CN101847926B

CN101847926B - 一种替代移相全桥pwm控制芯片ucc3895的模块

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Publication number: CN101847926B
Application number: CN2010101413107A
Authority: CN
Inventors: 顾选祥
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2010-06-22
Filing date: 2010-06-22
Publication date: 2012-07-11
Anticipated expiration: 2030-06-22
Also published as: CN101847926A

Abstract

一种替代移相全桥PWM控制芯片UCC3895的模块，包括锯齿波发生器、QA/QB产生电路、PWM比较器U3-A、误差电压反馈电路、QC与门控制电路、QD与门控制电路、PWM移相触发器、QC/QD缓冲触发器、QC/QD死区产生及输出电路、空载关断比较器、过流关断比较器、重复软启动/自动恢复电路和VCC辅助电源。QA/QB产生电路，是型号为TL494的IC，PWM移相触发器和QC/QD缓冲触发器是型号为CD4013的IC，QC/QD死区产生及输出电路由第一比较器、第二比较器和提供不对称充放电回路的第一RC积分延时电路构成，重复软启动/自动恢复电路由第三比较器和第二RC积分延时电路及软启动电容构成。

Description

一种替代移相全桥PWM控制芯片UCC3895的模块

技术领域

本发明涉及PWM控制模块，特别是涉及一种替代移相全桥PWM控制芯片UCC3895的模块。

技术背景

移相全桥PWM变换器是一种应用广泛，适用于较大功率、低电压等场合的变换器。该变换器采用PWM移相控制，在不附加其他额外元器件，电路成本和复杂程度基本不变的情况下，利用变压器的漏感和功率开关管的结电容进行谐振，使功率管实现零电压开关(ZVS)，从而减小了开关损耗，变换器的转换效率高，并且开关电压应力的减小使得开关频率可以进一步得到提高，可达到100khz～500khz，因此，这种变换器适应当今开关电源高频化、高效化的发展趋势，有广阔的应用前景。在移相全桥PWM变换器中常用的控制芯片UCC3895，是美国TexasInstruments公司生产的一种高性能移相PWM控制芯片，是UC3875(79)的改进型，适合于移相全桥电路，同时配合ZVS工作以实现在高频时的局部软开关性能，除了具有UC3875(79)的功能外，最大的改进是增加了自适应死区设置，以适应负载变化时不同的准谐振软开关要求，新增加了PWM软关断能力。同时由于它采用了BCDMOS工艺，使得芯片的功耗更小，工作频率更高，更加符合电力电子装置高效率、高频率、高可靠的发展要求。但是UCC3895的成本高达7-8美元，此外，在大于300W以上的高效率开关电源中的“有限双极性全桥软开关拓扑”只能达到UCC3895的部分功效，其占空比的损失和转换效率却未尽人意；而采用由DSP系统构成的芯片，虽然可以达到UCC3895的功能，但成本也接近于UCC3895，如果要提高工作频率，其芯片的成本甚至更高，难以兼顾性价比的要求。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是弥补上述现有技术的缺陷，提出一种替代移相全桥PWM控制芯片UCC3895的模块。

本发明的技术问题通过以下技术方案予以解决：

这种替代移相全桥PWM控制芯片UCC3895的模块，包括锯齿波发生器、QA/QB产生电路、PWM比较器、误差电压反馈电路、QC与门控制电路、QD与门控制电路、PWM移相触发器、QC/QD缓冲触发器、QC/QD死区产生及输出电路、空载关断比较器、过流关断比较器、重复软启动/自动恢复电路，和VCC辅助电源；

锯齿波发生器的输出端分别与QA/QB产生电路的振荡输入端、PWM比较器的一个输入端连接，QA/QB产生电路还分别与空载关断比较器的输出端、过流关断比较器的输出端及重复软启动/自动恢复电路连接，QA/QB产生电路的输出端QA和QB分别与PWM移相触发器的输入端连接；

PWM比较器的另一个输入端分别与误差电压反馈电路的EA输出端、重复软启动/自动恢复电路的一路输出连接，PWM比较器的输出端分别与QC与门控制电路的一个输入端、QD与门控制电路的一个输入端连接；

QC与门控制电路的另一个输入端还与PWM移相触发器的一个输出端连接，QD与门控制电路的另一个输入端还与PWM移相触发器的另一个输出端连接，QC与门控制电路的输出端、QD与门控制电路的输出端分别与QC/QD缓冲触发器的输入端连接；

QC/QD死区产生及输出电路的输入端与QC/QD缓冲触发器的输出端连接；

其中QA、QB、QC和QD分别是桥式变换电路的四个MOSFET管Q1、Q2、Q3、Q4的栅极激励波形。

这种替代移相全桥PWM控制芯片UCC3895的模块的特点是：

所述QA/QB产生电路，是型号为TL494的互补对称、恒频的脉宽调制控制IC；

所述PWM移相触发器和QC/QD缓冲触发器，是型号为CD4013的具有两个D触发器的IC；PWM移相触发器由1/2CD4013构成，CD4013的3脚、5脚、7脚、9脚、11脚接地，8脚接QA/QB产生电路的TL494的9脚，10脚接QA/QB产生电路的TL494的10脚，13脚接QC与门控制电路的一个输入隔离二极管的负端，12脚接QD与门控制电路的一个输入隔离二极管的负端，1/2CD4013的置位端8脚和复位端10脚分别连接QA和QB，使激励波形QC与QA、QD与QB之间有以下对应关系：

当QA的上升沿出现后，PWM移相触发器的13脚输出高电平，QC与门控制电路的一个控制端就被打开，而另一个控制端延迟至PWM比较器的1脚出现上升沿时才被打开，QC与门控制电路才输出被移相的QC信号，再被QC/QD缓冲触发器锁存；

当QB的上升沿出现后，PWM移相触发器的12脚输出高电平，QD与门控制电路的一个控制端就被打开，而另一个控制端延迟至PWM比较器的1脚出现上升沿时才被打开，QD与门控制电路才输出被移相的QD信号，再被QC/QD缓冲触发器锁存。

本发明的模块正是通过上述对应关系错开并延迟激励波形QC/QD的上升沿时间实现移相，以替代移相全桥PWM控制芯片UCC3895。

本发明的技术问题通过以下进一步的技术方案予以解决：

所述QC/QD死区产生及输出电路，由第一比较器、第二比较器和提供不对称充放电回路的第一RC积分延时电路构成，以达到要求的QC与QD死区时间间隔。

所述重复软启动/自动恢复电路，由第三比较器和第二RC积分延时电路及软启动电容构成，用于在空载关断比较器、过流关断比较器保护锁定后，能自动对其解除锁定，重复地恢复到软启动功能状态。

所述空载关断比较器是一个带锁定的比较器。

所述过流关断比较器是一个带锁定的比较器。

本发明与现有技术相比所具有的有益效果是：

具有移相全桥PWM控制芯片UCC3895的大部分功能，包括齐全的保护功能：如过流关断、空载关断、以及重复软启动/自动恢复；电流控制模式和电压控制模式；最主要的是具备了和UCC3895一样的移相功能；尤其是体积小巧，价格低廉，其成本约是UCC3895的1/20。可以替代移相全桥PWM控制芯片UCC3895用于大于300W以上的AC/DC、DC/DC、DC/AC变换器，特别适合用于风光互补并网发电逆变器、风光互补路灯镇流器、高效率的电脑电源、电磁炉、微波炉、电动汽车充电器，以及电焊机等工业电源。

附图说明

图1是本发明具体实施方式的电路方框图；

图2是图1的电路原理图；

图3是图2电路的功率输出拓扑；

图4是图2电路中的空载关断比较器10、过流关断比较器11、重复软启动/自动恢复电路12的电路图；

图5是图1电路在初始状态QD就存在且先输出QA时的波形，图中第一个锯齿波内就有占空比输出；

图6是图1电路在初始状态QD就存在且先输出QB时的波形，图中第二个锯齿波时才有占空比输出；

图7是图1电路在初始状态QC就存在且先输出QA时的波形，图中第二个锯齿波时才有占空比输出；

图8是图1电路在初始状态QC就存在且先输出QB时的波形，图中第一个锯齿波内就有占空比输出。

具体实施方式

下面对照附图并结合具体实施方式对本发明作进一步的说明。

一种如图1～3所示的替代移相全桥PWM控制芯片UCC3895的模块，包括锯齿波发生器1、QA/QB产生电路2、PWM比较器3、误差电压反馈电路4、QC与门控制电路5、QD与门控制电路6、PWM移相触发器7、QC/QD缓冲触发器8、QC/QD死区产生及输出电路9、空载关断比较器10、过流关断比较器11、重复软启动/自动恢复电路12，和VCC辅助电源13，其中Q1、Q2、Q3和Q4是组成桥式变换电路的四个MOSFET，分别对应QA、QB、QC、QD四路激励波形。

锯齿波发生器1由电容CT、电阻RT以及U1：TL494内部的振荡电路构成，电容CT、电阻RT的一端分别去接U1：TL494的5脚和6脚，电容CT、电阻RT的另一端接地。它是整个激励波形的时钟源，模块的工作频率由电容CT、电阻RT的值决定，锯齿波的一路供给U1：TL494使用；另一路通过电阻R12连接U3-A：1/4LM324的3脚，供PWM比较器3使用，移相量即占空比由锯齿波的斜率和幅度决定。

QA/QB产生电路2，由型号为TL494的互补对称、恒频的脉宽调制控制IC和电阻R1、R2、滤波电容C3构成，电阻R1、R2的一端分别接U1：TL494的9脚和10脚，电阻R1、R2的另一端接地；U1：TL494的8脚、11脚、12脚接VCC，U1：TL494的7脚接地，U1：TL494的4脚是死区时间调整端，可视要求通过分压电阻来完成，本具体实施方式中接地；13脚、14脚相连此点输出5V基准电压VREF，基准电压VREF对地的滤波电容C3一端接VREF，另一端接地。由U1：TL494产生一对互补对称、恒频等宽且带有死区间隔的激励波形QA/QB。

PWM比较器3由U3-A：1/4LM324和电阻R4、R12构成，U3-A的3脚接电阻R4、R12的一端，电阻R12的另一端接CT、R4的另一端接IS，U3-A的2脚接光耦OT1的4脚和电阻R11、R18、电容C4的一端，U3-A的输出端1脚接二极管D3、D4的负端。由锯齿波迭加电感电流信号后再与误差电压反馈信号EA作比较，产生PWM控制信号，其上升沿的时刻QC/QD开始换相并关断占空比，而移相量即占空比取决于误差电压反馈信号EA值，也就是与负载状态有关，本具体实施方式在锯齿波上叠加电感电流信号，属于电流控制模式，如不叠加电感电流信号，属于电压控制模式。

误差电压反馈电路4由光耦OT1的输出部分和电阻R11构成，光耦OT1由外部电路提供，电阻R11的一端接VREF，另一端接光耦OT1的4脚到U3-A的2脚，光耦OT1的3脚接地。由光耦OT1的输入部分耦合的电流值决定误差电压反馈信号EA值。

QC与门控制电路5由输入隔离二极管D4、D5和电阻R14构成，电阻R14的一端接VCC，另一端接输入隔离二极管D4、D5的正端再去接U2-A的6脚，输入隔离二极管D4的负端接U3-A的1脚，输入隔离二极管D5的负端接U2-B的13脚。

QD与门控制电路6由输入隔离二极管D2、D3和电阻R13构成，电阻R13的一端接VCC，另一端接输入隔离二极管D2、D3的正端再去接U2-A的4脚，输入隔离二极管D3的负端接U3-A的1脚，输入隔离二极管D2的负端接U2-B的12脚。

PWM移相触发器7由型号为CD4013的具有两个D触发器的IC的一半U2-B：1/2CD4013构成，U2-B：1/2CD4013的7脚、9脚、11脚接地，8脚接QA/QB产生电路的U1：TL494的9脚，10脚接QA/QB产生电路的U1：TL494的10脚，13脚接QC与门控制电路5的输入隔离二极管D5的负端，12脚接QD与门控制电路6的输入隔离二极管D2的负端，U2-B的置位端8脚和复位端10脚分别连接QA和QB，使激励波形QC与QA、QD与QB之间有以下对应关系：

当QA的上升沿出现后，PWM移相触发器7的13脚输出高电平，QC与门控制电路5的一个控制端就被打开，而另一个控制端延迟至PWM比较器3的1脚出现上升沿时才被打开，QC与门控制电路5才输出被移相的QC信号，再被QC/QD缓冲触发器8锁存；

同样，当QB的上升沿出现后，PWM移相触发器7的12脚输出高电平，QD与门控制电路6的一个控制端就被打开，而另一个控制端延迟至PWM比较器3的1脚出现上升沿时才被打开，QD与门控制电路6才输出被移相的QD信号，再被QC/QD缓冲触发器8锁存。

QC/QD缓冲触发器8，由型号为CD4013的具有两个D触发器的IC的另一半U2-A：1/2CD4013构成，U2-A：1/2CD4013的3脚、5脚接地，4脚接二极管D2和D3的正端，6脚接二极管D4和D5的正端，1脚接电阻R15和二极管D6的负端，2脚接电阻R16和二极管D7的负端，14脚接VCC，U2-A用于完成QC与QD的波形整形与锁存，以及通过U2-A的输出端_Q、

的图腾柱形式为QC/QD死区产生及输出电路9中第一RC积分延时电路的电容C6、C7充放电，为QC/QD死区产生创造条件。

QC/QD死区产生及输出电路9，由第一比较器U3-C：1/4LM324、第二比较器U3-D：1/4LM324和第一RC积分延时电路构成，其中第一RC积分延时电路包括二极管D6、D7，电阻R15、R16，和电容C6、C7，电阻R15与二极管D6并联，二极管D6的负端接U2-A的1脚，二极管D6的正端接U3-C的10脚，电容C6的一端接U3-C的10脚，另一端接地，电阻R16与二极管D7并联，二极管D7的负端接U2-A的2脚，二极管D7的正端接U3-D的12脚，电容C7的一端接U3-D的12脚，另一端接地，U3-C的9脚和U3-D的13脚连接后再与2.5V的分压点连接。二极管D6、D7、电阻R15、R16分别为电容C6、C7提供不对称的充放电回路，选择合适的R15、R16、C6、C7值，用于达到要求的QC/QD死区时间间隔。

空载关断比较器10、过流关断比较器11、重复软启动/自动恢复电路12的电路如图4所示。

空载关断比较器10是一个带锁定的比较器，由U1：TL494内部的一个比较器、电阻R3、R7、R8、二极管D8和电容C2构成，电阻R7、R8组成分压电路，电容C2与R8并联，R7上端接VREF、R8下端接地、分压电路的中点0.5V接U1：TL494的16脚和二极管D8的负端，电阻R3一端接U1：TL494的3脚，另一端接二极管D8的正端，U1：TL494的15脚接EA。当EA低于电阻R7、R8的分压值0.5V时，U1：TL494的3脚输出高电平锁定QA、QB，模块无输出；当重复软启动/自动恢复电路12被触发后会自动解除U1：TL494的锁定，模块恢复输出。为保证模块上电初始时的正常启动，空载关断比较器10的电阻R7、电容C2的充电时间常数需大于误差电压反馈电路4的电阻R11、软启动电容C4的充电时间常数。

过流关断比较器11也是一个带锁定的比较器，由U1：TL494内部的另一个比较器、电阻R5、R6、R3、R9、电容C1和二极管D1构成，电阻R9与电容C1构成简单积分延时电路，用以避开干扰，电阻R9一端接IS，另一端接U1：TL494的1脚和电容C1的一端，电容C1的另一端接地，电阻R5、R6阻值相等构成一个1/2的分压电路，其2.5V端接U1：TL494的2脚；二极管D1负端接U1：TL494的1脚、正端接电阻R3的一端。一旦U1：TL494的1脚电压高于2.5V，其3脚输出高电平，U1：TL494会锁定QA、QB，模块无输出；当重复软启动/自动恢复电路12被触发后会自动解除U1：TL494的锁定，模块恢复输出。

重复软启动/自动恢复电路12类似于一个单稳延时电路，由第三比较器U3-B：-1/4LM324和第二RC积分延时电路及软启动电容C4构成，其中第二RC积分延时电路包括电阻R10、R17、R18，二极管D9、D10、D11，和电容C8、软启动电容C4。U3-B的5脚接2.5V的分压点，6脚接电阻R10、R17、电容C8的一端，电阻R10的另一端接U1：TL494的3脚，电容C8的另一端接地，电阻R17的另一端接二极管D11的正端，二极管D9、D10、D11的负端接U3-B的7脚，二极管D9的正端接二极管D1、D8的正端，二极管D10的正端接电阻R18的一端，电阻R18的另一端接U3-A的2脚和软启动电容C4的一端，软启动电容C4的另一端接地，LM324的11脚接地，4脚接VCC。用于使空载关断比较器10或过流关断比较器11保护锁定后，能自动重复地恢复到软启动功能状态。当电路异常，空载关断比较器10或过流关断比较器11翻转后，模块无输出，U1：TL494的3脚会输出高电平并锁定，这个高电平经过电阻R10对电容C8充电，当电容C8上的电压被充到大于2.5V时，U3-B的7脚输出低电平，以与逻辑方式控制三路灌电流：一路经过二极管D9控制电阻R3与二极管D1、D8正端的交汇点，将此点拉成低电平，以解除锁定；二路是电容C8经过R17、D11的放电路径，电阻R10、R17分别决定充、放电时间常数，选择R10、R17的值，使模块处于“打嗝”式保护状态，直至电路异常消除；三路经过二极管D10、电阻R18去拉软启动电容C4两端的电压，以保证每次重启都是软启动状态，选择电阻R18的值，使软启动电容C4的放电电流、基准电压VREF经过电阻R11流过的电流在其产生的压降加上二极管D10的压降即误差电压反馈信号EA值大于0.5V，否则，解除锁定会失效。

VCC辅助电源13由外部电路提供，设有对地的滤波电容C5，为整个模块提供工作电源。

本具体实施方式中的QA/QB是一对互补对称、恒频等宽且带死区间隔的激励波形，QC/QD是另一对互补、移相且带死区间隔的激励波形。采取上下激励方式，QA/QB和QC/QD两对激励波形只要有死区间隔，就不存在上、下管对穿的现象。在上电初始、重复软启动/自动恢复这两种状态时QA、QB、QC、QD的初始状态会参差地出现在不同的位置。

在初始状态QD就存在且先输出QA时的波形如图5所示，图中第一个锯齿波内就有占空比输出；

在初始状态QD就存在且先输出QB时的波形如图6所示，图中第二个锯齿波时才有占空比输出；

在初始状态QC就存在且先输出QA时的波形如图7所示，图中第二个锯齿波时才有占空比输出；

在初始状态QC就存在且先输出QB时的波形如图8所示，图中第一个锯齿波内就有占空比输出。

图6和图7是从第二个锯齿波周期才开始有占空比输出，属于正常范畴。如果输出外接采用图腾柱电容耦合加变压器的激励方式，本替代模块的激励波形与移相全桥PWM控制芯片UCC3895的激励波形就是一样的。

图5～图8表明，对应于每个锯齿波CT的周期QA与QD、QB与QC总有斜虚线所示的重叠部分。正是这个重叠部分才有了图3中的四只MOSFET管Q1、Q2、Q3、Q4的交叉导通，此时桥路上才有电流流过，这个重叠部分就是所需要的占空比。图5～图8还表明，每个锯齿波CT的周期QA与QC、QB与QD也有相交部分，给谐振和续流提供了时间保障。由于它们同是上管或同是下管，所以不存在上、下管对穿的现象，且此时桥路上并无电流流过。正是四只MOSFET管Q1、Q2、Q3、Q4严格有序的开通和关断，才能具有全桥移相软开关性能。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下做出若干等同替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明由所提交的权利要求书确定的专利保护范围。

Claims

1.一种替代移相全桥PWM控制芯片UCC3895的模块，

包括锯齿波发生器、QA/QB产生电路、PWM比较器、误差电压反馈电路、QC与门控制电路、QD与门控制电路、PWM移相触发器、QC/QD缓冲触发器、QC/QD死区产生及输出电路、空载关断比较器、过流关断比较器、重复软启动/自动恢复电路，和VCC辅助电源；

其中QA、QB、QC和QD分别是桥式变换电路的四个MOSFET管Q1、Q2、Q3、Q4的栅极激励波形，其特征在于：

当QA的上升沿出现后，PWM移相触发器的13脚输出高电平，QC与门控制电路的一个控制端就被打开，而另一个控制端延迟至PWM比较器的输出端出现上升沿时才被打开，QC与门控制电路才输出被移相的QC信号，再被QC/QD缓冲触发器锁存；

当QB的上升沿出现后，PWM移相触发器的12脚输出高电平，QD与门控制电路的一个控制端就被打开，而另一个控制端延迟至PWM比较器的输出端出现上升沿时才被打开，QD与门控制电路才输出被移相的QD信号，再被QC/QD缓冲触发器锁存。

2.如权利要求1所述的替代移相全桥PWM控制芯片UCC3895的模块，其特征在于：

所述QC/QD死区产生及输出电路，由第一比较器、第二比较器和提供不对称充放电回路的第一RC积分延时电路构成；

3.如权利要求1或2所述的替代移相全桥PWM控制芯片UCC3895的模块，其特征在于：

4.如权利要求3所述的替代移相全桥PWM控制芯片UCC3895的模块，其特征在于：

所述空载关断比较器是一个带锁定的比较器。

5.如权利要求3所述的替代移相全桥PWM控制芯片UCC3895的模块，其特征在于：

所述过流关断比较器是一个带锁定的比较器。