CN101253683B - 具有增益可控级的接收器 - Google Patents

Abstract

一种增益可控级(CLN，A1，A2，……，A7，ACC)，其包含电抗性信号分配器(CLN)，其后跟随放大器结构(A1，A2，……，A7，ACC)。该电抗性信号分配器(CLN)可以以例如电容性阶梯网络的形式存在。该增益可控级(CLN，A1，A2，……，A7，ACC)具有依赖于该电抗性信号分配器(CLN)提供的信号分配因子的增益因子。所述电抗性信号分配器(CLN)组成了滤波器(LC)的一部分。所述信号分配因子在该接收器被调谐到的频率(F)和信号强度指示RS的基础上被调节。

Description

具有增益可控级的接收器

技术领域

本发明一方面涉及具有增益可控级的接收器。所述接收器可能是，例如，电视接收器，其从射频频谱中的选中的频道接收视频，音频和其它数据。在这种接收器中，典型地，增益可控级将射频频谱变换适当的信号水平，以供进一步处理。本发明另一方面涉及控制接收器的方法，用于接收器的计算机程序产品，和信息呈现(information-rendering)系统。

背景技术

美国专利6,272,330描述了增益控制的用于选择性呼叫系统的无线电接收器。所述接收器包括多步增益控制的具有多个增益级的射频放大器，其输出端与共用输出级耦合。电容性阶梯(capacitive ladder)衰减器被耦合到输入端，并且有多个输出端，所述多个输出端被分别耦合到每个增益级的输入端，除了一个增益级，该增益级被耦合到输入端。测量想要的频下变频信号电平的测量电路选择性地接通这些增益级之一。

发明内容

本发明的目标之一是提供改进的接收器。本发明被独立权利要求定义。这些独立权利要求定义了有利的实施方式。

根据本发明的一个方面，增益可控级包含电抗性信号分配器(reactive signal divider)，放大器结构跟随其后。所述增益可控级具有增益因子(gain factor)，所述增益因子依赖于信号分配因子(signaldivision factor)，所述信号分配因子由电抗性信号分配器提供。所述电抗性信号分配器构成滤波器的一个部分。控制器在接收器被调谐到的频率和信号强度指示的基础上调节所述信号分配因子。所述电抗性信号分配器可以是电容性信号分配器或电感性信号分配器，或二者的结合。

本发明考虑到如下方面。接收器可能必须在多种不同的接收条件下运行。例如，接收器可以接收射频频谱，所述频谱包含相对弱的期望信号和其它处于中等强度的信号。在这种弱信号接收条件下，任何接收器噪音都会降低由于相对弱的期望信号本来就已经很低的信噪比。另举一例，射频频谱可能包含相对较强的期望信号。在这种强信号接收条件下，所述相对较强的期望信号可能会使得接收器内部一个或多个线路过载，导致失真。再举一例，射频频谱包含相对较弱的期望信号，所述期望信号与其它相对较强的信号同时出现。在这种弱强伴随的信号接收条件下，相对强的信号可能生成寄生信号，比如互调产物，这是由于接收器中电路的非线性导致的。这些寄生信号可能干扰相对弱的期望信号。

接收器可以包含增益可控级以应对多种不同的接收情况。所述增益可控级在弱信号接收条件下优选地提供了相对较高的增益。这防止了在所述增益可控级后的其它级恶化信噪比。所述增益可控级在强信号接收条件下优选地提供了相对较低的增益。这防止了在所述增益可控级后的其它级过载。增益控制是在弱强伴随接收条件下的折衷。所述增益可控级的增益越高，则寄生信号越强，有可能干扰相对较弱的期望信号。反过来，增益可控级的增益越低，则所述增益可控级之后的其它级对信噪比的恶化程度越大。

被放置于增益可控级之前的滤波器使得在弱强伴随信号接收条件下可以得到更好的接收质量。所述滤波器优选地被调谐以使得所述滤波器可以通过相对较弱的期望信号和衰减潜在地可能造成寄生信号的相对较强的信号。然而，所述滤波器由于如下原因可能对弱信号接收条件下的接收造成负面影响。所述增益控制级不可避免地会产生噪声，因而在弱信号接收条件下它将信噪比限定在一个可观的程度。由增益可控级产生的噪声总量依赖于源阻抗，所述源阻抗与所述增益控制级接收的输入信号相关联。噪声总量对于特定源阻抗来说最小，因此对其它任何源阻抗都更高。被放置于增益可控级之前的滤波器可能导致所述源阻抗在整个感兴趣频带上变化，特别是当所述滤波器被调谐时。因此，最小化的噪声只可能在频带中一个相对较小的部分达到。也就是说，所述滤波器可能使得所述增益可控级在频带的相对较大的部分产生更多噪声。这会在很大程度上恶化信噪比。

依照本发明之前所述方面，电抗性信号分配器组成了滤波器的一部分。控制器在接收器被调谐到的频率和信号强度指示的基础上调节所述电抗性信号分配器提供的信号分配因子。

因此，所述电抗性信号分配器可被用于两种不同目的。首先，所述电抗性信号分配器可被作为信号衰减器使用，它给出增益控制以避免过载和过度的互调。另外，所述电抗性信号分配器可被作为阻抗变换器使用，它被耦合到形成所述增益控制级的放大器结构上。所述电抗性信号分配器提供了依赖于所述电抗性信号分配器提供的信号分配因子的阻抗变换。所述阻抗变换为所述放大器结构提供了这样的源阻抗，所述源阻抗与所述放大器结构生成最小噪声的特定源阻抗相对接近。也就是说，所述电抗性信号分配器被用于噪声匹配，这是一个术语，指出了用于最小噪音目的的阻抗变换。所述噪声匹配是频率相关的，因为所述信号分配因子是在接收器被调谐到的频率的基础上被调节。这允许所述增益可控级在整个感兴趣频带上都产生相对较小的噪声。因此，所述滤波器可以提高在弱强伴随信号接收条件下的接收质量，如上文所阐明的，在弱信号接收条件下对接收质量没有实质性的损害。由于这些原因，本发明提供了较好的接收质量。

本发明的另一优点涉及如下方面。原则上，可以设计被放置于增益可控级之前的滤波器，它在整个感兴趣频带内提供基本上是常数的源阻抗，甚至在所述滤波器被调谐时仍然如此。如上文所阐明的原因，所述常数阻抗滤波器将在整个感兴趣频带产生相对较低的噪声。然而，这样的常数阻抗滤波器通常会相对复杂，因此相对昂贵。本发明不要求复杂的滤波器结构。其一部分由电抗性信号分配器形成的滤波器可以是，例如，简单的反馈电路。由于这些原因本发明提供了有成本效益的实现。

本发明的这些和其它方面将会在下文中参照附图以更多细节进行描述。

附图说明

图1是示出视频显示装置的一个实施例的框图。

图2是示出射频处理器的实施例的框图，所述射频处理器形成了所述视频显示装置的一部分。

图3是电容性阶梯网络的适当电容值的列表，所述电容性阶梯网络形成了射频处理器的一部分。

图4是示出读出放大器的实施例的电路图，它形成了射频处理器的一部分。

图5是示出放大器控制电路的实施例的框图，它形成了射频处理器的一部分。

图6是示出偏置电流分配的曲线图，所述偏置电流分配是由放大器控制电路执行的。

图7是示出射频处理器增益特性的表。

图8是示出射频处理器增益控制的曲线图。

具体实施方式

图1示出了视频显示装置VDS的实施例。所述视频显示装置VDS包含接收器REC，显示设备DPL，和遥控设备RCD。所述接收器REC可以是以如下形式存在，例如，电视机，机顶盒，数字视频录像机，或者上述形式的任意组合。所述显示设备DPL可以是，例如，带有扬声器的平板显示器。所述显示设备DPL和所述接收器REC可以形成一个装置或可以是独立的实体。

所述接收器REC接收到包含不同频道的射频频谱RF。每个频道有不同的频率。用户可以通过，例如，遥控设备RCD，选择特定的频道。用户选择的特定频道在下文中将会被称为选中频道。接收器REC从选中频道得到视频信号VID。显示设备DPL显示视频信号VID。

接收器REC包含如下功能实体：射频处理器RFP，频道处理器CHP，和控制器CTRL。射频处理器RFP可以形成，例如，具有锡盒外壳的调谐模块的一部分。这样的调谐模块可以进一步包含一个或多个功能上属于频道处理器CHP的电路。射频处理器RFP和频道处理器CHP可以形成单个电路板的一部分，所述单个电路板可被插入到个人计算机或者任何其它多媒体设备。控制器CTRL可以以适当地已编程的微处理器的形式存在。

接收器REC主要操作如下。射频处理器RFP过滤射频频谱RF。射频处理器RFP在射频频谱RF中具有一个通频带。通频带依赖于射频处理器RFP接收到的调谐电压VT。调谐电压VT使得射频处理器RFP的通频带基本上与选中频道相符。因此，射频处理器RFP衰减了选中频道之外的其它频道。特别的，距离选中频道较远的频道将会在相对较大程度上被衰减。

射频处理器RFP同等地放大射频频谱RF。射频处理器RFP提供了依赖于噪声增益控制信号NGC的增益。因此，射频处理器RFP提供了已处理射频频谱PRF，它是接收器REC接收到的射频频谱RF的被过滤和放大的版本。

频道处理器CHP接收已处理射频频谱PRF，抑制选中频道之外的任何信号。为达到这个目的，频道处理器CHP可以包含频率转换器，在频率转换器之后跟随频道选择滤波器，滤波器具有相对较窄的通频带。频率转换器执行频率偏移，因此当频率被偏移时，选中频道与频道选择滤波器的相对较窄的通频带相符合。频率偏移依赖于选中频道。频率转换器可以包含，例如，依靠调谐命令TC调节频率偏移的频率合成器。解调器从在选中频道中信号的频率偏移版本中获取基带信号，其中所述频率偏移版本通过了频道选择滤波器。基带信号可以经历进一步的处理，这些处理可以包括，例如，信道解码，纠错，和基带解码，比如，MPEG2解码。视频信号VID由处理产生。

假定用户通过遥控设备RCD选中了一个特定频道。遥控设备RCD将命令发送到控制器CTRL指明选中频道。作为响应，控制器CTRL生成与选中频道相对应的调谐命令TC。如上文所阐明的，调谐命令TC将把频道处理器CHP调谐到选中频道，与之前相同。在这个调谐过程中，频道处理器CHP可以为射频处理器RFP生成调谐电压VT。例如，调谐电压VT可以自频率合成器中的调谐电压VT得到，如上文所述，频率合成器可以形成频道处理器CHP的一部分。

控制器CTRL在选中频道的频率和信号强度条件的基础上为射频处理器RFP建立噪声增益控制信号NGC。控制器CTRL知道频率，因为控制器CTRL典型地包含频道列表，所述频道列表具有每个频道的频率指示。控制器CTRL使用选中频道的频率指示来为频道处理器CHP生成调谐命令TC并且(如果要求的话)显示频率。控制器CTRL在例如频道处理器CHP提供的信号强度指示RS的基础上可以知道信号强度条件。图1示出了这一点。信号强度指示RS可以涉及例如选中频道中的信号。控制器CTRL可以从射频处理器RFP接收进一步的信号强度指示。图1通过一条虚线示出了这一点。

接受质量很大程度上依赖于射频处理器RFP。假定选中频道包含相对较弱的信号，所述信号具有相对较差的信噪比。射频处理器RFP应当具有低噪声以避免信噪比恶化。而且，射频处理器RFP的增益应足够高，以阻止频道处理器CHP不可避免地产生的噪声导致信噪比进一步恶化。射频处理器RFP将相对较弱信号的放大后的版本施加于频道处理器CHP。增益应当足够高，因此放大后的版本会远高于频道处理器CHP的噪声。

此时假定选中频道包含相对较强的信号，并具有相对较好的信噪比。在此情况下，射频处理器RFP的增益是个重要参数，而噪声具有较低重要性。增益应当相对较低以避免频道处理器CHP的过载，因为它只能处理最高为某个电平的信号。如果频道处理器CHP接收到的输入信号高于临界水平，将会发生失真。射频处理器RFP的增益应当优选地被控制，从而将频道处理器CHP的输入信号保持在临界水平以下。

图2示出了射频处理器RFP的实施例。射频处理器RFP包含两个电感L1，L2，一个变容二极管VD1，一个电阻R1，13个电容C1、C12、C20、C23、C30、C34、C40、C45、C50、C56、C60、C67、C70，7个读出放大器A1、A2，…A7，以及一个放大器控制电路ACC。电容C12、C20、C23、C30、C34、C40、C45、C50、C56、C60、C67、C70形成电容性阶梯网络CLN，其具有7个分接头T1、T2，…T7。读出放大器耦合到电容性阶梯网络CLN的每个分接头。电感L2，变容二极管VD1，和电容C1形成可调谐谐振电路LC。电容性阶梯网络CLN还形成了可调谐谐振电路LC的一部分。电感L1被耦合到射频处理器RFP的输入端(射频频谱RF就在此处)和可调谐谐振电路LC。

射频处理器RFP运行如下。可调谐谐振电路LC有作为调谐电压VT的函数而变化的谐振频率。调谐电压VT被调节，使得谐振频率与选中频道相符合。因此，可调谐谐振电路LC构成被调谐到选中频道的带通滤波器。选中频道之外的其它频道被衰减。可调谐谐振电路LC构成了谐振频率上的实际阻抗。这一实际阻抗在下文中会被引用为谐振阻抗。基本上谐振阻抗的大小以平方函数随谐振频率变化。这是由于可调谐谐振电路LC优选地具有基本上在整个感兴趣频带上是常量的带宽。例如，假定当谐振频率是450兆赫兹(MHz)时谐振阻抗是248欧姆。那么在这种情况下，在900MHz时谐振阻抗典型地是992欧姆。

电感L1提供了在射频处理器RFP的输入端和可调谐谐振电路LC之间的阻抗变换。阻抗变换使得射频处理器RFP可以具有基本上独立于谐振阻抗的输入阻抗。输入阻抗基本上是个常量，75欧姆是一个典型值。这在接收器REC和接收器REC从其接收射频频谱RF的电子实体之间提供了合适的阻抗匹配。

电感L1和可调谐谐振电路LC形成输入信号电压缩放电路，它将处于射频处理器RFP的输入端的信号电压乘以输入信号电压缩放因子。输入信号电压缩放因子是电感L1执行的电压-电流转换和可调谐谐振电路LC执行的电流-电压转换的产物。由电感L1执行的电压-电流转换的大小基本上随谐振频率而成比例减小。由可调谐谐振电路LC执行的电流-电压转换与谐振阻抗相对应。如上文所述，谐振阻抗的大小基本上以平方函数的形式随谐振频率变化。因此，输入信号电压缩放因子基本上随选中频道的频率成比例增长。例如，输入信号电压缩放因子在450MHz时可以是4.5且在900MHz时可以是9.0。电容性阶梯网络CLN在可调谐谐振电路LC和每个相应读出放大器A1，A2，……，A7之间提供了信号电压分配。每个单独的信号电压分配形成了无损信号衰减。被耦合到分接头T1上的读出放大器A1接收可调谐谐振电路LC上的信号电压。此处无信号衰减。被耦合到分接头T2上的读出放大器A2接收到较弱的信号电压。读出放大器A2接收到的信号电压等于可调谐谐振电路LC处的信号电压除以依赖于电容C12和其它形成电容性阶梯网络CLN的一部分的电容的因子。被耦合到分接头T3上的读出放大器A3接收到更弱的信号电压。读出放大器A3接收到的信号电压等于可调谐谐振电路LC处的信号电压除以依赖于电容C12，C20，C23和其它形成电容性阶梯网络CLN的一部分的电容的因子。因此，每个分接头都提供了不同的信号电压分配因子。读出放大器接收到的信号电压等于可调谐谐振电路LC处的信号电压除以读出放大器所耦合到的分接头的信号电压分配因子。

电容性阶梯网络CLN还提供了在可调谐谐振电路LC和每个读出放大器A1，A2，……，A7之间的阻抗变换。读出放大器A1被耦合到分接头T1上，T1有处于谐振频率的阻抗，所述阻抗等于谐振阻抗。读出放大器A2被耦合到分接头T2上，它具有较低的阻抗。分接头T2有处于谐振频率的阻抗，所述阻抗等于谐振阻抗除以依赖于电容C12和其它形成电容性阶梯网络CLN的一部分的电容的因子。读出放大器A3被耦合到分接头T3上，它具有更低的阻抗。分接头T3有处于谐振频率的阻抗，所述阻抗等于谐振阻抗除以依赖于电容C12，C20，C23和其它形成电容性阶梯网络CLN的一部分的电容的因子。因此，每个分接头都提供了不同的阻抗分配因子。每个分接头处的阻抗等于谐振阻抗除以该分接头的阻抗分配因子。

电容性阶梯网络CLN提供的阻抗变换涉及到噪声性能。每个读出放大器都具有很大程度上依赖于读出放大器被耦合到的源阻抗的噪声性能。噪声性能对特定源阻抗是最佳的，并且对具有更高或更低的值的源阻抗而言性能都会降低。读出放大器看到的源阻抗，如前所述，是读出放大器所被耦合到的分接头的阻抗。电容性阶梯网络CLN使得每个读出放大器看到不同的源阻抗。

总会存在一个分接头，它的阻抗最接近于在噪声性能方面最佳的阻抗。在下文中，满足此标准的分接头被称为最佳噪声分接头。最佳噪声分接头依赖于谐振阻抗。这是由于谐振阻抗作为谐振频率的函数而变化，而谐振频率与选中频道的频率一致。因此，最佳噪声分接头依赖于选中频道的频率。

图3示出了代表性的用于电容性阶梯网络CLN的电容值，所述电容值可在噪声和增益方面提供合适的性能。图3包含两个表：左侧表和右侧表。左侧表列出了电容C12，C23，C34，C45，C56，C67的值，这些电容被耦合在电容性阶梯网络CLN的两相邻分接头之间。右侧表列出了电容C20，C30，C40，C50，C60，C70的值，这些电容被耦合到信号地。

电容C20，C30，C40分别将分接头T2，T3，T4耦合到信号地，并且分别具有相对较小的值。电容C50，C60，C70分别将分接头T5，T6，T7耦合到信号地，并且分别具有相对较大的值。因此，分接头T1，T2，T3，T4分别给出的信号电压分配因子相隔较近，而分接头T4，T5，T6，T7分别给出的信号电压分配因子相隔较远。这使得在噪声和增益方面得到合适的控制。如上文所述，分接头T1，T2，T3，T4上的阻抗之一会相对接近噪声性能最佳的特定源阻抗。换句话说，分接头T1，T2，T3，T4形成了一个分接头集，主要用于噪声性能优化。分接头T4，T5，T6，T7形成了另一个分接头集，主要用于增益调节。

图2中的7个读出放大器A1，A2，……，A7将会被更详细地描述。读出放大器A1提供了输出信号O1，该信号是读出放大器A1所耦合到的分接头T1上的信号电压的缩放后版本。换句话说，读出放大器A1以缩放因子缩放分接头T1上的信号电压。同样地，读出放大器A2，……，A7提供了输出信号O2，……，O7，它们是A2，……，A7所分别耦合到的分接头T2，……，T7上相应的信号电压的缩放后版本。读出放大器A2，……，A7分别以各自的缩放因子缩放各自的信号电压。

放大器控制电路ACC将偏置电流Y1，Y2，……，Y7分别施加于读出放大器A1，A2，……，A7。偏置电流Y1决定了读出放大器A1提供的缩放因子。同样地，偏置电流Y2，……，Y7分别决定了读出放大器A2，……，A7所分别提供的缩放因子。放大器控制电路ACC所提供的偏置电流Y1，Y2，……，Y7依赖于噪声增益控制信号NGC。下文中会有更详细的说明。

已处理射频频谱PRF是读出放大器A1，A2，……，A7所提供的输出信号O1，O2，……，O7之和。因此，已处理射频频谱PRF是电容性阶梯网络CLN的每个分接头T1，T2，……，T7处的各自信号电压的线性组合。每个读出放大器A1，A2，……，A7提供的各自的缩放因子形成了这个线性组合中的权重因子。也就是说，每个分接头依照权重因子对已处理射频频谱PRF作出贡献。放大器控制电路ACC在噪声增益控制信号NGC的基础上决定了各个权重因子。

图4示出了读出放大器A1的实施例。读出放大器A1包含两个晶体管T11，T12，两个电阻R11，R12，和一个电容C11。晶体管T11的基极与电容性阶梯网络CLN的分接头T1耦合。晶体管T11在基极接收偏置电流Y1。晶体管T12具有普通的基极配置，构成了所谓的串联晶体管。晶体管T12的基极通过电容C11被耦合到信号地，C11构成了解耦电容。两个电阻R11和R12将偏置电压施加到晶体管的基极。输出信号O1处于晶体管的集电极上，集电极被耦合到7个读出放大器A1，A2，……，A7共用的负载阻抗ZL上。图4以虚线绘出共用负载阻抗ZL。

读出放大器A1的运行如下。偏置电流Y1决定了流经两个晶体管T11，T12的主电流。晶体管T11具有直流放大因子。主电流基本上等于偏置电流Y1乘以晶体管T11的直流放大因子。晶体管T11将分接头T1上的信号电压转换为集电极信号电流。集电极信号电流等于信号电压乘以晶体管T11提供的跨导增益。跨导增益随主电流成比例变化，因此跨导增益与偏置电流Y1成比例变化。共用负载阻抗ZL将集电极信号电流转换成输出信号O1，它是分接头T1上信号电压的一个缩放后版本。

读出放大器A2，……，A7与读出放大器A1相同，并且以类似的方式运行。7个读出放大器A1，A2，……，A7各自的级联晶体管各自的集电极被彼此耦合并被耦合到共用负载阻抗ZL。

图5示出了放大器控制电路ACC的实施例。放大器控制电路ACC包含了偏置电流源BCS，电流分配器IDB，和可控电压源CVS。偏置电流源BCS提供了基本偏置电流IB。电流分配器IDB可以包含多个不同的晶体管对，它们每个都构成基本的电流分路器(elementary current splitter)。可控电压源CVS可以是以例如数模转换器的形式存在。

放大器控制电路ACC的运行如下。电流分配器IDB将基本偏置电流IB分成七个不同的部分，它们分别与偏置电流Y1，Y2，……，Y7相对应。从而偏置电流Y1，Y2，……，Y7由基本偏置电流IB的电流分配产生。因此，偏置电流Y1，Y2，……，Y7之和基本上等于基本偏置电流IB。电流分配依赖于电流分配器IDB从可控电压源CVS接收到的直流控制电压VDC。噪声增益控制信号NGC决定了直流控制电压VDC，且因此决定了电流分配。噪声增益控制信号NGC可以是例如数字值。在这种情况下，可控电压源CVS为电流分配器IDB将数字值转换成直流控制电压VDC。

图6示出了电流分配器IDB的电流分配，它依赖于直流控制电压VDC。图6是一张有横轴和纵轴的曲线图。横轴代表直流控制电压VDC。横轴显示了直流控制电压VDC的七个不同值V1，V2，……，V7。纵轴代表电流大小CM。曲线图包含7条曲线：每条曲线分别代表放大器控制电路ACC提供的一个偏置电流Y1，Y2，……，Y7。

假定直流控制电压VDC是如下值V1。在这种情况下，偏置电流Y1基本上等于基本偏置电流IB，而其它偏置电流Y1，Y2，……，Y7基本上是0。参考图2，读出放大器A1处于导通状态，而其它读出放大器A2，……，A7基本上处于关断状态。已处理射频频谱PRF基本上是从电容性阶梯网络CLN的分接头T1得到的。现在假定直流控制电压VDC等于V2。在这种情况下，偏置电流Y2基本上等于基本偏置电流IB，而其它偏置电流Y1，Y3，……，Y7基本上是0。参考图2，读出放大器A2处于导通状态，而其它读出放大器A1，A3，……，A7基本上处于关断状态。已处理射频频谱PRF基本上是从电容性阶梯网络CLN的分接头T2得到的。由于同样的原因，如果直流控制电压VDC分别等于值V3，V4，V5，V6，则已处理射频频谱PRF基本上是从电容性阶梯网络CLN的分接头T3，T4，T5，T6得到的。如果直流控制电压VDC大于值V7，则已处理射频频谱PRF基本上是从电容性阶梯网络CLN的分接头T7得到的。

图6示出了已处理射频频谱PRF可以部分地从一个分接头上得到，并且部分地从相邻的另一个分接头上得到。例如，假定直流控制电压VDC是值V1和V2的均值(half way)。在这种情况下，读出放大器A1和读出放大器A2提供了近似的缩放因子。其它读出放大器A3，……，A7的相应的缩放因子基本上等于0。已处理射频频谱PRF是分接头T1上的信号电压与读出放大器A1提供的缩放因子的乘积和分接头T2上的信号电压与读出放大器A2提供的近似的缩放因子的乘积之和。例如，假定整体增益是缩放因子可具有的最大值。在这种情况下，前述的两个缩放因子都可以是1/2。

射频处理器RFP的增益可被通过改变直流控制电压VDC来以连续方式改变。如果可控电压源CVS以数模转换器的形式存在，则增益可以准连续方式改变。如果直流控制电压VDC低于值V1，则射频处理器RFP会具有最大增益。反之，如果直流控制电压VDC高于值V7，射频处理器RFP会具有最小增益。射频处理器RFP可具有处于最大增益和最小增益之间的任意增益。

假定，例如，当偏置电流Y1，Y2，……，Y7分别等于基本偏置电流IB时，读出放大器A1，A2，……，A7分别提供等于1的缩放因子。在这种情况下，射频处理器RFP的最大增益等于电感L1和可调谐谐振电路LC如前文所述提供的输入信号电压缩放因子。进一步假定直流控制电压VDC等于值V2。在这种情况下，射频处理器RFP的增益等于输入信号电压缩放因子除以分接头T2提供的信号电压分配因子。现在假定直流控制电压VDC等于值V3。在这种情况下，射频处理器RFP的增益等于输入信号电压缩放因子除以分接头T3提供的信号电压分配因子。类似地，当直流控制电压VDC分别等于值V4，V5，V6，V7时，射频处理器RFP的增益分别等于输入信号电压缩放因子除以分接头T4，T5，T6，T7提供的信号电压分配因子。

图7示出了射频处理器RFP的增益。增益以标量单元表示；值“1”代表整体信号电压增益。图7是一张包含7行的表：每一行代表前述直流控制电压VDC的值V1，V2，……，V7之一。表还包含了8列，每一列对应于特定频率：401，453，510，572，640，713，790，和872兆赫兹(MHz)。表详细说明了在每个前述值V1，V2，……，V7和每个前述频率时射频处理器RFP的增益。表适用于当电容性阶梯网络CLN的电容具有如图3规定的值时的情况。

图7示出了在直流控制电压VDC的特定值下增益随频率的增长而增长。这是因为由电感L1和可调谐谐振电路LC提供的输入信号缩放因子随频率的增长而增长。图7进一步示出了在直流控制电压VDC处于值V1到V4之间时，增益作为直流控制电压VDC的函数而在一个相对较小的范围内变化。反之，在直流控制电压VDC处于值V4到V7之间时，增益作为直流控制电压VDC的函数而在一个较大的范围内变化。这是由于图3所示的电容值造成的。值V1和V4之间的范围主要是希望优化在弱信号接收条件下和正常接收条件下的噪声性能。值V4和V7之间的范围主要是为调节强信号接收条件下和弱强伴随(weak-with-strong)信号接收条件下的增益。

图8示出了增益控制。图8是一张具有横轴和纵轴的曲线图。横轴代表选中频道的频率F，以兆赫兹(MHz)为单位。纵轴代表射频处理器RFP的增益G。曲线图包含四条曲线：XA，XB，XC和XD。每条曲线包含不同的点。每个点对应于图7中表格中的一个单元。横轴所代表的选中频道的频率表示表中单元的列。直流控制电压VDC的值表示单元的行。图8以曲线标明每个点的值。曲线XB，XC和XD可分别被当作高增益控制曲线，中等增益控制曲线和低增益控制曲线。图8示出，如果在整个感兴趣频带上(如图7和图8中包含于401兆赫兹(MHz)到872兆赫兹(MHz)之间)需要基本上是常数的增益，则直流控制电压VDC需要被调节。

如前文所述，由之可获得直流控制电压VDC的噪声增益控制信号NGC是建立在选中频道的频率和信号强度条件的基础上的。噪声增益控制信号NGC优选地具有如下特征。如图2所示，噪声增益控制信号NGC使得射频处理器RFP在正常接收条件下可以从最佳信号分接头处得到已处理射频频谱PRF。如前文所解释的，最佳噪声分接头依赖于选中频道的频率。因此，噪声增益控制信号NGC在正常接收条件下应当优选地以恰当的方式随频率变化，以得到令人满意的噪声性能。在强信号接收条件下噪声增益控制信号NGC应当控制增益以避免过载和额外的互调。在整个感兴趣频带上，噪声增益控制信号NGC应当优选地随频率变化以维持一个给定的常量增益。图8清晰地示出了这一点。

在图1中的接收器REC中，控制器CTRL确定噪声增益控制信号NGC。控制器CTRL可以在例如为各种不同频率和各种不同接收条件指明噪声增益控制信号NGC的各种值的查找表的基础上做这件事。查找表可以被存储在非易失性存储器中。控制器CTRL可以执行插值功能和其他数学功能，以在查找表的基础上确定噪声增益控制信号NGC。这些功能可以通过一系列载入到控制器CTRL程序存储器的指令，即，软件，来实现。

结论备注(concludine remarks)

前文中参考附图的详细描述阐述了下述特征，特征被提及于多个独立权利要求中。增益可控级(CLN，A1，A2，……，A7，ACC)包含了电抗性信号分配器(CLN)，其后跟随放大器结构(A1，A2，……，A7，ACC)。增益可控级(CLN，A1，A2，……，A7，ACC)具有依赖于电抗性信号分配器(CLN)所提供的信号分配因子的增益因子。电抗性信号分配器(CLN)形成了滤波器(LC)的一部分。信号分配因子在接收器被调谐到的频率(F)和信号强度指示(RS)的基础上被调节。

前文中的详细描述进一步示出了各种可选的特征，所述特征被提及于多个从属权利要求中。这些特征可被有利地与前文特征结合应用。不同的可选特征在下面段落中强调。每一段与一条特定的从属要求相对应。

电抗性信号分配器(CLN)包含电容性阶梯网络，具有各自的分接头(T1，T2，……，T7)，它们分别提供各自的信号分配因子。放大器结构(A1，A2，……，A7，ACC)提供了输出信号(PRF)，所述输出信号基本上基于依赖于控制信号(NGC)而来自各分接头(T1，T2，……，T7)的信号。控制信号(NGC)基于接收器被调谐到的频率(F)和信号强度指示(RS)。这些特点的集合提供了具有相对较小信号失真且相对精确的增益控制，因而进一步贡献了较好的接收质量。

电容性阶梯网络包含了一组分接头(T1，T2，T3，T4)，它们分别提供了在相对较小范围内变化的信号分配因子，和另外一组分接头(T4，T5，T6，T7)，它们分别提供了在相对较大范围内变化的信号分配因子。这些特征的集合提供了相对精确的噪声匹配，噪声匹配进一步贡献了较好的接收质量。

放大器结构(A1，A2，……，A7，ACC)以各个分接头(T1，T2，……，T7)上各信号的带有依赖于控制信号(NGC)的权重因子的线性组合的形式提供了输出信号(PRF)。这些特征的集合给出了连续的增益控制，这进一步贡献了较好的接收质量。

放大器结构(A1，A2，……，A7，ACC)包含了多个读出放大器。每个读出放大器分别从各个分接头(T1，T2，……，T7)接收各自的输入信号。输出信号(PRF)是各个读出放大器的相应输出信号(O1，O2，…，O7)的和。可控电流分路器(IDB，CVS)将基本偏置电流(IB)分路成不同的部分，它们构成了每个读出放大器上各自的偏置电流(Y1，Y2，……，Y7)。分路依赖于来自控制器(CTRL)的控制信号(NGC)。这些特征的集合给出了具有成本效益的实现。

滤波器(LC)包含可调谐的电抗(VD1)，它被并联耦合到电抗性信号分配器(CLN)。这允许了具有成本效益的实现。电感(L1)被耦合到接收器的输入端和滤波器(LC)之间。这使得接收器具有基本上是常数的输入阻抗，这贡献了较好的接收质量。

前文的特征可以以多种不同方式实现。为了示出这一点，一些可供选择的办法被简明指出。

电抗性信号分配器可以以多种不同方式实现。前文中的详细描述仅仅提供了样例，在其中电容性阶梯网络CLN形成了电抗性信号分配器。作为另一个样例，两个电容，至少其中一个可控，可以形成电抗性信号分配器。在此情况下只有一个分接头。一个读出放大器就足够了。分接头提供依赖于形成电抗性信号分配器的一个和另一个电容各自值的信号分配因子。另一个样例是电容性阶梯网络和如前文的两个电容的组合。再一个样例是包含电感性阶梯网络(例如采用具有不同分接头的线圈的形式)的电抗性信号分配器。电抗性信号分配器可以具有不同的结构。

有多种不同的方式来控制本发明中的信号分配因子。例如，模拟电路可以控制电抗性信号分配器提供的信号分配因子。举例来说，图1中的接收器REC可以以如下的方式进行修改。加入模拟控制电路。模拟控制电路接收指示选中频道的频率的调谐电压VT和信号强度指示RS。在这些输入的基础上，模拟控制电路为图5中的电流分配器IDB生成直流控制电压VDC。可控电压源CVS可以在此样例中被去掉。这种模拟控制具有相对较快的响应时间，当接收器必须应付相对较强的衰退时，这可以是有利的。模拟控制可能比数字控制便宜。

放大器结构可以以多种不同形式实现。例如，图2中的射频处理器RFP可以被进行如下修改。单个放大器跟随在开关结构之后，用于替换七个读出放大器A1，A2，……，A7。开关结构依赖于噪声增益控制信号NGC，将单个放大器与一个分接头耦合。开关控制电路可以替换放大器控制电路ACC。作为选择，图1所示控制器CTRL可以直接控制开关电路。作为另一个样例，这7个读出放大器A1，A2，……，A7可以通过提供各自增益因子的差分晶体管对的形式来实现，增益因子构成了权重因子，它们作为一个或多个控制电压的函数而变化。

信号强度指示可以有多种不同形式。例如，信号强度指示可以只与选中频道的信号强度相关。优选地，信号强度指示指示出选中频道的信号强度和邻近频道的信号强度。这提供了避免了互调的增益控制。信号强度指示还可以进一步包含宽带信号强度指示，它指示了在感兴趣频带外是否存在极强信号。这种极强信号可能导致过载。

有许多方法来实现这些功能，不论是通过软件还是硬件或者二者兼有。在这方面，附图只是概略的，每张图都只是代表了本发明的可能的实施例。因此，尽管一张图用不同的模块实现了不同的功能，这并不排除一个单独的软件或硬件项目执行多个功能。它也不排除软件或硬件或二者兼有的集合项目来执行一个功能。

前文的备注表明，参考附图的详细描述仅作阐述用，而非限制本发明。有多种备选方法也在所附的权利要求范围内。权利要求中所有参考标记不应被理解为限制权利要求。“包含”这个词并不排除权利要求所列出的那些之外的其它元件或步骤的存在。在元件和步骤之前的“一个”或“一种”并不排除多个此类元件或步骤的存在。在相互之间有所不同的从属权利要求中述及了某些手段并不意味着这些手段的组合不能用于提供好处。

Claims (9)

1.一种接收器(REC)，包含：

增益可控级(CLN，A1，A2，……，A7，ACC)，所述增益可控级包含电抗性信号分配器(CLN)，所述电抗性信号分配器的后面跟随有放大器结构(A1，A2，……，A7，ACC)，所述增益可控级(CLN，A1，A2，……，A7，ACC)具有依赖于所述电抗性信号分配器(CLN)提供的信号分配因子的增益因子；

滤波器(LC)，所述电抗性信号分配器(CLN)形成了所述滤波器(LC)的一部分；

控制器(CTRL)，用于在所述接收器被调谐到的频率(F)和信号强度指示(RS)的基础上调节所述信号分配因子；以及

频道处理器(CHP)，用于接收已处理的射频频谱并抑制选中频道之外的任何信号。

2.根据权利要求1的接收器，所述电抗性信号分配器(CLN)包含具有各个分接头(T1，T2，……，T7)的电容性阶梯网络，所述各个分接头提供各自的信号分配因子，布置所述放大器结构(A1，A2，……，A7，ACC)以根据来自所述控制器(CTRL)的控制信号(NGC)提供输出信号(PRF)，所述输出信号(PRF)基于来自各个分接头(T1，T2，……，T7)之一的信号，所述控制信号基于所述接收器被调谐到的频率(F)和所述信号强度指示(RS)。

3.根据权利要求2的接收器，所述电容性阶梯网络包含第一组分接头(T1，T2，T3，T4)和第二组分接头(T4，T5，T6，T7)，其中由第二组分接头(T4，T5，T6，T7)分别给出的各个信号电压分配因子之间的间隔比由第一组分接头(T1，T2，T3，T4)分别给出的各个信号电压分配因子之间的间隔大。

4.根据权利要求1的接收器，其中电抗性信号分配器(CLN)包含具有各个分接头(T1，T2，……，T7)的电容性阶梯网络，所述各个分接头提供各自的信号分配因子，布置所述放大器结构(A1，A2，……，A7，ACC)以提供输出信号(PRF)，所述输出信号(PRF)是以具有权重因子的各个分接头(T1，T2，……，T7)处各自的信号的线性组合的形式存在的，所述权重因子依赖于来自所述控制器(CTRL)的控制信号(NGC)，所述控制信号基于所述接收器被调谐到的频率(F)和所述信号强度指示(RS)。

5.根据权利要求4的接收器，所述放大器结构(A1，A2，……，A7，ACC)包含：

多个读出放大器，每个读出放大器被耦合以接收来自所述电容性阶梯网络上相应分接头(T1，T2，……，T7)的各自的输入信号，输出信号(PRF)是每个读出放大器各自的输出信号(O1，O2，...，O7)之和；和

可控电流分路器(IDB，CVS)，用于将基本偏置电流(IB)分路成不同部分，这些部分组成了用于各个读出放大器的相应偏置电流(Y1，Y2，……，Y7)，所述分路依赖于来自所述控制器(CTRL)的所述控制信号(NGC)。

6.根据权利要求1的接收器，所述滤波器(LC)包含可调谐的电抗(VD1)，所述电抗与所述电抗性信号分配器(CLN)并联耦合。

7.根据权利要求6的接收器，包含电感(L1)，所述电感被耦合在所述接收器的输入端和所述滤波器(LC)之间。

8.一种控制接收器的方法，所述接收器包含：

增益可控级(CLN，A1，A2，……，A7，ACC)，所述增益可控级包含电抗性信号分配器(CLN)，所述电抗性信号分配器的后面跟随有放大器结构(A1，A2，……，A7)，所述增益可控级(CLN，A1，A2，……，A7，ACC)具有依赖于所述电抗性信号分配器(CLN)提供的信号分配因子的增益因子；

滤波器(LC)，所述电抗性信号分配器(CLN)形成了所述滤波器(LC)的一部分；和

频道处理器(CHP)，用于接收已处理的射频频谱并抑制选中频道之外的任何信号；

所述方法包含：

噪声增益控制步骤，在其中所述信号分配因子在所述接收器被调谐到的频率(F)和信号强度指示(RS)的基础上被调节。

9.一种信息呈现系统(VDS)，其包含：

用于从已接收的信号(RF)获取信息(VID)的根据权利要求1的接收器(REC)，和

用于呈现所述信息(VID)的呈现设备(DPL)。

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