上升到W＝VCOMP+VWA导致比较器210切换回将PWM反转到低。当PWM被反转到低时，开关SW1断开并且SW2切换回到选择VCOMP。被反转的PWM信号还导致开关驱动器218反转UGD信号并且随后设定LGD信号以导通开关Q2，因而相位电压VPH在时刻t2之后即返回到其低状态。VR也如前所述地再次朝VCOMP倾斜下降。操作对于PWM信号的后续周期以此方式重复。

虽然VCOMP被示为相对稳定，但如本领域技术人员所了解的，VCOMP随负载情况而变化。实际上，VCOMP和开关频率两者都随变化的负载情况而改变以将输出电压VO维持在预定的容许电平之内。窗电流发生器212还尝试调整IW以将恒定电流维持在稳态状况。在一个实施例中，IW在开环方式中随VIN、VO和负载而变化以尝试保持CCM稳态频率恒定。忽略由IADJ提供的修正，根据以下等式(1)来计算VR的周期Ts：

$\mathrm{Ts}=\frac{\mathrm{CR}\·W}{\mathrm{gm}\·(\mathrm{VIN}-\mathrm{VO})-{\mathrm{IR}}_{\mathrm{AVG}}}+\frac{\mathrm{CR}\·W}{\mathrm{gm}\·\mathrm{VO}+{\mathrm{IR}}_{\mathrm{AVG}}}---\left(1\right)$

其中“CR”是电容器CR的电容，“W”是窗电压，“gm”是跨导放大器202和206两者的跨导，并且IR_AVG是通过纹波电阻器RR的电流IR的平均值。根据Fs＝1/Ts使用等式(1)如以下等式(2)所示地求解频率Fs：

$\mathrm{Fs}=\frac{(\mathrm{gm}\·\mathrm{VO}+{\mathrm{IR}}_{\mathrm{AVG}})(1-\frac{\mathrm{VO}}{\mathrm{VIG}}-\frac{{\mathrm{IR}}_{\mathrm{AVG}}}{\mathrm{gm}\·\mathrm{VIN}})}{\mathrm{CR}\·W}---\left(2\right)$

对于大多数应用，可忽略项IR_AVG/gm·VIN，因而频率Fs可简化为如以下等式(3)所示：

$\mathrm{Fs}=\frac{(\mathrm{gm}\·\mathrm{VO}+{\mathrm{IR}}_{\mathrm{AVG}})\left(\frac{\mathrm{VIN}-\mathrm{VO}}{\mathrm{VIN}}\right)}{\mathrm{CR}\·W}---\left(3\right)$

为了使用变频控制器200来实现开环恒定频率，根据以下等式(4)来设定W：

$W=(\mathrm{gm}\·\mathrm{VO}+{\mathrm{IR}}_{\mathrm{AVG}})\left(\frac{\mathrm{VIN}-\mathrm{VO}}{\mathrm{VIN}}\right)\·\mathrm{RW}---\left(4\right)$

其中“RW”是窗电阻器RW的电阻。将等式(4)代入等式(3)以由以下等式(5)所示地求解Fs：

$\mathrm{Fs}=\frac{1}{\mathrm{CR}\·\mathrm{RW}}---\left(5\right)$

理想地，根据等式(5)，再次忽略IADJ的作用，频率Fs仅随纹波电容器CR的电容和窗电阻器RW的电阻而变化。如果情况真是如此，那么稳态频率响应将相对稳定。然而，使用以类似方式配置的常规变频控制器的实际实验室结果显示在不同VO电压电平处当输入电压VIN在期望电压电平之间摆动时有显著的频率变化。改变应用设置还导致不期望的频率变化。发生频率变化是因为窗电流发生器212的稳态配置忽略了驱动器延迟、输出滤波器尺寸、反馈纹波和调谐组件的二阶影响。这样的变量和参数很难测量并且很难提供期望的补偿电平以维持相对恒定的频率。已观察到在纹波控制降压调节器中，比较器和驱动器延迟可能导致CCM频率变化显著的量。一种办法是有意地变化延迟直到开关频率和相位与外部时钟匹配。通常在标准设计中，应将延迟最小化以确保快速瞬态反应。然而为了根据该常规办法来稳定稳态频率，显著地增大延迟因而可以在任何方向对其进行调整以调节频率。当根据该方法的拓扑结构响应阶跃瞬态时，其必须等待附加的延迟以响应瞬态事件。这样的操作类似于需要等待时钟来响应瞬态事件的时钟化拓扑结构。因此在该常规办法中，牺牲了纹波控制拓扑结构的快速瞬态响应来获得恒定的CCM频率。

图4是根据一个实施例实现的用于控制变频调节器100的稳态开关频率的稳态频率控制器112的示意框图。稳态频率控制器112包括锯齿发生器402、滤波器404、跨导放大器406和组合器414。锯齿发生器402在节点403上产生锯齿波形(ST)信号，其由滤波器404进行滤波以在节点405上提供频率感测(FS)信号。FS信号的值基于ST信号的频率进行调整。跨导放大器406通过调整锯齿信号ST的周期来调整变频调节器100的开关频率从而将FS信号调节到频率参考电压FREF。滤波器404被示为包括耦合在节点403与405之间的电阻器RF和耦合在节点405与GND之间的电容器CF的提供用于滤波ST信号的低频极点的电阻电容(RC)滤波器。跨导放大器406具有跨导值“gm1”，其具有耦合到节点405接收FS信号的非反相输入，接收FREF电压的反相输入，以及产生闭环调整值KERR的输出。调整值KERR作为调整电流而公知，其用于调整和稳定变频调节器100的频率。调整值KERR在替代配置中可具有替代形式，诸如调整电压等。将KERR和窗电流IW提供给组合器414的相应输入，该组合器输出窗调整电流IADJ。

在所示实施例中，锯齿发生器402包括边沿检测器408、常开SPST开关SW3，向节点403提供恒定电流IS的电流源410、以及耦合在节点403与GND之间的电容器CS。边沿检测器408具有接收时钟(CLK)信号的输入和耦合到开关SW3的控制输入的输出。CLK信号是控制器108内指示变频调节器100的工作频率的几个周期信号中的任一个，诸如信号或电压PWM、UGD、LGD等中的任一个。边沿检测器408在其输出处的脉冲信号P上产生响应于CLK的有效或工作沿的脉冲。开关SW3具有耦合在节点403与GND之间的开关端以及接收P信号的控制输入。电流源410耦合在VDD与节点403之间并且在SW3断开期间用IS电流对电容器CS充电。当开关SW3闭合时，电容器CS的电压被清零或者以其它方式重设为零或GND。在节点403上产生ST信号作为电容器CS的电压。过压(OV)比较器和箝位电路412被示为具有接收CLK和FREF信号的相应输入以及耦合到节点403用于控制ST信号的输入/输出(I/O)。

在操作中，边沿检测器408在P信号上设定脉冲以在CLK信号的每个工作沿短暂地闭合常开开关SW3。取决于用作CLK信号的特定周期性信号，工作沿可为上升沿或下降沿。在替代实施例中，可使用电平检测器来代替以检测CLK的工作逻辑电平。P上的每个脉冲短暂地闭合SW3以将锯齿ST信号重设为零或GND，并且随后重新断开开关SW3以开始下一个充电周期。在开关SW3断开期间，电容器CS的电压以及锯齿信号ST由此以恒定速率倾斜上升因而在ST信号上产生特征锯齿波形。滤波器404滤波ST信号以提供频率感测信号FS，其具有基于ST信号的频率来调整的值。FS与FREF信号之间的电压差值由放大器406基于跨导gm1进行放大并且被转换成用于调整变频调节器100的频率的调整值KERR。概言之，锯齿信号ST倾斜上升到约电压FREF的两倍，或即2*FREF，并在正常操作期间重设为GND。ST的最大值随较慢的CLK开关频率而增加并随较快的CLK开关频率而减小。FS信号的值响应于ST的最大值并由此反映出CLK的开关频率，其最终反映出变频调节器100的开关或工作频率。FREF电压被设在指示变频调节器100的目标开关频率的电平上。在一个实施例中，例如，目标稳态频率约为300千赫(kHz)。跨导放大器406将调整值KERR设定在反映实际开关频率与调节器100的期望稳态频率相比的相对差值的电平上。随着FS上升到高于FREF指示出低于期望频率，设定调整值KERR以增加频率。类似地，随着FS降低到低于FREF指示出高于期望频率，设定调整值KERR以降低频率。如果出于任何原因CLK信号在明显的时间周期中没有升高使得ST上升到预定的过压电平OV，则OV比较器和箝位电路412临时将ST信号箝位在FREF的电压电平。如果并且当CLK信号再次升高，则OV比较器和箝位电路412释放节点403以恢复正常工作。

在替代实施例中，任何重复的周期信号，诸如PWM、UGD、LGD等信号中的任一个都可用作控制开关SW3的CLK信号。概言之，锯齿发生器402和滤波器404作为指示CLK信号频率的频率检测器共同工作。CLK信号依次反映变频调节器100的实际工作频率。例如，设定PWM信号为有效逻辑状态(例如，逻辑“高”)导致开关驱动器218将UGD设定为高以在每个周期导通开关Q1，这反映了变频调节器100的实际工作频率。UGD信号可以以类似的方式使用。可使用任何合适的放大器来替代跨导放大器406。如上所述，例如，调整值KERR可以是电压控制信号使得代替使用了电压放大器。组合器414的实现取决于输入KERR和IW信号的信号类型。在一个实施例中，KERR和IW信号都是电流信号，在该情况下组合器414将IW的值乘以KERR的值以产生窗调整电流IADJ。

图5是示出稳态频率控制器112用于调节到更高频率电平的操作的在瞬态域中描绘CLK、ST、2*FREF、FREF和FS对时间的时序图。CLK信号在顶部示出，而ST、2*FREF、FREF和FS信号描绘在一起示出以便于与彼此进行比较。用虚线示出FREF信号和两倍FREF信号——或即2*FREF。稳态频率控制器112尝试将ST信号调节在零或GND与2*FREF之间以保持FS的电压保持约等于FREF的电压电平。如图所示，CLK的工作频率的下降导致ST信号的峰值上升到2*FREF以上，其导致FS信号的值增大到超过FREF。稳态频率控制器112产生调整值KERR，其在反馈环路中用于使FS回到FREF的电平并如图所示地在几个周期之后将ST信号调节在GND与2*FREF之间。

图6是类似于图5描绘CLK、ST、2*FREF、FREF和FS信号对时间的曲线图，除了其是在瞬态域中示出稳态频率控制器112用于调节到较低频率电平的操作。在该情况下，CLK工作频率的增加导致ST信号的峰值降到2*FREF以下，其导致FS信号的值减小到FREF之下。稳态频率控制器112产生调整值KERR用于反馈环路中以使FS回到FREF的电平并如图所示地在几个周期之后将ST信号调节在GND和2*FREF之间。

图7是示出OV比较器与箝位电路操作的与过压电平OV一起描绘2*FREF、FREF和ST的曲线图。在由于诸如负载瞬态释放等瞬态事件在明显时间内没有设定CLK的情况下，电压ST上升到2*FREF以上的过电压阈值OV，其触发OV比较器和箝位电路412的过压条件。当ST信号升高到过负载阈值OV，则OV比较器和箝位电路412将ST箝位到FREF直到CLK的下一个上升沿。在一个实施例中，OV是适于检测过压条件的FREF的倍数，例如2.4*FREF。

图8是根据示例性实施例的在控制器108内实现的用于产生窗电压W的窗控制电路800的示意框图。窗电流发生器212被示为用于产生IW电流的近似于示例性开环配置的开环控制块。窗电流发生器212产生如图所示提供给电流箝位电路806的电流求和节点804的窗电流IW。提供给节点804的窗电流IW是根据之前描述的等式(4)和(5)的，其尝试基于CR和RW来调节稳态频率。电流IW被设定通过电流镜808的输入端，其输出端提供镜像电流IWM给组合器810的一个输入。在一个实施例中，在镜像配置中IWM＝IM，尽管如果需要可以纳入任何比例缩放因子。组合器的另一个输入接收调整值KERR，并且组合器810的输出耦合到电流求和节点804并提供IADJ电流。在该情况下，组合器810执行与如前所述的组合器414同样的功能。将窗调整电流IADJ与IW电流相加以提供经调整的窗电流IWA。节点804耦合到窗二极管DW的正极，其负极耦合到产生窗电压W的窗节点213。电流源812耦合在电源电压VDD与节点213之间向节点213提供偏置电流IMIN。电流吸取器814耦合在节点804与GND之间用于从节点804吸取偏置电流IMIN。因此，电流设备812和814共同产生通过二极管DW的偏置电流IMIN。窗电阻器RW耦合在窗节点213W与节点215之间如前所述地产生VCOMP。经调整的窗电流IWA流过二极管DW和电阻器RW以产生窗电压W，其等于VCOMP加上跨越窗电阻器RW的经调整的窗电压VWA。

在操作中，将调整值KERR与代表近似的开环窗尺寸的IWM相组合(例如值相乘)并且所得电流IADJ随后在求和节点804与IW相加。以此方式，频率控制环路的增益不管窗尺寸如何都保持恒定。换言之，调整值KERR从DC频率环路增益等式中去除了VIN、VO、gm和IR_AVG。由经调整的窗电压VWA修改的窗电压从等式(4)通过加入调整值KERR项如由以下等式(6)所示地导出：

$W=(1+\mathrm{KERR})(\mathrm{gm}\·\mathrm{VO}+{\mathrm{IR}}_{\mathrm{AVG}})\left(\frac{\mathrm{VIN}-\mathrm{VO}}{\mathrm{VIN}}\right)\·\mathrm{RW}---\left(6\right)$

在频率环路附近工作，通过将等式(6)代入等式(3)来近似稳态频率以如以下等式(7)所示地确定频率Fs：

$\mathrm{Fs}=\frac{1}{(\mathrm{CR}\·W)+(1+\mathrm{KERR})}---\left(7\right)$

调整值KERR也可以根据等式(8)从稳态频率来计算：

$\mathrm{KERR}=\mathrm{gm}1(\mathrm{FREF}-\frac{0.5\·\mathrm{IS}}{\mathrm{Fs}\·\mathrm{CS}})---\left(8\right)$

环路的DC增益“Av”是根据等式(9)的：

$\mathrm{Av}=\frac{0.5\·\mathrm{gm}1\·\mathrm{IS}\·\mathrm{CR}\·\mathrm{RW}}{\mathrm{CS}}---\left(9\right)$

在一个实施例中，在稳态频率控制器112内产生的电流IS是修整电流电平以获得稳态频率的准确性的期望电平。由稳态频率控制器112实现的闭环与变频调节器110的操作相比是相对较慢的，其至少部分是由于对RC滤波器404相对较慢的响应。在模拟结果中，不管有还是没有稳态频率控制器112，变频控制器110的操作保持基本相同。以此方式，包括变频控制器110和稳态频率控制器112两者的变频调节器100具有快速瞬态响应使得没有降低瞬态性能。在稳态条件不存在瞬变等情况时，稳态频率控制器112恢复控制并将工作频率稳定到目标频率电平。以此方式，稳态频率控制器112使得能够移除任何对频率设置(FSET)管脚的要求并改善调节器在瞬态和稳态工作条件上的频率准确性。另外，稳态频率响应较少地响应于VIN的改变因而不需要直接监控VIN。作为代替，SH电路201可使用较低准确度的采样保持技术来采样相位节点104上的VPH电压，由此允许移除控制器上的VIN管脚。许多控制器出于控制目的已具有用于直接接收相位电压的相位管脚输入，因而VIN管脚的去除提供了显著的优势。由此稳态频率控制器112便利了消费者设置。

应注意，通过窗电阻器RW提供窗电流以产生窗电压的配置实现了频率控制参数用于控制变频调节器100的工作频率。在所示实施例中，提供窗电流IW的窗电流发生器212实现开环频率控制电路，其尝试在稳态条件期间控制工作频率。窗电流发生器212是开环是由于其不测量实际的工作频率而是测量其他参数，诸如输入电压VIN、输出电压VO、负载情况等。稳态频率控制器112实现闭环稳态频率控制电路，其调整频率控制参数以提供改善的结果。在所示实施例中，将调整值KERR与IW组合以产生IADJ，其用于调整提供给窗电阻器RW的调整控制稳态频率的窗电压的窗电流。稳态频率控制器112是闭环是由于实际工作频率是基于所选的时钟信号来确定的，并且频率控制参数相应地被调整。

图9是根据示例性实施例的基于常开拓扑结构的可用作图1的控制器108的另一个控制器900的简化示意框图。控制器900包括变频控制器901和稳态频率控制器910，并且在替代实施例中可用作控制器108。对于变频控制器901，如前所述地向提供SVIN电压的SH电路201的输入提供相位节点104上的相位电压VPH。将SVIN提供给跨导放大器202，跨导放大器202的输出耦合在VDD与节点902之间。因此，跨导放大器202以与先前所述类似的方式基于输入电压VIN向节点902提供充电电流。电容器CON和SPST开关SW4的两个开关端并行耦合在节点901与GND之间。因此，当开关SW4断开时，电容器CON由跨导放大器202充电，而当开关SW4闭合时被放电以在节点902上产生倾斜电压RAMP。将节点902提供给比较器904的非反相输入，比较器904在其反相输入处接收输出电压VO。将VO提供给另一个比较器906的反相输入，比较器906在其非反相输入处接收VREF。将比较器904的输出提供给设置-重设(SR)触发器908的重设(R)输入，并且将比较器906的输出提供给SR触发器908的设置(S)输入。SR触发器908的非反相或即“Q”输出产生PWM信号，将该PWM信号提供给开关驱动218的输入的、提供给稳态频率控制器910的输入，并且提供给开关SW4的控制输入。

在变频控制器901的正常操作中，当PWM为低时开关SW4闭合使得节点902维持在低。当VO掉到VREF以下时，比较器906设置SR触发器908，其将PWM拉高以开始一个功率周期。具体而言，UGD升高闭合上开关Q1以将VO拉回到VREF。PWM升高还使SW4断开以开始RAMP信号的上升倾斜电压。当RAMP到达电压VO时，比较器904重设SR触发器908以再次将PWM拉回到低。变频控制器901响应于负载瞬态用变频工作并且在稳态条件期间尝试以恒定频率工作。控制环路是基于VIN和VO的开环并尝试控制稳态频率。然而如前所述，稳态或即DC工作频率随诸如例如输出电压VO、输入电压VIN、负载情况等工作条件大幅变化。变频调节器901显示出相对差的CCM稳态频率控制。

稳态频率控制器910被示为耦合到变频控制器901作为控制器900的一部分用于改善变频调节器100的稳态频率控制器而不牺牲其瞬态性能。稳态频率控制器910以与如前所述的稳态频率控制器112基本类似的方式来配置并且包括锯齿发生器912、滤波器914和跨导放大器916。在所示实施例中，锯齿发生器912包括边沿检测器918、常开SPST开关SW5、向节点922提供提供恒定电流IS的电流源920、以及耦合在节点922与GND之间的电容器CS。边沿检测器918具有接收PWM信号的输入和耦合到开关SW5的控制输入的输出。边沿检测器918在其输出处的脉冲信号P上产生响应于PWM的有效或工作沿(例如PWM的上升沿)的脉冲。开关SW5具有耦合在节点922与GND之间的开关端和接收P信号的控制输入。电流源920耦合在VDD与节点922之间并且当SW5断开时用IS电流对电容器CS充电。当开关SW5闭合时，电容器CS的电压被清零或以其它方式重设为零或GND。在节点922上产生ST信号作为电容器CS的电压。滤波器914包括耦合在节点922与节点924之间的电阻器RF和耦合在节点924与GND之间的电容器，其中节点924如前所述地产生FS电压。将FS和FREF提供给跨导放大器916的相应输入，跨导放大器916在该情况下在其输出处直接产生IADJ。将IADJ直接提供给节点902，其充当求和节点以调整稳态频率。如果需要，可包括类似于OV比较器和箝位电路412的OV比较器和箝位电路(未示出)用于控制ST信号。

在操作中，稳态频率控制器910调整提供给电容器CON的充电电流以调整RAMP电压因而控制稳态频率。变频调节器901快速响应负载瞬态，而稳态频率控制器910更慢地响应以最终如所期望地控制稳态频率而基本上不改变变频调节器901的工作。应注意，在该情况下频率控制参数是设置工作频率的电容器CON的充电电流。稳态频率控制器910还可以包括类似于组合器414或810的组合器用于以与之前所描述的相类似的方式将跨导放大器916的输出和电容器CON的充电电流相组合。然而已经确定在特定情况下，可直接使用从稳态频率控制器输出的频率调整参数，同时能实现期望的稳态频率控制结果。

在稳态频率控制器112或910的更具体的实施例中，选择组件值以设置稳态频率控制器112的特定闭环增益。在一个实施例中，RF电阻器是600千欧(kΩ)并且CF电容器是200皮法(pF)以提供约为40分贝(dB)的环路增益。在该实施例中，环路是稳定的，其具有在1.3kHz的单个极点并且其它极点和零点均在稳态频率控制器112或910的环路增益带宽之上。

如本文所述，根据一个实施例的调节器控制器使用开环和专用闭环两者来控制稳态CCM开关频率。根据一个实施例的控制器允许变频调节器在CCM中以准确的固定稳态频率工作。根据一个实施例的控制器帮助减少在变频调节器控制器中所需要的管脚的数目。例如，由于CCM频率被设定为预定值(例如300kHz)，因此消除了对频率设置(FSET)管脚的需要。根据一个实施例的控制器还去除了控制器自身上对电压输入感测管脚的需要。输入电压不影响CCM开关频率，所以其输入电压或检测可能较不准确。例如，由于输入电压可以通过采样相位电压来间接感测，因此可以消除输入电压感测管脚。根据一个实施例的控制器由于不需要对不同的滤波器和补偿值调谐开关频率，因此使得设置更简易(例如在磁滞和纹波电压调节器中)。根据一个实施例的控制器允许磁滞和合成纹波调节器拓扑结构在更高带宽(例如具有更多补偿纹波)上运行，而补偿纹波不会影响开关频率。

尽管已经参考特定优选模式相当详细地描述了本发明，其他模式和变化也是可能的和可预期的。本领域技术人员应理解他们可容易地将所公开的概念和具体实施例用作设计或修改其他结构以产生与本发明相同的目的的基础，而不脱离由所附权利要求所定义的本发明的精神和范围。

Claims (13)

1.一种用于控制变频调节器的稳态频率的稳态控制电路，所述变频调节器提供指示工作频率的时钟信号并且具有用于调整所述变频调节器的稳态工作频率的频率控制参数，所述环路控制电路包括：

开环频率控制电路，其控制所述频率控制参数以尝试控制操作的稳态频率；

频率检测器，其具有用于接收所述时钟信号的输入并且具有提供指示所述变频调节器的工作频率的频率感测信号的输出；以及

比较器电路，其将所述频率感测信号与稳态频率参考信号进行比较并且提供指示所述比较的频率调整信号；

其中所述频率控制参数由所述频率调整信号调整以控制所述变频调节器的稳态频率。

2.如权利要求1所述的稳态控制电路，其特征在于，所述频率检测器包括：

锯齿发生器，其具有用于接收所述时钟信号的输入和提供指示所述变频调节器的工作频率的锯齿波形的输出；以及

滤波器，其对所述锯齿波形进行滤波以提供指示所述锯齿波形的频率的所述频率感测信号。

3.如权利要求2所述的稳态控制电路，其特征在于，所述锯齿发生器包括：

边沿检测器，其具有用于接收所述时钟信号的输入和提供带有短暂时钟脉冲的脉冲信号的输出；

开关，其具有耦合到所述边沿检测器的所述输出的控制输入，并且具有第一和第二开关端；

电容器，其耦合在所述开关的所述控制端之间；以及

电流源，其具有耦合到所述电容器的输出。

4.如权利要求2所述的稳态控制电路，其特征在于，所述滤波器包括电阻电容电路，其对所述锯齿波形进行滤波以提供具有指示所述锯齿波形频率的值的所述频率感测信号。

5.如权利要求1所述的稳态控制电路，其特征在于，所述频率检测器提供频率感测电压，并且其中所述比较器电路包括跨导放大器，所述跨导放大器具有接收所述频率感测电压的第一输入、接收频率参考电压的第二输入、以及提供所述频率调整信号的输出。

6.如权利要求1所述的稳态控制电路，其特征在于，还包括组合器，其将所述频率调整信号与所述频率控制参数相组合以提供用于调整所述频率控制参数的调整信号。

7.如权利要求6所述的稳态控制电路，其特征在于：

所述开环频率控制电路包括窗电压控制电路，其产生窗电流作为所述频率控制参数，将所述窗电流提供给窗电阻器用于产生具有控制所述变频调节器的工作频率的值的窗电压；以及

其中所述组合器包括：

乘法器，用于将所述频率调整信号乘以所述窗电流以提供调整电流；以及

电流求和节点，其将所述调整电流与所述窗电流相加以向所述窗电阻器提供经调整的窗电流。

8.一种控制具有用于调整稳态工作频率的频率控制参数的变频调节器的稳态频率的方法，所述方法包括：

使用开环控制来控制所述频率控制参数以尝试控制所述稳态频率；

确定所述变频调节器的工作频率并且提供指示所述工作频率的频率感测信号；

将所述频率感测信号与频率参考信号进行比较并且提供指示所述比较的频率调整信号；以及

基于所述频率调整信号来调整所述频率控制参数以控制稳态频率。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述使用开环控制来控制所述频率控制参数包括基于输入电压和输出电压来控制所述频率控制参数。

10.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述变频调节器包括指示工作频率的时钟信号，其中所述确定所述变频调节器的工作频率并且提供指示所述工作频率的频率感测信号包括：

基于所述时钟信号产生锯齿波形；以及

对所述锯齿波形进行滤波以提供具有指示所述工作频率的值的频率感测电压。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述产生锯齿波形包括：

用恒定电流对电容器充电；

检测所述时钟信号的工作边沿并且提供短暂脉冲；以及

用每个短暂脉冲对所述电容器放电。

12.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述将所述频率感测信号与稳态频率参考信号进行比较并且提供指示所述比较的频率调整信号包括将所述频率感测电压与频率参考电压之间的差值转换成频率调整电流。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述频率控制参数包括窗电流，并且其中所述将所述频率调整信号与所述频率控制参数相组合以调整所述稳态频率包括：

将所述窗电流乘以所述频率调整电流以提供调整电流；以及

将所述调整电流与所述窗电流相加以提供经调整的窗电流。

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