CN101313496B - 产生带频率啁啾的光双二进制信号的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种光传输方法和系统。该系统包括预编码器，用于将输入信号预编码为预编码信号；编码器/分离器，与第一预编码信号相耦合，用于将所述第一预编码信号和第二预编码信号编码为具有0度相移的第一编码信号和具有180度相移的第二编码信号；以及光调制器，具有光源，用于为所述第一预编码信号和第二预编码信号提供使用光调制，使得输出的带频率啁啾光双二进制ODB信号强度具有与所述输入信号相同的逻辑序列。

Description

产生带频率啁啾的光双二进制信号的方法和装置

技术领域

本发明涉及一种光传输器，尤其涉及一种用于产生带频率啁啾的双二进制光信号的光传输方法和装置。

背景技术

在信息时代，人们对高数据容量的光网络需求持续增加。许多因素刺激了这种需求，例如互联网和万维网的极速增长。光纤传输方式在电信网络的带宽增长中扮演着至关重要的角色。今天，光纤已经成为高速和远距离数据传输的首选介质。

在高速数据传输中，用于光纤传输的光纤中的固有的色散特性会导致波形衰减，这种色散特性意味着以不同速率传输的信号会有不同的频谱分量，这种色散特性已经成为标准单模光纤(SMF)的限制因素。由于大量的安装基础是基于SMF，因此对色散具有更大容差的数据传输系统的需求大量存在。

在例如SONET、PDH和SDH等的标准光通信系统中，数据传输速率采用带有乘法因子为4的155Mbps、622Mbps、2.5Gbps和10Gbps四个等级。在SDH的专业术语中，将上面提到的数据传输速率称之为STM-1、STM-4、STM-16和STM-64。当数据传输速率使用Gbps数量级计算时，色散变得很重要。以下，以10Gbps的数据传输速率为例，当数据传输速率达到10Gbps时，波长为1550nm的光在标准SMF中的色散系数为17ps/nm*km。根据傅立叶变换极限脉宽给出的无啁啾光信号的光谱宽度，也就是说，光谱宽度与最小脉冲持续时间的反转值或数据传输速率近似相等。因此对于传输速率为10Gbps的NRZ(非归零)二进制信号而言，最小脉冲持续时间是100ps，光谱宽度在10GHz或 0.08nm左右。在SMF中传输70km之后，信号脉冲可能被扩宽100ps，这相当于最小脉冲持续时间或比特位周期。因此无啁啾10Gbps NRZ光信号在SMF中的极限传输距离大约是70km。

人们还发明了多种方法来延长色散极限距离，例如：ODB(光双二进制)调制。ODB信号的特性在于，它存在三相调制状态，-1、0和+1，同时，它还保持了遵循于输入NZR信号电平的两种强度状态。它并不能直接转换为-1和+1状态。由于这种特性，ODB信号的光谱宽度比NRZ信号要窄。因此在SMF中，ODB信号的传输距离比NRZ信号的传输距离更远。

美国的一项由米永(Yonenaga)等人申请的专利(美国专利号为5,543,952)“光传输系统”中描述了一种产生ODB信号的传统方法。三电平电子信号通过将输入的二进制信号和其一比特位的延迟副本相结合而产生。然后用该三电平电信号驱动MZ(马赫-曾德尔)干涉型调制器偏置为零从而产生ODB信号。当数据传输速率为10Gbps时，通过就用ODB信号可以在SMF中获得色散极限传播距离为120km。另外，K.米永(Yonenaga)和S.库瓦诺(S.Kuwano)在“使用双二进制发射机和二进制接收机的色散容限光传输器”(J.Lightwave Technol，Vol.15，pp.1530-1537(1997).)中提出了驱动信号锐截止式滤波的技术。

在美国的一项由普里斯(Price)等人申请的专利(专利号为5,867,534)“一种具有降低的色散灵敏度的光传输方法及实现该方法的传输设备和系统”中描述了一种产生ODB信号的部分响应方法。首先通过输入NRZ信号穿过带宽大约为数据速率的25％～30％的窄带滤波器产生准三电平电信号。然后用三电平电信号驱动MZ干涉型调制器在偏置为零时产生ODB信号。通过采用部分响应方法，以10Gbps的速率可以在SMF中获得210KM的色散极限传播距离。

人们认为ODB信号获得更远的传输距离并不完全取决于更窄的带宽。光信号中在接近于“0”比特位状态的“凸点(bumps)”对延长传输距离同样重 要。“凸点”是部分响应方法和传统的使用锐截止式滤波造成一比特位延迟的方法的副产品。当该凸点以180度的相移至相邻的“1”比特位后，在凸点与相邻的“1”比特位之间的相消干扰有助于限制“1”比特位脉冲的加宽。因此，色散的损失会因此而减少。由于其较远的传输距离以及其易实施性，部分响应方法是应用得最为广泛的ODB方法，并且常常被称之为ODB方法。

在传统的ODB方法中，用分数延迟(fractional delay)代替整个一比特位延迟同样能够引入“凸点”。在由迪米克(Dimmick)等人申请的美国专利(美国专利号为6,623,188，)“色散容差光数据发射机”中描述了这个方法。在该专利中，通过将输入的二进制信号与其通过差分放大器产生的延迟补码相结合，而产生四电平电子信号。然后，使用该四电平电子信号来驱动MZ干涉型调制器在偏置为零时产生四电平光场，该四电平光场能够在没有任何频带限制滤波器的情况下以10Gbps的数据速率在SMF中传输150km。

从理论上讲，输入的二进制信号与其通过差分放大器产生的延迟补码相结合相当于输入的二进制信号与其延迟副本相结合。在频域中，这相当于将信号通过带有频域响应的周期滤波器，用公式表示为：

滤波器 $\left(f\right)=\frac{1+e^{i\·2\·\mathrm{\π}\·f\·\mathrm{\Δt}}}{2}---\left(1\right)$

其中，Δt为时间延迟。相反地，部分响应办法需要在高频率下的具有平滑下降“轨迹”的低通滤波器。公式1和驱动电路的本征带宽的这种联合效应，导致分数延迟方法和部分响应方法产生类似的结果。

在美国专利(美国专利号为6,337,756)“光发射系统和方法”中描述了利用频率啁啾来延长传输距离的方法。在该专利中，公布了一种以频率啁啾产生传统一比特位延迟ODB信号的方法。仿真表明，通过带有微小的负频率啁啾，能够稍微提升传统ODB传输的距离。

M.维克瑟(M.Wicher)等人发表在OFC 2001，March 2000上的名为“利用啁啾双二进制传输减轻自调制极限效应”的文章中，对啁啾ODB调制进行 了研究。此项研究表明了，负啁啾能够在更短距离(在10Gbps时，传输距离小于150km)时提升信号质量，同时正啁啾能够在距离远远大于150km时提升信号质量，例如，在传输距离大于250km时，仍能够检测到正啁啾信号。此外，人们还发现正啁啾可以减少自相位调制效应。

李汉林(Hanlim Lee)等人在IEEE Photon Technology Letters，Vol.17，pp.905-907，April 2005发表了一篇名为“用于电吸收调制激光器的成本效益光啁啾双二进制发射机”。其中描述了通过电吸收调制激光器(Electro-absorption Modulated Laser，EML)和MZ调制器的结合产生正啁啾ODB信号。他们的研究获得了相似的结果，即证实了波长为1550nm左右，传输速率为10Gbps的正啁啾ODB信号在SMF中传输的距离能够达到250km以上。

如图1所示，为传统ODB发射机100的示意图。电NRZ信号源110被馈入到预编码器120中，该预编码器120是用于使发射机100最终的光输出信号强度与输入的NRZ源110相同。一种情况是，该预编码器120是简单的异或门，其一个输入端与输入的NRZ数据信号的补码相连，另一个输入端与一比特位延迟异或(XOR)门的输出相连。预编码器120的输出信号发送到ODB编码器130，该ODB编码器130用于向数据驱动器140生成三电平或四电平信号ce(t)。如前所述，ODB编码器130可采用延迟-结合方法或者部分响应方法实现。该ODB编码器130的输出信号被数据驱动器放大并转发，用于驱动MZ调制器150，该MZ调制器也接收来自于激光器160的光源。MZ调制器的光输出信号是光强度沿用输入的NRZ信号d(t)的ODB信号。

部分响应方法是一种最简单的能够产生最大色散容差无啁啾ODB信号的方法。然而，所有的无啁啾ODB信号对非线性失真都非常的灵敏。例如，传输信号中的自相位调制(Self Phase Modulation，SPM)会明显降低其传输距离，因为SPM会在上升沿形成负频移，在下降沿形成正频移，这通常被称为负啁啾。与色散相耦合后，频域失真被转换为时域失真，这成为非线性损 失的来源。

因此，为了减少引入的非线性损失，人们故意将正预啁啾(a positivepre-chirp)加入到传输信号中，以补偿由SPM造成的负啁啾。在较高信号发射功率下，啁啾ODB方法能够有更好的性能表现。但是，公开在现有技术中的方法使用了双光调制方式，该方式要求驱动两个调制器的电信号之间的精确时间对齐。在啁啾ODB方法中的这两个驱动信号为数据模式；一个是NRZ信号，另一个是预编码数据。定时对齐所需要的可变延迟线必须具有高于宽频带的均匀响应，这是非常庞大和昂贵的。这成为啁啾ODB调制方式实际实现过程中最大的阻碍。因此，需要一种改进的、实际的方法来产生啁啾ODB信号。

发明内容

因此，根据前面的总结，通过以下描述和附加的权利要求以及相关的附图，本领域的技术人员能够更好的理解本发明的目的、特征和优点。

本发明公开了一种光传输方法和系统。该系统包括预编码器，用于将输入信号预编码为预编码信号；编码器/分离器，与第一预编码信号相耦合，用于将所述第一预编码信号和第二预编码信号编码为具有0度相移的第一编码信号和具有180度相移的第二编码信号；以及光调制器，具有光源，用于为所述第一预编码信号和第二预编码信号提供使用光调制，使得输出的带频率啁啾光双二进制ODB信号强度具有与所述输入信号相同的逻辑序列。其中，所述编码器/分离器包括：第一差分限幅放大器LIA，用于基于所述预编码信号和延迟的预编码信号的补码产生所述第一编码信号；以及第二LIA，用于基于所述预编码信号的补码和延迟的预编码信号产生所述第二编码信号；或，低通滤波器LPF，用于对所述预编码信号进行滤波；第一差分限幅放大器LIA，用于接收所述LPF的输出信号，并使用第一预定门限产生所述第一编码信号；以及第二LIA，用于接收所述LPF的输出信号，并使用第二预定门限产生所述第二编码信号；或，第一低通滤波器LPF，用于对所述预编码信号进行滤波；第二LPF，用于对所述预编码信号的补码进行滤波；第一差分限幅放大器LIA，用于接收所述第一LPF的输出信号，并使用第一门限产生所述第一编码信号；以及第二LIA，用于接收所述第二LPF的输出信号，并使用第二门限产生所述第二编码信号。

本发明与现有技术相比，提供了更远的传输距离和更好的非线性效应的容差。进一步地，与现有技术中使用双光调制方式的方法相比，本发明的单一调制器更为简单，便宜，也使啁啾ODB信号的实际应用成为可能。

附图说明

附带的附图形成了说明的一部分，用于表示本发明的多个方面，这些附图与描述结合在一起能够更好的解释公开的原理。附图中包括：

图1为传统ODB发射机的示意图；

图2为本发明实施例啁啾ODB发射机的示意图；

图3A为预编码器和图2所示的ODB编码器/比特位分离器的示意图；

图3B为图3A所示的实施例中信号在各个阶段的时序图；

图4A为预编码器和图2所示的ODB编码器/比特位分离器的另一示意图；

图4B为图4A所示的实施例中信号在各个阶段的时序图；

图5A为预编码器和图2所示的ODB编码器/比特位分离器的另一示意图；

图5B为图5A所示的实施例中信号在各个阶段的时序图；

图6A和图6B为图2中所示的预编码器和ODB编码器/比特位分离器的两个示意图；

图7为10Gbps正啁啾、负啁啾以及无啁啾ODB信号在各种传输距离中的信号失真示意图。

具体实施方式

现在我们将对本发明说明书中附图部分涉及的实施例进行详细说明。尽管较佳实施例对本发明进行了说明，但其公开的较佳实施例并未对本发明的目的产生限制。相反，本发明目的涵盖了本发明技术方案的精神和范围以及对本发明的技术方案进行修改或者等同替换。

下面我们给出了几个本发明具体实施例的描述。下面的实施例是本发明实际工作中的典型，但却不会对本发明构成限制。本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而这些修改或者等同替换亦不能使修改后的技术方案脱离本发明技术方案的精神和范围。

如图2所示，为本发明实施例所述啁啾ODB发射机200的示意图。电NRZ信号源210提供输入信号d(t)，并馈入到预编码器220中。预编码器220的 两个互为补码输出信号c(t)221和c(t)222均被发送到集成ODB编码器/比特位分离器230中，该集成ODB编码器/比特位分离器230执行预先设定的编码程序，并针对ODB调制中的每一个光相位对比特位进行分离。在分离完成后，针对0度相移的比特位被发送到集成ODB编码器/比特位分离器230的一个输出端。另一方面，其他针对180度相移的比特位被发送到集成ODB编码器/比特位分离器230的另一个输出端。在同一个例子中，这两个输出信号分别表示为第一输出信号c1(t)231和第二输出信号c2(t)232。然后，这两个被分离的序列，c1(t)231和c2(t)232，分别被第一数据驱动器241和第二数据驱动器242放大，用于驱动双边驱动MZ调制器250的两个分离输入端。该双边驱动MZ调制器250接收到来自于激光器260的光信号源后，产生带有频率啁啾的ODB信号I(t)251。该频率啁啾的符号取决于选择C1(t)和C2(t)信号，或者其补码信号C1(t)和C2(t)作为驱动信号。

如图3A所示，为预编码器220和图2所示的ODB编码器/比特位分离器的示意图。在该实施例中，预编码器220包括异或门223，该异或门223的一个输入端接收来自于NRZ信号源210的信号d(t)。该异或门223的另一个输入端接收该异或门223的一比特位延迟输出信号。输出信号c(t)221直接引用了异或门223的输出端信号。另一方面，异或门223输出端的信号经过逆变器231后，生成补码输出信号 222。

所述ODB编码器/比特位分离器230包括第一与门233和第二与门234。该第一与门233将输出信号c(t)221和其延迟复制信号c(t-Δt)作为输入信号用以产生第一输出信号c1(t)231。相似地，第二与门234将补码输出信号c(t) 222和其延迟复制信号c(t-Δt)作为输入信号用以产生第二输出信号c2(t)232。在本实施例的一个例子中，时间延迟Δt的范围可以为0.3至1个比特位周期。

如图3B所示，为图3A所示的实施例中信号在各个阶段的时序图。在该定时图中，存在六阶定时序列，分别是NRZ输入信号d(t)210，c(t)221， c(t-Δt)，c1(t)231，c2(t)232以及最终输出信号I(t)251。假设时间延迟Δt为0.7个比特位周期，相应地能够在c1(t)231和c2(t)232中获得0.3比特位持序时间的窄脉冲。当数据传输速率达到75％时，有限回路响应能够减弱所述窄脉冲的振幅形成“凸点”。在最底端，I(t)251的定时序列为双边驱动MZ调制器250的光输出信号。

如图4A所示，为预编码器220和图2所示的ODB编码器/比特位分离器的另一示意图。与图3A相似，将预编码器220的两个互为补码输出信号c(t)221和c(t)222作为输入信号发送到ODB编码器/比特位分离器230。但是，在本实施例中，ODB编码器/比特位分离器230所包括的第一LIA 235和第二LIA236代替了图3A中的两个与门233和234。该LIA的基本控制功能是当总的输入信号电平高于指定的门限电平时，LIA的二进制输出信号将被切换为逻辑“高”；否则，该二进制输出信号为逻辑“低”。在适当设置的门限电平下，不论是差分输入信号的正脉冲还是负脉冲，都能够被过滤或选取。第一LIA 235将输出信号c(t)221及延迟补码输出信号c(t)222作为输入信号。相似地，第二LIA 236将延迟输出信号c(t)221及补码输出信号c(t)222作为输入信号。与图3A中所示的实施例相似，在本实施例中时间延迟Δt的范围为0.3至1个比特位周期之间。根据时间延迟的长度，两个LIA 235和236的差分输入信号能够为三电平或四电平信号，例如第一LIA 235的差分输入信号为c(t)-c(t-Δt)，第二LIA 236的差分输入信号为c(t-Δt)-c(t)。当差分输入信号被处理为从+1到-1之间振荡的交流信号时，预先给定恰当的正门限，则第一LIA235的输出信号与图3A所示的第一与门233的输出信号大致相似。另一方面，给定恰当的负门限，则第二LIA 236的补码输出值与图3A所示的第二与门234的输出信号大致相似。

如图4B所示，为图4A所示的实施例中信号在各个阶段的时序图。在该图中，存在六阶定时序列，分别是NRZ输入信号d(t)210，c(t)221， c(t)-c(t-Δt)，c1(t)231，c2(t)232以及最终输出信号I(t)251。除了第三个定时序列c(t)-c(t-Δt)外，剩余的五个序列均在图3B中出现过。在本实施例中假设时间延迟Δt为0.7个比特位周期。另外，假设c(t)-c(t-Δt)在+1和-1之间振荡，并且将第一LIA 235的门限电平410值设置在+0.5比特位宽度，那么所有超过该门限电平410的信号被第一LIA 235保持为第四个定时序列c1(t)231。另外，假设c(t-Δt )-c(t)的范围在-1和+1之间，并且将第二LIA 236的门限电平设置在-0.5比特位宽度。其结果是第二LIA 236的输出信号表示为第五定时序列c2(t)232。图4B中的第四和第五定时序列与图3B中的对应定时序列相似。在最底端，定时序列I(t)251为双边驱动MZ调制器250的光输出信号。

如图5A所示，为预编码器220和图2所示的ODB编码器/比特位分离器的另一示意图。不同于前述的图3A和图4A所示的实施例，本实施例仅有输出信号c(t)221被发送到ODB编码器/比特位分离器230，该输出信号c(t)221的补码信号接地。在本实施例中，ODB编码器/比特位分离器230进一步包括LPF 237、第一LIA 235和第二LIA 236。在一个具体的例子中，LPF 237的带宽可以被设置在数据速率的25％至65％之间。因此，该LPF 237的输出信号cf(t)238是较现有技术具有更低振幅的短脉冲四电平信号。输出信号cf(t)238被处理为在-0.5到+0.5之间振荡的交流信号，并将该信号拆分为第一LIA235的一输入信号及第二LIA 236的另一输入信号。预先给定恰当门限电平，第一LIA 235的输出信号可以与第一与门231的输出值大致相似。相似地，第二LIA 236的输出信号与图3A所示第二与门232的输出信号大致相似。

如图5B所示，为图5A所示的实施例中信号在各个阶段的时序图。在该图中，存在六阶定时序列，分别是NRZ输入信号d(t)210，c(t)221，cf(t)238，c1(t)231，c2(t)232以及最终输出信号I(t)251。除了第三个定时序列cf(t)238外，剩余的五个序列均与图3B和图4B所示的序列相似。假 设LPF 237的带宽被设置在传输速率的50％，并且信号的数量级扩大了2倍以便于显示。假定信号cf(t)238在-0.5和+0.5之间振荡，图中虚线510用于标记出第一LIA 235和第二LIA 236的门限电平+0.33。在最底端，定时序列I(t)251为双边驱动MZ调制器250的光输出信号。

如图6A所示，为预编码器220和图2所示的ODB编码器/比特位分离器的另一示意图。在本实施例中，编码器/比特位分离器230包括第一LPF 601和第二LPF 602，所述的两个LPF分别将两个互为补码输出信号c(t)221和 

222作为输入信号进行接收。在一个实例中，两个LPF 601和602的带宽都被设置为数据速率的25％～65％之间。两个输出信号cf(t)603和 604均为四电平信号且被处理为在-0.5和+0.5之间振荡的交流信号。cf(t)603和 

604两者一起被发送到具有共同正门限的第一LIA 235和第二LIA 236。其结果是，第一LIA 235的输出信号与第一与门231的输出信号大致相似。相似地，第二LIA 236的输出信号与图3A所示的第二与门232的输出信号大致相似。当第一LIA 235和第二LIA 236的带宽被设置为数据速率的50％时，并且其共同的门限值设置为+0.33，结果是使本实施例的定时序列图与图5B所示定时序列大致相似。

如图6B所示，为预编码器220和图2所示的ODB编码器/比特位分离器230的另一示意图。本实施例与图6A所示实施例基本相同，除了两个LPF 601和602被两个非平衡MZ干涉计滤波器所取代。非平衡MZ干涉计滤波器被形成为首先将第一输入信号拆分成两个信号，这两个信号通过具有不相等波长的路径，然后重新组合这两个被拆分的信号。不相等的波长导致信号之间相对的延迟Δt，与图3A所示实施例相似，在本实施例中，时间延迟Δt的范围可以为0.3至1个比特位周期之间。其结果是，第一LIA 235的输出信号可以与第一与门233的输出信号大致相似。相似地，第二LIA 236的输出信号与图3A所示第二与门234的输出信号大致相似。当时间延迟Δt被设置为0.7比 特位周期时，其结果是本实施例的定时序列图与图4B所示定时序列图大致相似。

如图7所示，包含图a)到m)，用于表示正啁啾、负啁啾及无啁啾的10GbpsODB信号在各种传输距离中的信号失真。图中的4列从左至右分别表示传输距离为0km、150km、200km和250km的眼图。图中的3行从上至下分别表示正啁啾、负啁啾和无啁啾ODB信号的眼图。若MZ调制器250的驱动电压为0.5Vπ，则正啁啾(从a)至d))和负啁啾(从e)至h))ODB信号是依照图2所示使用与门的实施例产生的，不难理解其他三个实施例的结果与这两行大致相似。通过观察这些眼图后得出这样的结论，在远距离传输中，正啁啾ODB信号能够减少信号失真。

综上所述，与现有技术相比，本发明提出了更远的传输距离，及比非线性效应更佳的容差。进一步地，使用单调制器较采用双光调制器的现有方法更为简单和经济。本发明也使啁啾ODB信号的实际应用成为可能。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (7)

1.一种光发射机系统，包括：

预编码器，用于将输入信号预编码为预编码信号；

编码器/分离器，与所述预编码信号耦合，并用于将所述预编码信号编码为具有0度相移的第一编码信号和具有180度相移的第二编码信号；以及

光调制器，具有光源，用于为所述第一编码信号和第二编码信号提供光调制，使输出的带频率啁啾光双二进制ODB信号的强度具有与所述输入信号相同的逻辑序列；

其中，所述编码器/分离器包括：

第一差分限幅放大器LIA，用于基于所述预编码信号和延迟的预编码信号的补码产生所述第一编码信号；以及第二LIA，用于基于所述预编码信号的补码和延迟的预编码信号产生所述第二编码信号；

或，

低通滤波器LPF，用于对所述预编码信号进行滤波；第一差分限幅放大器LIA，用于接收所述LPF的输出信号，并使用第一预定门限产生所述第一编码信号；以及第二LIA，用于接收所述LPF的输出信号，并使用第二预定门限产生所述第二编码信号；

或，

第一低通滤波器LPF，用于对所述预编码信号进行滤波；第二LPF，用于对所述预编码信号的补码进行滤波；第一差分限幅放大器LIA，用于接收所述第一LPF的输出信号，并使用第一门限产生所述第一编码信号；以及第二LIA，用于接收所述第二LPF的输出信号，并使用第二门限产生所述第二编码信号。

2.根据权利要求1所述的光发射机系统，其中所述预编码器进一步包括：异或门，从所述输入信号的补码中接收第一输入信号，从所述异或门的延迟输出信号中接收第二输入信号，其中，所述异或门提供输出信号作为所述预编码信号。 

3.根据权利要求1所述的光发射机系统，其特征在于，

所述第一低通滤波器LPF为第一非平衡马赫-曾德尔MZ干涉计滤波器，用于对所述预编码信号进行滤波；

所述第二LPF为第二非平衡MZ干涉计滤波器，用于对所述预编码信号的补码进行滤波；

所述第一差分限幅放大器LIA，用于接收第一非平衡马赫-曾德尔MZ干涉计滤波器的输出信号，并使用第一门限产生所述第一编码信号；

所述第二LIA，用于接收第二非平衡MZ干涉计滤波器的输出信号，并使用第二门限产生所述第二编码信号。

4.一种在光传输系统中产生带频率啁啾的光双二进制ODB信号的方法，包括：

将输入信号预编码为预编码信号；

将所述预编码信号编码为具有0度相移的第一编码信号和具有180度相移的第二编码信号；以及

对光源进行调制，使得输出的带频率啁啾ODB信号的强度具有与所述输入信号相同的逻辑序列，

其中，将所述预编码信号编码为具有0度相移的第一编码信号和具有180度相移的第二编码信号包括：

使用第一差分限幅放大器放大所述预编码信号和延迟的预编码信号的补码；以及使用第二差分限幅放大器放大所述预编码信号的补码和延迟的预编码信号；其中，使用第一门限的所述第一差分限幅放大器的输出信号为所述第一编码信号，使用第二门限的所述第二差分限幅放大器的输出信号为所述第二编码信号；

或，

对所述预编码信号进行低通滤波；对所述低通滤波的输出信号进行第一差分限幅放大；以及对所述低通滤波的反转的输出信号进行第二差分限幅放 大；其中，使用第一门限的所述第一差分限幅放大的输出信号为所述第一编码信号，使用第二门限的所述第二差分限幅放大的输出信号为所述第二编码信号；

或，

对所述预编码信号进行第一低通滤波；对所述预编码信号的补码进行第二低通滤波；对所述第一低通滤波的输出信号进行第一差分限幅放大；以及对所述第二低通滤波的输出信号进行第二差分限幅放大；其中，使用第一门限的所述第一差分限幅放大的输出信号为所述第一编码信号，使用第二门限的所述第二差分限幅放大的输出信号为所述第二编码信号。

5.根据权利要求4所述的方法，其中所述调制进一步包括：基于所述第一编码信号和第二编码信号使用双边驱动马赫-曾德尔调制器。

6.根据权利要求4所述的方法，其中所述预编码进一步包括：采用异或门对所述输入信号的补码和所述异或门的一比特位延迟输出信号执行逻辑异或的操作，其中，所述预编码信号为所述异或的操作的输出信号。

7.根据权利要求4所述的方法，其中所述滤波的带宽范围为输入信号数据速率的25％至65％之间。 

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