CN101345481B - 反激式零电压软开关开关电源 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种反激式零电压软开关开关电源，包括第一集成电路、第一三极管、第一高频变压器和振荡电路，所述第一集成电路的输入端连接有振荡电路，输出端连接到第一三极管的栅极，第一三极管的漏极连接到第一高频变压器，所述振荡电路上还并联有外同步电路。本发明采用外同步电路对振荡电路的电容快速注入电荷，使原本固定的电容电压上升时间变为可变，使得第一集成电路输出高电平的时间变为可控，实现了同步变频。降低了开关损耗，比常规的3842/3/4/5类反激式电路拓扑具有更高的电源变换效率，功率管的温升更低，输出更大的功率，具有更高的性能价格比。而且电磁干扰更低，该电源能应用在对电磁干扰敏感的设备上，可靠性更高。
Description
【技术领域】
本发明涉及高频开关电源，尤其涉及反激式、零电压软开关准谐振高频开关电源的电路拓扑方案。
【技术背景】
低成本、通用型3842/3/4/5类脉宽调制(PWM)控制集成电路(IC)在单端、固定频率电路拓扑中具有代表性。例如：UC3842/3/4/5，数据手册引用：ST公司UC3842/3/4/5数据手册。特别是在制作小功率反激式开关电源应用中(＜100W)电路拓扑简单，总体成本较低。其特点是电流型，PWM控制输出，开关频率固定。
3842/3/4/5类PWM控制集成电路应用十分广泛，但3842/3/4/5属于固定频率PWM控制电路，用3842/3/4/5常规电路拓扑制作的反激式开关电源无法实现零电压软开关。
随着开关电源技术的进步，开关电源向高频化、高功率密度、高可靠性、低电磁干扰(EMI)发展已是当今电源设计的主流。
以UC3842/3/4/5类PWM控制集成为代表的，固定频率PWM控制电路的缺点也已充分显现。由于开关是硬切换，功率场效应管(MOSFET)上的输出电容及其他分布电容在开关开通时的损耗无法避免，这就意味着硬开关PWM控制电路有开关损耗大、功率MOSFET温升高、电磁干扰大等等无法克服的缺点。
图1为反激式主电路图。零电压软开关由于是在功率MOSFET上漏极电压过零时开通，所以在MOSFET上的漏-源寄生电容Coss、高频变压器上的寄生电容、及PCB上的分布电容上的电荷已释放完毕，理论上是无损耗开通。另外由于零电压软开关电路拓扑接有谐振电容Cr，在MOSFET关断时，由于高频变压器上漏感的存在，在对谐振电容Cr充电是按一定的斜率上升，虽然此时漏极电流为峰值Ip，但漏-源电压仍很低，此时MOSFET关断损耗(损耗功率三角)也很小。最大限度地降低了MOSFET的损耗，大大减小了MOSFET的温升。与硬开关电路路输出同样的功率时零电压软开关电路的效率更高。因此，电源的可靠性也更高。
常规的用3842/3/4/5PWM控制IC制作的反激式电路拓扑的缺陷：在输入电压变化或负载变化时，3842/3/4/5通过反馈环路自动调整脉宽输出，达到稳定输出的目的。但输入电压变化或负载变化是随机的，无法预知。3842/3/4/5仅仅是改变输出脉宽，MOSFET的开通时间是固定的，所以无法实现零电压开通的硬件条件。为实现零电压开通，芯片必须具有波形跟随能力，即同步能力。多家国外著名的集成电路生产商已经开发出专门用于反激式的准谐振控制芯片，但昂贵的价格令对成本敏感的产品望而却步。因此，寻求零电压软开关的低成本解决方案具有现实意义。
【发明内容】
本发明的目的就是为了解决现有技术中存在的问题，提出一种反激式零电压软开关开关电源，能够降低开关损耗，输出更大功率，并降低电磁干扰。
为实现上述目的，本发明专利提出了一种反激式零电压软开关开关电源，包括第一集成电路、第一三极管、第一高频变压器和振荡电路，所述第一集成电路的输入端连接有振荡电路，输出端连接到第一三极管的栅极，第一三极管的漏极连接到第一高频变压器，所述振荡电路上还并联有外同步电路；所述振荡电路包括第十一电阻和第九电容，所述外同步电路并联在第九电容两端；所述外同步电路包括第十三电容、第十五电阻、第十二极管、第十四电阻和第十二电容，所述第十三电容的一端接第九电容的一端，另一端与第十五电阻的一端及第十二极管的负极连接，第十五电阻的另一端与第九电容的另一端及第十四电阻的一端连接，第十四电阻的另一端连接到第十二极管的正极，第十二极管的正极通过第十二电容连接到第一高频变压器的输入端；所述第一集成电路采用UC3842芯片或者UC3843芯片或者UC3844芯片或者UC3845芯片。
作为优选，所述外同步电路还包括第八二极管，所述第八二极管并联在第九电容的两端。
作为优选，所述外同步电路还包括第九二极管，所述第九二极管的正极接第八二极管的正极，负极接第一高频变压器的输入端。
本发明专利的有益效果：本发明采用外同步电路对振荡电路的电容快速注入电荷，使原本固定的电容电压上升时间变为可变，虽然电容的放电时间也是固定的，但改变了充电时间，使得第一集成电路输出高电平的时间变为可控，实现了同步变频。降低了开关损耗，比常规的3842/3/4/5类反激式电路拓扑具有更高的电源变换效率，功率管的温升更低，输出更大的功率，具有更高的性能价格比。而且电磁干扰更低，该电源能应用在对电磁干扰敏感的设备上，可靠性更高。
以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的限定。
【附图说明】
图1是反激式主电路图；
图2是UC3842/3/4/5芯片的RC振荡原理图；
图3是本发明反激式零电压软开关开关电源的电路框图；
图4是本发明反激式零电压软开关开关电源的电路原理图；
图5是采用外充电电路快速注入电荷后输出高电平开始时间及实现与Vf谷点同步的VCt波形图。
【具体实施方式】
参阅图1，反激式主电路图，零电压软开关由于是在功率MOSFET上漏极电压过零时开通，所以在MOSFET上的漏-源寄生电容Coss、高频变压器上的寄生电容、及PCB上的分布电容上的电荷已释放完毕，理论上是无损耗开通。另外由于零电压软开关电路拓扑接有谐振电容Cr，在MOSFET关断时，由于高频变压器上漏感的存在，在对谐振电容Cr充电时按一定的斜率上升，虽然此时漏极电流为峰值，但漏-源电压仍很低，此时MOSFET关断损耗(损耗功率三角)也很小。最大限度地降低了MOSFET的损耗，大大减小了MOSFET的温升。比硬开关电路路输出同样的功率时零电压软开关电路的效率更高。
要实现反激式零电压软开关需要具备以下条件：
第一个条件：电路必须工作在电流不连续(DCM)方式，(注：连续电流CCM方式的零电压软开关方案不在本设计的考虑范围。)只有存储在初级电感(Lp)的储能全部传输到次级后，初级电感Lp才能与谐振电容Cr产生谐振。谐振电容Cr上存储的能量Cr*(Vin+Vf)2/2(注：Vin是输入DC电源电压，Vf是回扫电压)才能通过初级电感Lp回馈给电源产生谐振。谐振电容Cr上的电压由于有初级电感Lp的作用才能按正弦规律对谐振电容Cr反向充电，形成VCr(Cr上的电压)波谷。
第二个条件：MOSFET必须在VCr的波谷点开通。要同步VCr波形，检测VCr的谷点，保证在每个周期的VCr谷点开通MOSFET。由于输入电压变化或负载变化的随机性，要跟随VCr的谷点这就意味着PWM控制芯片的频率要跟随输入电压的变化或负载的变化而变化。而UC3842/3/4/5为固定频率芯片，本设计克服了3842/3/4/5芯片非变频设计的规则，用3842/3/4/5类PWM控制IC芯片，在设计允许范围内的输入电压变化和负载从最重到开路能全程同步VCr的谷点，保证在VCr谷点开通MOSFET。
第三个条件：Vf要大于等于Vin，谐振电容Cr上的电压才能过零。回扫电压Vf要要大于等于输入电压Vin。这个是非必要条件，但Vf大于等于Vin是理想条件。这样在理论上能使谐振电容Cr上的电压过零。实现MOSFET零电压开通。这会使加在MOSFET上漏极的电压等于2倍的Vin。在工程上还得考虑MOSFET的耐压。设计在较低的Cr电容电压时开通MOSFET，既能减小谐振电容Cr和其他分布电容的储能，又能最大限度地降低MOSFET的耐压。设计时兼顾考虑。即工作在准谐振方式。Vf的值的计算是：Vf＝N*(Vout+Vd)。(注：N是变压器的匝比，Vout是输出DC电压，Vd是输出整流二极管的导通压降。)
参阅图2，UC3842/3/4/55芯片的RC振荡原理图(摘自ST公司UC3842/3/4/5数据手册)。UC3842/3/4/5RC振荡原理图可知，4脚Ct上的波形和6脚OUTPUT的关系。从UC3842/3/4/5数据手册查得，Ct上的充放电波形的峰-峰值为1.6V。当Ct电容上的电压降到峰谷时，6脚OUTPUT输出高电平，驱动MOSFET导通。当Ct电容上的电压升到峰峰时，6脚OUTPUT输出低电平，驱动MOSFET关断。Ct电容上的电压从峰谷上升到峰峰的时间(即6脚OUTPUT输出高电平时间)是由接在8脚5V电压基准的电阻Rt向Ct充电形成的。Ct电容上的电压从峰峰下降到峰谷的时间(即6脚OUTPUT输出低电平时间)是由接在4脚的Ct电容，Rt电阻和芯片内部的放电三极管共同作用得到的。
从波形看，要同步6脚OUTPUT输出高电平好象不可能，因为6脚OUTPUT输出高电平在Ct电容的峰谷处。因为6脚OUTPUT输出高电平后，高电平脉冲宽度是通过反馈环路与2脚电压反馈输入端及3脚电流取样输入端共同作用决定的。但仔细分析看到，Ct电容上的波形没变，Ct电容上充电时间和放电时间是不变的，就是一旦RC的值确定后，芯片的频率是不变的。要改变芯片的频率，也就是说只要改变对Ct电容的充电速率即可。鉴于此原理可以用外电路来对Ct电容快速注入电荷，使原本固定的Ct电容电压上升时间变为可变。虽然Ct电容的放电时间也是固定的，但改变了充电时间，使得芯片的6脚OUTPUT输出高电平时间变为可控。即可同步变频成为可能。
参阅图3，反激式零电压软开关开关电源，包括第一集成电路IC1、第一三极管Q1、第一高频变压器T1和振荡电路1，所述第一集成电路IC1的输入端连接有振荡电路1，输出端通过第一三极管Q1连接到第一高频变压器T1，所述振荡电路1上还并联有外同步电路2。
参阅图4，所述振荡电路1包括第十一电阻R11和第九电容R9，所述外同步电路2并联在第九电容R9两端。所述外同步电路2包括第十三电容C13、第十五电阻R15、第十二极管D10、第十四电阻R14、第十二电容C12，所述第十三电容C13的一端接第九电容R9的一端，另一端与第十五电阻R15的一端及第十二极管D10的负极连接，第十五电阻R15的另一端与第九电容R9的另一端及第十四电阻R14的一端连接，第十四电阻R14的另一端连接到第十二极管D10的正极，第十二极管D10的正极通过第十二电容C12连接到第一高频变压器T1的输入端。所述外同步电路2还包括第八二极管D8，所述第八二极管D8并联在第九电容R9的两端。所述外同步电路2还包括第九二极管D9，所述第九二极管D9的正极接第八二极管D8的正极，负极接第一高频变压器T1的输入端。所述第一集成电路IC1采用UC3842芯片或者UC3843芯片或者UC3844芯片或者UC3845芯片。
在设计时，按电源的LpCr谐振时间来选定Ct决定Ct的放电时间。按电源的最低开关频率来决定Rt决定Ct的充电时间。这样就决定了用该芯片设计的开关电源的最低频率。只要外加合适的同步电路，用该芯片实现零电压软开关成为可能。
参阅图5，采用外充电电路1对第九电容C9快速注入电荷，改变6脚OUTPUT输出高电平开始时间及实现与Vf谷点同步的VCt波形图。
本实施例中反激式准谐振零电压软开关开关电源为核心的开关电源，最大输出为150W。电路具有成本低，电源变换效率高，功率MOSFET温升低，EMI小，可靠性好的优点。用UC3843芯片实现了反激式零电压软开关开关电源。
C5是谐振电容，Q1是功率MOSFET管，IC1是UC3843PWM控制芯片，T1是高频变压器，D12是输出整流二极管，IC2是隔离光藕，输出端采样反馈控制输入。R11、C9是UC3843振荡外接Rt、Ct。T1的1-6脚绕组、D9、C12、R14、D10、R15、C13、C9、R12、D8、C11及IC1组成外同步电路。
工作频率的确定：由于3843芯片的工作要跟随输入电压及负载轻重的变化自动改变频率，因此芯片的工作周期不固定。但可以用算式表达为T＝Ton+Toff+Tr。
整理后得到：
T＝(Ip*Lp/Vin)+Ip*Lp/(N*Vout)+π*(Lp*Cr)0.5
注：T：周期，
Ip：变压器初级峰值电流，
Lp：变压器初级电感量，
Vin：输入DC电压，
N：变压器初、次级匝比，
Vout：次级输出DC电压，包括二极管压降、变压器次级线阻压降
Cr：谐振电容。
F＝1/T。注：F：频率。
初级峰值电流的确定：
Ip＝(2*Po*T/η*Lp)0.5
注：Po：电源输出总功率，
η：电源预计变换效率，一般可取0.9。
变压器的匝比确定：
为使电路工作在零电压状态，理想设计是Vf≥Vin。如果考虑MOSFET的耐压Vf可适当取小点。如果从Vf＝Vin为条件，则匝比N可表示为：
Vf＝N*Vout。
N＝(Vin)max/(Vout)min。
注：(Vin)max：输入最高DC电压，
(Vout)min：输出最低DC电压，包括二极管压降、变压器次级线阻压降
用3842/3/4/5类PWM控制IC，实现反激式零电压软开关准谐振高频开关电源的电路拓扑结构，比常规3842/3/4/5类反激式电路拓扑具有更高的电源变换效率，功率MOSFET的温升更低，能输出更大功率，具有更高的性能价格比。而且EMI更低，电源能应用在对电磁干扰敏感的设备上，可靠性更高。具有用专门准谐振控制芯片实现的零电压软开关准谐振高频开关电源的一切优点。用此电路拓扑制作的开关电源市场竞争力更强。
当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。
Claims (3)
1.反激式零电压软开关开关电源，包括第一集成电路(IC1)、第一三极管(Q1)、第一高频变压器(T1)和振荡电路(1)，所述第一集成电路(IC1)的输入端连接有振荡电路(1)，输出端连接到第一三极管(Q1)的栅极，第一三极管(Q1)的漏极连接到第一高频变压器(T1)，其特征在于：所述振荡电路(1)上还并联有外同步电路(2)；所述振荡电路(1)包括第十一电阻(R11)和第九电容(R9)，所述外同步电路(2)并联在第九电容(R9)两端；所述外同步电路(2)包括第十三电容(C13)、第十五电阻(R15)、第十二极管(D10)、第十四电阻(R14)和第十二电容(C12)，所述第十三电容(C13)的一端接第九电容(R9)的一端，另一端与第十五电阻(R15)的一端及第十二极管(D10)的负极连接，第十五电阻(R15)的另一端与第九电容(R9)的另一端及第十四电阻(R14)的一端连接，第十四电阻(R14)的另一端连接到第十二极管(D10)的正极，第十二极管(D10)的正极通过第十二电容(C12)连接到第一高频变压器(T1)的输入端；所述第一集成电路(IC1)采用UC3842芯片或者UC3843芯片或者UC3844芯片或者UC3845芯片。
2.如权利要求1所述的反激式零电压软开关开关电源，其特征在于：所述外同步电路(2)还包括第八二极管(D8)，所述第八二极管(D8)并联在第九电容(R9)的两端。
3.如权利要求2所述的反激式零电压软开关开关电源，其特征在于：所述外同步电路(2)还包括第九二极管(D9)，所述第九二极管(D9)的正极接第八二极管(D8)的正极，负极接第一高频变压器(T1)的输入端。
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Legal Events
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| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| ASS | Succession or assignment of patent right |
Owner name: YU JIEQING Free format text: FORMER OWNER: ZHEJIANG GUANGYI OPTICAL ENERGY TECHNOLOGIES CO., LTD. Effective date: 20130619 |
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| C41 | Transfer of patent application or patent right or utility model | ||
| TR01 | Transfer of patent right |
Effective date of registration: 20130619 Address after: 311800, Hongqi Road, Jiyang street, Zhejiang, Zhuji, 6 Patentee after: Yu Jieqing Address before: 311800 Zhejiang Province, Zhuji City Industrial Zone famous Lu Huan East Street Patentee before: Zhejiang Guangyi Optical Energy Technology Co., Ltd. |
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| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20111005 Termination date: 20170819 |
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| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |