CN101252570B - 一种多载波接收机及其信号处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种多载波接收机及其信号处理方法。所述多载波接收机包括：宽带射频前端，用于接收多个连续载波信号并进行下变频和数字化处理；抽取器，用于对所述宽带射频前端输出的多载波数字信号进行抽取，并将抽取后的多载波数字信号分发至与各个载波对应的支路；数字混频器，设置在本支路所对应载波的频谱的中心频点不在频域零点的支路上，用于接收输入到本支路的多载波数字信号，并将本支路所对应的载波的中心频点混频到零点；多个信道选择滤波器，分别用于对本支路的信号进行低通滤波，提取本支路所对应的载波信号，并行发送至基带调制解调器。按照本发明所述多载波接收机和所述方法，可以降低多载波接收机的实现成本，高效地实现多载波接收。

Description

一种多载波接收机及其信号处理方法

技术领域

本发明涉及一种信号处理技术领域，具体的，涉及一种多载波接收机及其信号处理方法。

背景技术

作为第三代移动通信标准之一的TD-SCDMA系统，可以针对不同通信需求的各类用户，既提供高质量的低速语音业务，还提供高质量的高速数据传输业务。目前，TD-SCDMA终端系统一般为单载波实现，为了进一步提高数据传输速率，在TD-SCDMA终端系统的演进中，终端还需要支持多载波接收，这就需要可同时接收多个载波的终端技术或芯片。

通常，多载波接收机可以按照图1所示的多路单载波并行接收的方式予以实现。这种实现方式中，需要针对每个载波，分别设置相应的窄带收发前端，每个窄带收发器接收空中接口多载波信号中的一个载波信号；然后，将该载波信号发送至基带调制解调器进行解调，解调后的信号发送至信道解码器进行解码处理，最后被发送至媒体访问控制(MAC)层和应用层处理。

由于通常终端的体积较小，在终端中容纳多个窄带收发器比较困难。同时，各个窄带收发器之间的信号干扰会给具体电路设计增加难度。显然，在实际应用中，上述实现方式无论是在硬件成本还是在实现的复杂度上都是不可取的。

由此可见，在多载波接收技术领域中，目前还没有能够对多载波数字信号有效地进行分离和补偿的方法或装置。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种多载波接收机及信号处理方法，降低多载波分离的设备实现成本，高效地实现多个载波的分离。

为解决上述技术问题，本发明提供方案如下：

一种多载波接收机，包括基带调制解调器，该多载波接收机还包括：

宽带射频前端，用于接收多个连续载波信号并进行下变频和数字化处理；

抽取器，用于对所述宽带射频前端输出的多载波数字信号进行抽取，并将抽取后的多载波数字信号分发至与各个载波对应的支路；

设置于所述支路上的数字混频器，用于对输入到本支路的多载波数字信号进行混频处理，将本支路所对应的载波的中心频点混频到频域零点；

设置于所述支路上的信道选择滤波器，用于提取本支路所对应的载波信号，并发送至所述基带调制解调器。

本发明还相应地提供了一种多载波接收机的信号处理方法，包括以下步骤：

A，接收多个连续载波信号并进行下变频和数字化处理，获取多载波数字信号；

B，对多载波数字信号进行抽取，并将抽取后的多载波数字信号分发至与各个载波对应的支路；

C，对于本支路所对应载波的频谱的中心频点不在频域零点的支路，将该支路所对应的载波的中心频点混频到频域零点；

D，对各个支路的信号进行低通滤波，提取各支路所对应的载波信号，并发送至基带调制解调器。

从以上所述可以看出，本发明提供的多载波接收机及其信号处理方法，无需设置多个窄带收发器，即可实现多载波的分离，降低了多载波接收的设备成本和实现复杂度。本发明中，利用了抽取器来降低数据率，并且用混频器加低通RRC滤波器的方式有效地分离各载波，而不是用带通滤波器的方式来分离，从而避免了有限长冲激响应(FIR)带通滤波器对采样抖动敏感的问题，且避免设计多个不同的带通滤波器；本发明中，充分利用了抽取器后数据率降低的特性，对于采样时间偏差，在抽取过程进行调节，对于多载波的公共频率偏差，在抽取后进行补偿，这样一方面降低了计算量，另一方面所有载波的公共频率偏差都同时得以补偿。本实施例提供的多载波接收机，其结构简单，参数可控，总体计算量低，所需硬件资源较少，并且，它的结构可扩展和裁剪，适合用全数字的方式实现，便于系统集成。

附图说明

图1为现有技术中的多载波接收机的多路单载波实现示意图；

图2为本发明实施例所述多载波接收机的结构示意图；

图3为三载波的空中接口信号的频谱示意图；

图4为本发明实施例中多载波分离和补偿装置的结构示意图；

图5为本发明实施例所述多载波接收机的信号处理方法的流程图。

具体实施方式

本发明提供了一种多载波接收机及其信号处理方法，采用单路宽带前端加数字分离的方式对多载波信号进行分离。这既可以复用后端窄带基带调制解调器，又减少了前端射频收发器的数目，同时还可以在数字分离过程中，完成多个载波的公共补偿。就是说，本发明的多载波接收机及其信号处理方法在降低设备实现成本的同时，保持了足够的灵活性和性能。

以下无线技术领域中的无线终端接收机为例，结合附图通过具体实施例对本发明做详细的说明，但本发明所述多载波接收机及其信号处理方法，其并不限于用于无线技术领域，其同样适用于有线终端接收机。

本实施例所述的多载波接收机如图2所示，空中接口的多个连续载波进入宽带射频前端；宽带射频前端接收多个连续载波信号，并进行下变频和数字化处理，转化为宽带的多载波数字信号；然后，多载波数字信号进入多载波分离和补偿装置，输出分离和补偿后的多路并行的低速数据流进入基带调制解调器；上述低速数据流再进入信道解码器，合并为多路比特流后进行解码处理；最后，解码后的信号被发送到MAC和应用层进行后续处理。其中，基带调制解调器还向多载波分离和补偿装置返回一些用于控制的反馈信号，这将在下文中进行描述。

以三载波为例，空中接口的多个连续载波的频谱的示意图如图3所示，包括主载波和左右两个副载波(在正频率上的频点分别为f₀-Δf和f₀+Δf)。上述载波频谱相对于频率零点是对称的，在负频率上也有相类似的三个载波频谱。可以看出，图3所示的三载波信号中，主载波的中心频点为f₀，单载波的带宽为Δf。通常，载波之间可能存在相对幅度差，如图3中主载波和右侧副载波之间存在ΔA的幅度差。

图4示出了所述多载波分离和补偿装置的具体结构。如图4所示，该装置包括：

数字抽取滤波器，该数字抽取滤波器的数字带宽是根据模拟基带接口的过采样倍数设置的，用于对宽带射频前端输出的多载波数字信号进行滤波，以进一步衰减带外分量，减小信号抽取后的混叠失真。这里，所述数字抽取滤波器可用半带滤波器或者积分梳状(CIC)滤波器来实现。由于半带滤波器有一半的系数为0，这可以将滤波运算的计算量降低一倍。而CIC滤波器不需要乘法，只需要加法和延迟单元，通过延迟处理即可方便地实现。当然，所述数字抽取滤波器也可和后级的抽取器合并为级联的半带滤波器实现，以提高对多载波信号的带外抑制性能。通常，如果宽带射频前端已能够做到比较严格的带外抑制，此时还可以旁路该数字抽取滤波器。

抽取器，用于对滤波后的多载波数字信号进行抽取，在保持多载波数字信号基本无混叠失真的条件下，成倍减小数字基带信号的数据率，使得抽取后的多载波数字信号的归一化数字频谱尽量占满[-π，π]区间。这里，该抽取器还可以根据基带调制解调器反馈的采样偏差信息，调整抽取时的采样点位置，以选择最佳的抽取位置。例如，当从每4个序列样点中抽取一个时，如果当前时刻每4个序列样点中的第2个样点是最佳抽取位置，而当前抽取却是抽取每4个中的第1个，那么，抽取器可根据基带调制解调器返回的采样偏差信息，将初始采样点位置从第2个调整到第1个。由于N倍抽取前的过采样倍数是抽取之后的N倍，同抽取后的信号相比，抽取之前采样偏差的调节精度提高了N倍，或者说采样偏差的调节粒度变小了N倍。

频偏补偿器，用于根据基带调制解调器反馈的所有载波的公共频率偏差信息，对所述抽取后的多载波数字信号的公共频率偏差进行补偿。经频偏补偿后，上述多载波数字信号被分发到多个并行支路，每一支路对应于一路载波。

一组多路开关，分别设置在各个支路上，用于选择本支路是否进行后续处理。例如，当该多载波接收机只用于接收单载波信号时，此时可以根据基带调制解调器返回的控制信号，只保留一个支路，而将其它支路断开；又例如，还可以根据多载波的实际数量，通过控制开关的闭合和断开，来选择需要使用的支路数量。

数字混频器，设置在本支路所对应载波的中心频点不在零点的支路上，对于中心频点在零点的支路则无需设置数字混频器。该数字混频器接收输入到本支路的多载波数字信号，将本支路所对应的载波频谱循环移位，将该载波频谱的中心频点搬移至频域零点。假设某支路所对应载波的中心频点为ω_i，该数字混频器就是将该支路对应的载波的中心频点从ω_i搬移到0，即相当于在时域上将该支路上的信号与复正弦序列e^-jω _i ⁿ相乘，其中n表示复正弦序列e^jω _i ⁿ中的序号(n为整数)。由于数字信号的频谱是以2π为周期的，因此，只需关心[-π，π]区间的信号即可。即，如果在[-π，π]区间内，如果某个支路所对应载波的中心频点不在零点，则需要对该支路的载波进行混频处理，将其归一化数字频谱的中心频点循环移位到零点位置。

一组可调数字增益控制器，分别设置在各个支路上。由于数字混频后的各支路上的多载波信号，可能存在各载波间的相对功率偏差，因此，还需要通过针对各载波的可调数字增益控制器，根据基带调制解调器反馈的各支路所对应载波信号的相对幅度偏差信息，调节各支路的多载波信号的相对幅度，以使各路载波有效比特位数基本一致。在具体实现中，还可以将增益控制和前级的混频过程合并，即将固定系数的复正弦序列(混频)先和某增益系数(增益控制)相乘，得到一个中间的复序列，再在混频和增益控制时，循环使用该复序列即可。

多个信道选择滤波器(在图4中用RRC表示)，设置在各个支路的末端，将各个支路连接至基带调制解调器，分别用于对本支路的信号进行低通滤波，提取本支路所对应的载波信号，并发送至基带调制解调器。这里，所述多个信道选择滤波器可以采用具有相同冲击响应系数的均方根升余弦(RRC)滤波器，增益调整后的多路多载波信号，各自都经过RRC滤波器分离出各自的载波。以三载波TD-SCDMA为例，当RRC滤波器为65阶时，具有良好的选择性。经过该RRC滤波器后，得到了多路并行的单载波信号，并且各路单载波具有相等的群延迟，便于后端统一处理。

以上说明了本实施例的多载波接收机的结构。下面先从补偿的角度来阐述多载波补偿的具体实现，然后阐述多载波分离的具体实现过程。

来自空中接口的多个连续载波，各载波之间可能存在相对功率(幅度)偏差，如图3所示。宽带射频前端主要是下变频和数字化处理，宽带射频前端的自动增益控制(AGC)调整，是对多个连续载波总体增益的调整，对这种各载波之间的相对差值是不单独处理的。因此，在本实施例中，在多载波分离后的各支路上通过可调数字增益控制器对载波间的相对功率偏差作出补偿。

对于频率偏移，一方面，由于终端晶体振荡器偏差(包括时间漂移和温度漂移等等)，以及由径向运动分量导致的多普勒频移的影响，来自宽带射频前端的数字信号可能存在较大的频偏，以工作在2G频段为例，最大频偏如果以典型值±10ppm计算，则频偏绝对值可达±20kHz，即使终端使用了自动频率控制(AFC)进行调节，频偏也不一定能纠正的十分准确，剩余的频偏约在100Hz数量级，仍然会影响后续解调性能。另一方面，对于多载波分离，宽带射频前端对多载波带外的抑制往往是不够的，直接进行抽取会导致边缘载波频谱混叠失真的增大(这可以通过抽取滤波器来增强带外抑制，减小混叠)。在本实施例中，在抽取之后，通过频偏补偿器对剩余的公共频偏进行补偿。经过抽取后的多载波数字信号，数据率降低，再经过频偏补偿器，该频偏补偿器受控于基带解调模块，其实质上可以是由任意复正弦序列产生器和复数乘法器组成，其中复正弦序列产生器用查表的方式实现。为了减少所需硬件资源，这里可以只建立并保存1/4周期的正弦信号即可，通过寻址控制灵活实现同相和正交部分的产生。通过最小相位差的整数倍对π/4取余得到整个复正弦序列。当然，如果想得到满意的补偿精度，这里，可以采用低频数控振荡器NCO来进行补偿。

另外，对于实际的CDMA接收机，采样偏差的高精度调整也是十分重要的。因此，在本实施例中，在典型的抽取过程中合并了采样偏差的调整，即根据基带调制解调器反馈的采样偏差信息，调整抽取时的采样点位置，从而简化地实现了采样控制。

因此，通过以上所述的补偿手段，对信号进行了良好的补偿，最终提高了接收信号质量，同时也提高了多载波接收机对信号和射频(RF)器件的适应性。

本实施例中，分别在各个支路上分离出该支路对应的载波信号。经过频偏补偿后的多载波数字信号，进入多个并行支路，显然每个支路的信号相同。在归一化数字频谱中，载波中心频点ω_i不在直流(零点)处的载波经过数字混频后，将各自载波的中心频点ω_i混频到直流(零点)。

由于数字混频器的数字角频率就是该混频器所在支路所对应的载波的中心频点ω_i，因此不需要常规的数控振荡器(NCO，Numerical ControlledOscillator)来产生，该数字混频器可以用存储模块和计算模块实现。

为了减少存储模块所占用的硬件资源，降低实现成本，可以根据ω_i的特点来减少存储资源：如果序列e^jω _i ⁿ在一个2π周期中恰好有整数个点，也就是说2π周期刚好是ω_i的整数倍(例如，ω_i＝π/4，此时2π＝8ω_i)，那么只需要在所述存储模块中存储e^jω _i ⁿ在一个2π周期中的复系数即可；如果需要T(T为大于1的正整数)个2π周期，复正弦序列e^jω _i ⁿ在该T个2π周期中才刚好有整数个点，那么就在所述存储模块中存储复正弦e^jω _i ⁿ在该T个2π周期中的复系数。上述两种情况可以概括为：在所述存储模块中存储复正弦序列e^jω _i ⁿ在m个2π周期内的N个复系数，其中，所述m和N都是整数，且Nω_i＝2mπ，ω_i为本数字混频器的数字角频率。为了减少需要存储的复系数的数目N，m取满足Nω_i＝2mπ的最小整数。所述计算模块，用于通过将抽取后的多载波数字信号与所述存储模块中对应的复系数相乘，将本支路所对应的载波的中心频点混频到零点。

举例说明：以三载波TD-SCDMA为例，假设抽取后的多载波数字信号采样频率为5.12MHz，而已知相邻载波的带宽间隔为1.6MHz，那么其数字混频的数字角频率为ω_i＝±2π×(1.6MHz/5.12MHz)＝±5π/8。因此，只需要存储复正弦序列

在5个2π周期(即10π)内的16个复数点即可，从而在计算模块进行混频计算时，只需周期性重复读取存储模块中存储的对应的复系数，并与抽取后的多载波数字信号相乘，即可实现混频功能，从而可以节省大量的存储资源和计算资源。并且，所存储的复数点的字长可以较短，比如，当数据字长为6比特到10比特，所存储的复数点的字长取7比特即可。这是因为数字混频系数引入量化的噪声近似为白噪声，而其高频部分在经过后级的RRC滤波器之后，这部分噪声功率的高频部分将被很好地抑制，因而数字混频系数贡献的量化噪声不明显；另外由于RRC有限长冲激响应(FIR)滤波器本身是定点实现，即使前级的数据是浮点数，滤波过程也会存在量化误差的积累问题，因而存在一个“噪底”。如上所说的7比特，即可到达这个噪底。从而在具体实现时，只需要采用低比特字长的复数乘法器，以节约硬件资源。

另外，由于上下边带载频点的对称性，在对对称支路进行数字混频的时候，可以利用这种共轭的对称特性，复用实数乘法结果，改变复数计算中的加减符号即可，可进一步降低实数乘法计算量。例如，对于上述三载波TD-SCDMA，上下边带的两个支路的载频点为±5π/8，该两个支路中的一个支路可以共用另一支路的存储模块和计算模块，其中，所述一个支路使用所述另一支路的计算模块的计算结果的共轭值，作为本支路所对应载波信号的混频结果，从而可以大大节约存储资源和计算所需资源。

从以上所述可以看出，本实施例提供的多载波接收机，充分利用了抽取器来降低数据率，并且用数字混频器加低通RRC滤波器的方式来分离各个载波，而没有采用带通滤波器的方式来分离，从而避免了FIR带通滤波器对采样抖动敏感的问题，并且避免了设计多个不同的带通滤波器；同时，充分利用了抽取器后数据率降低的特性，对于采样时间偏差，在抽取过程进行调节，对于多载波的公共频率偏差，在抽取后进行补偿，这样一方面降低了计算量，另一方面所有载波的公共频率偏差都同时得以补偿。本实施例提供的多载波接收机，其结构简单，参数可控，总体计算量低，所需硬件资源较少，并且，它的结构可扩展和裁剪，适合用全数字的方式实现，便于系统集成。

基于上述多载波接收机，本实施例还提供了一种多载波接收机的信号处理方法，如图5所示，该方法包括以下步骤：

步骤51，接收多个连续载波信号并进行下变频和数字化处理，获取多载波数字信号。

步骤52，对多载波数字信号进行抽取，在保持多载波数字信号基本无混叠失真的条件下，成倍减小数字基带信号的数据率，使得抽取后的多载波数字信号的归一化数字频谱占满[-π，π]区间，并将抽取后的多载波数字信号分发至与各个载波对应的支路。

这里，在所述对多载波数字信号进行抽取时，进一步用于根据基带调制解调器反馈的采样偏差信息，调整抽取时的采样点位置；在所述将抽取后的多载波数字信号分发至与各个载波对应的支路之前，进一步根据基带调制解调器反馈的所有载波的公共频率偏差信息，对所述抽取后的多载波数字信号的公共频率偏差进行补偿。

步骤53，对于本支路所对应载波的频谱的中心频点不在频域零点的支路，将该支路所对应的载波的中心频点混频到频域零点。

步骤54，对各个支路的信号进行低通滤波，提取各支路所对应的载波信号，并发送至基带调制解调器。这里，在所述对各个支路的信号进行低通滤波之前还包括：根据基带调制解调器反馈的各支路所对应载波信号的相对幅度偏差信息，调节各支路的多载波信号的幅度。

上述步骤53具体包括：

步骤531，存储复正弦序列e^jω _i ⁿ在m个2π周期内的N个复系数，其中，N是整数，m取使得Nω_i＝2mπ成立的最小整数，ω_i为本数字混频器的数字角频率；

步骤532，通过将抽取后的多载波数字信号与所存储的对应的复系数相乘，将本支路所对应的载波的频谱的中心频点混频到频域零点。这里，对于载波的中心频点相互对称的两个支路，该两个支路中的一个支路使用另一支路的相乘结果的共轭值，作为本支路所对应载波信号的混频结果。

本发明所述的多载波接收机及其信号处理方法，并不仅仅限于说明书和实施方式中所列运用，它完全可以被适用于各种适合本发明之领域，对于熟悉本领域的人员而言可容易地实现另外的优点和进行修改，因此在不背离权利要求及等同范围所限定的一般概念的精神和范围的情况下，本发明并不限于特定的细节、代表性的设备和这里示出与描述的图示示例。

Claims (12)

1.一种多载波接收机，包括基带调制解调器，其特征在于，还包括：

宽带射频前端，用于接收多个连续载波信号并进行下变频和数字化处理；

抽取器，用于对所述宽带射频前端输出的多载波数字信号进行抽取，在保持多载波数字信号基本无混叠失真的条件下，成倍减小数字基带信号的数据率，使得抽取后的多载波数字信号的归一化数字频谱尽量占满[-π，π]区间，并将抽取后的多载波数字信号分发至与各个载波对应的支路；

所述支路上设置有顺序连接的数字混频器、可调数字增益控制器和信道选择滤波器；其中，

所述数字混频器，用于对输入到本支路的多载波数字信号进行混频处理，将本支路所对应的载波的中心频点混频到频域零点；

可调数字增益控制器，用于根据基带调制解调器反馈的各支路所对应载波信号的相对幅度偏差信息，调节各支路的多载波信号的幅度；

所述信道选择滤波器，用于提取本支路所对应的载波信号，并发送至所述基带调制解调器；

其中，所述多个信道选择滤波器是具有相同冲击响应系数的均方根升余弦RRC滤波器；

其中，所述数字混频器包括存储模块和计算模块，

所述存储模块，用于存储复正弦序列

在m个2π周期内的N个复系数，其中，N是整数，m取使得Nω_i＝2mπ成立的最小整数，ω_i为本数字混频器的数字角频率，n为整数，表示复正弦序列

中的序号；

所述计算模块，用于通过将抽取后的多载波数字信号与所述存储模块中对应的复系数相乘，将本支路所对应的载波的中心频点混频到频域零点。

2.如权利要求1所述的多载波接收机，其特征在于，对于载波的中心频点相互对称的两个支路，该两个支路中的一个支路共用另一支路的存储模块和计算模块，其中，所述一个支路使用所述另一支路的计算模块的计算结果的共轭值，作为本支路所对应载波信号的混频处理结果。

3.如权利要求1所述的多载波接收机，其特征在于，在所述宽带射频前端和抽取器之间还包括数字抽取滤波器，所述数字抽取滤波器的数字带宽是根据模拟基带接口的过采样倍数设置的。

4.如权利要求3所述的多载波接收机，其特征在于，所述数字抽取滤波器采用半带滤波器、级联半带滤波器或者积分梳状滤波器来实现。

5.如权利要求1至4任一项所述的多载波接收机，其特征在于，所述抽取器，进一步用于根据基带调制解调器反馈的采样偏差信息，调整抽取时的初始采样点位置。

6.如权利要求5所述的多载波接收机，其特征在于，在所述抽取器之后还连接有频偏补偿器，所述抽取后的多载波数字信号进一步经由所述频偏补偿器后分发至与各个载波对应的支路；

所述频偏补偿器，用于根据基带调制解调器反馈的所有载波的公共频率偏差信息，对所述抽取后的多载波数字信号的公共频率偏差进行补偿。

7.如权利要求1所述的多载波接收机，其特征在于，所述宽带射频前端接收的所述多个连续载波信号是无线信号或有线信号。

8.一种多载波接收机的信号处理方法，其特征在于，包括以下步骤：

A，接收多个连续载波信号并进行下变频和数字化处理，获取多载波数字信号；

B，对多载波数字信号进行抽取，在保持多载波数字信号基本无混叠失真的条件下，成倍减小数字基带信号的数据率，使得抽取后的多载波数字信号的归一化数字频谱尽量占满[-π，π]区间，并将抽取后的多载波数字信号分发至与各个载波对应的支路；

C，对于本支路所对应载波的中心频点不在频域零点的支路，将该支路所对应的载波的中心频点混频到频域零点；

D，对各个支路的信号进行低通滤波，提取各支路所对应的载波信号，并发送至基带调制解调器，其中，所述低通滤波是由具有相同冲击响应系数的均方根升余弦RRC滤波器执行；

所述步骤C包括：

存储复正弦序列

在m个2π周期内的N个复系数，其中，N是整数，m取使得Nω_i＝2mπ成立的最小整数，ω_i为本数字混频器的数字角频率，n为整数，表示复正弦序列

中的序号；

通过将抽取后的多载波数字信号与所存储的对应的复系数相乘，将本支路所对应的载波的中心频点混频到频域零点。

9.如权利要求8所述的信号处理方法，其特征在于，所述步骤C，对于载波的中心频点相互对称的两个支路，该两个支路中的一个支路使用另一支路的相乘结果的共轭值，作为本支路所对应载波信号的混频结果。

10.如权利要求8所述的信号处理方法，其特征在于，所述步骤B中，在所述对多载波数字信号进行抽取时，进一步用于根据基带调制解调器反馈的采样偏差信息，调整抽取时的初始采样点位置。

11.如权利要求8所述的信号处理方法，其特征在于，所述步骤B中，在所述将抽取后的多载波数字信号分发至与各个载波对应的支路之前，进一步根据基带调制解调器反馈的所有载波的公共频率偏差信息，对所述抽取后的多载波数字信号的公共频率偏差进行补偿。

12.如权利要求8所述的信号处理方法，其特征在于，所述步骤D中，在所述对各个支路的信号进行低通滤波之前还包括：根据基带调制解调器反馈的各支路所对应载波信号的相对幅度偏差信息，调节各支路的多载波信号的幅度。

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