CN101478525B - 一种多载波分离的方法及多载波分离装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种多载波分离的方法及多载波分离装置。所述方法采用频域的循环移位实现了数字混频，通过基于FFT的循环卷积等效实现了线性块卷积，进而通过在频域与低频窗相乘实现了低通滤波；同时，所述方法还采用其它多种减少单位样点计算量的手段，极大地降低了多载波分离的计算量，节约了硬件资源，降低了硬件成本。

Description

一种多载波分离的方法及多载波分离装置

技术领域

本发明涉及多载波通信技术领域，具体涉及一种多载波分离的方法及多载波分离装置。

背景技术

为提高用户终端的有效速率，并保持无线或有线接入系统的兼容，现有技术多采用多载波通信方式来传输数据。在多载波通信中，发送端的多载波的合成相对简单，容易实现，而接收端的多载波分离，特别是高效的分离，是一个值得研究的问题。

现有技术已经给出了基于时域的多载波分离方法，比如数字混频加滤波的方式。该方法主要优点是实现结构简单，能复用信道选择滤波器，便于硬件平滑升级来，但是其不足是单位时间样点的平均计算量非常大，进而导致硬件实现成本较高。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种多载波分离的方法及多载波分离装置，在保证各个载波分离后误差矢量幅度(EVM，Error vector magnitude)性能的前提下，大大降低每个载波单位样点的计算量。

为解决上述技术问题，本发明提供方案如下：

一种多载波分离的方法，其特征在于，包括：

对接收到的复数数据序列按照预定长度L进行顺序分段，得到多个分段数据段，所述复数数据序列是对多载波基带信号采样得到的宽带数字信号；

对各个分段数据段逐个进行补零，得到长度为N的补零数据段并顺序输出，其中，N为2的整数次幂中大于L+P-1的最小值，P为用于提取单载波信号的低通滤波器的阶数；

对各个补零数据段逐个进行N点FFT处理，得到多个第一频域序列，并将所述第一频域序列输出到与各个载波对应的支路；

在各个支路上，将每个第一频域序列逐个与第二频域序列进行矢量叉乘，得到多个第三频域序列，并对所述第三频域序列逐个进行IFFT处理，得到与各个第三频域序列对应的时域数据序列并顺序输出至设置在本支路上的重叠相加单元，其中，在本支路所对应的载波的中心频点不在频域零点的支路上，首先对第一频域序列进行循环移位，再对循环移位后的第一频域序列进行所述矢量叉乘，所述循环移位使得本支路所对应的载波的中心频点移位至频域零点，所述第二频域序列是所述低通滤波器的时域冲激响应补零后得到的N点时域序列所对应的频域序列；

各个支路上的重叠相加单元接收所述时域数据序列，并将当前时域数据序列与前一个时域数据序列进行重叠相加，并输出相加得到的载波数据序列，其中，所述载波数据序列的长度为L，所述重叠相加是：将当前时域数据序列的前N-L个点与前一个时域数据序列的后N-L个点对应相加，得到当前载波数据序列的前N-L个点，以及将当前时域数据序列的前N-L个点之后的2L-N个点作为当前载波数据序列的后2L-N个点。

优选地，上述方法中，在L和N之间至少存在一个整数Z，满足Z*Bw/f_s的值为一整数，以使中心频点不在频域零点的载波信号在经FFT处理后所得到的第一频域序列的中心处于整数点上，其中，Bw为单个载波带宽，f_s为所述多载波基带信号的采样频率。

优选地，上述方法中，进一步利用蝶形单元进行所述IFFT处理，并对含“0”输入的蝶形单元进行裁剪以减少IFFT计算量。

优选地，上述方法中，所述第二频域序列中包括有对应于所述低通滤波器的过渡带和通带的第一类点，还包括有对应于所述低通滤波器的阻带的第二类点；

在进行所述矢量叉乘时：对于第一类点，将所述第一类点分别与所述第一频域序列中对应的点相乘；对于第二类点，则直接将0作为所述第二类点与所述第一频域序列中对应的点相乘的结果。

优选地，上述方法中，所述低通滤波器为有限长冲激响应FIR等波纹低通滤波器。

优选地，上述方法中，进一步从所述前一个时域序列的后N-L个点中选择出对应于补零部分的第三类点，在进行所述对应相加时，跳过第三类点与当前时域数据序列中对应的点的对应相加，直接采用当前时域数据序列中对应的点作为第三类点与当前时域数据序列中对应的点的对应相加结果。

优选地，上述方法中，所述多载波基带信号是宽带接收机对接收到的无线信号或有线信号处理得到的。

本发明还提供了一种多载波分离装置，包括：

分段单元，用于接收复数数据序列，并对所述复数数据序列按照预定长度L进行顺序分段得到多个分段数据段，所述复数数据序列是对多载波基带信号采样得到的宽带数字信号；

补零单元，用于对各个分段数据段逐个进行补零，得到并顺序输出长度为N的多个补零数据段，其中，N为2的整数次幂中大于L+P-1的最小值，P为用于提取单载波信号的低通滤波器的阶数；

FFT单元，用于对各个补零数据段逐个进行N点FFT处理，得到N点的第一频域序列，并将各个第一频域序列输出到与各个载波对应的支路；

各个支路上均包括有顺序连接的叉乘单元、IFFT单元和重叠相加单元，其中，在支路对应的载波的中心频点不在频域零点的支路上还设置有移位单元，所述移位单元，用于对输入到本支路的第一频域序列进行循环移位，再将循环移位后的第一频域序列输出到本支路的叉乘单元；

所述叉乘单元，用于将输入到本叉乘单元的多个第一频域序列逐个与第二频域序列进行矢量叉乘，得到多个第三频域序列并顺序输出，其中所述第二频域序列是所述低通滤波器的时域冲激响应补零后得到的N点时域序列所对应的频域序列；

所述IFFT单元，用于对本支路的叉乘单元输出的第三频域序列逐个进行IFFT处理，得到与各个第三频域序列对应的时域数据序列并顺序输出；

所述重叠相加单元，用于对本支路的IFFT单元输出的时域数据序列逐个进行重叠相加，得到并顺序输出各个载波数据序列，其中，各个载波数据序列的长度为L，所述重叠相加是：将当前时域数据序列的前N-L个点与前一个时域数据序列的后N-L个点对应相加，得到当前载波数据序列的前N-L个点，以及将当前时域数据序列的前N-L个点之后的2L-N个点作为当前载波数据序列的后2L-N个点。

优选地，上述多载波分离装置中，所述第二频域序列中包括有对应于所述低通滤波器的过渡带和通带的第一类点，还包括有对应于所述低通滤波器的阻带的第二类点；

所述叉乘单元，进一步在进行所述矢量叉乘时：对于第一类点，将所述第一类点分别与所述第一频域序列中对应的点相乘；对于第二类点，则直接将0作为所述第二类点与所述第一频域序列中对应的点相乘的结果。

优选地，上述多载波分离装置中，所述重叠相加单元，在进行所述对应相加时，进一步跳过第三类点与当前时域数据序列中对应的点的对应相加，直接采用当前时域数据序列中对应的点作为第三类点与当前时域数据序列中对应的点的对应相加结果，其中，所述第三类点是所述前一个时域序列的后N-L个点中对应于补零部分的点。

优选地，上述多载波分离装置中，所述低通滤波器为有限长冲激响应等波纹低通滤波器。

从以上所述可以看出，本发明提供的多载波分离的方法及装置，至少具有以下的有益效果：

本发明通过频域循环移位方式等效实现了对时域信号的数字混频处理，从而无需传统方法中的数字混频器和本地复正弦生成器；通过基于FFT的循环卷积等效实现了线性块卷积，进而通过在频域与低频窗相乘实现了低通滤波，从而大大降低了多载波分离中单位样点的计算量。

本发明中对低通原型滤波器进行频率窗的高频强制补零处理，滤波性能损失很小，但却可以可大大减少频窗相乘时的点数，进一步了减少乘法运算量。

本发明中通过补零对FFT的点数进行限制，然后再进行循环移位，使得边缘载波的中心在某个整数点上，以保证在频域的整数点移位，避免移位带来频率偏移。

本发明还对循环卷积后的重叠相加点数进行优化，对应于FFT运算时的补零部分将不参与对应相加运算，从而在不影响系统性能的前提下选取最少的重叠相加点数，进一步减少了加法运算量。

另外，本发明还优选地采用等波纹滤波器作为时域原型滤波器，以便在较低阶数时就能提供陡峭的过渡带，达到较好的滤波性能。

附图说明

图1为现有技术的多载波接收机的示意图；

图2为应用本发明实施例的多载波接收机的示意图；

图3为图2简化后的示意图；

图4为三载波的空中接口信号的频谱示意图；

图5为本发明实施例所述多载波分离装置的结构示意图；

图6为本发明实施例中基于FFT的循环卷积等效实现线性块卷积示意图。

具体实施方式

本发明提供了一种多载波分离的方法及多载波分离装置，利用频域的循环移位来实现等效的数字混频处理，同时通过基于快速傅里叶变换(FFT，FastFourier Transform)循环卷积等效实现了线性块卷积，进而通过在频域与低频窗相乘实现了低通滤波，最终实现了多载波的有效分离，在保证各个载波滤波后EVM性能的前提下，使得每个载波单位样点的计算量大大降低，进而可以降低多载波分离的硬件实现成本。

以下无线技术领域中的多载波分离为例，结合附图通过具体实施例对本发明做详细的说明。需要指出的是，本发明所述的多载波分离的方法及多载波分离装置，并不局限于无线通信技术领域，其同样适用于有线通信技术领域。

通常，无线的多载波接收机可以按照图1所示的多路单载波并行接收的方式予以实现。在这种实现方式中，需要针对每个载波，分别设置相应的窄带收发前端，每个窄带收发器接收空中接口多载波信号中的一个载波信号；然后，将该载波信号发送至基带解调器进行解调，解调后的信号发送至信道解码器进行解码处理，最后被发送至媒体访问控制(MAC)层和应用层处理。图1所示的实现方式硬件成本高，且不利于产品低功耗和小型化设计。

本实施例中利用图2所示的多载波接收机，该多载波接收机采用基于宽带接收机的单路前端以及数字分离的方式实现多载波的接收与分离。这种结构既可以复用后端窄带解调模块(基带解调器)，又削减了射频(RF)接收机的数量，同时可在数字分离过程中，共用数字低通滤波器。该结构在降低设备实现成本的同时，还可以保持足够的灵活性和性能。

对图2简化后的无线多载波接收机示意图如图3所示，空中接口的多载波信号(射频信号)进入宽带射频前端；宽带射频前端将射频信号下变频到低频信号(多载波基带信号)，并通过采样等数字化处理，得到宽带数字信号；然后，宽带数字信号进入多载波分离装置，经过分离和滤波处理输出多路并行的低速数据流进入基带解调器，最后进入信道解码器，合并为多路比特流后进行解码处理。可以看出，多载波分离装置是多载波接收机中的一个重要组成部分，用于实现多载波的分离，为基带解调器提供输入数据。

以下以三个载波的多载波为例，详细说明多载波分离装置以及多载波分离的流程。

图4所示为空中接口的三载波信号的频谱的示意图，包括主载波(在正频率上的频点为f₀)和左右两个副载波(在正频率上的频点分别为f₀-Δf和f₀+Δf)。上述载波频谱相对于频率零点是对称的，在负频率上也有相类似的三个载波频谱。图4所示的三载波信号中，主载波的中心频点为f₀，单载波的带宽为Δf。

再请参照图5，本实施例所述的多载波分离装置包括：设置在干路上的分段单元、补零单元和FFT单元，以及设置在支路上的顺序连接的叉乘单元、IFFT单元和重叠相加单元。这里，各个支路与多载波中的各个载波一一对应。其中，在本支路对应的载波的中心频点不在频域零点的支路上，还设置有移位单元。所述移位单元分别与干路的FFT单元和本支路的叉乘单元连接；在本支路对应的载波的中心频点在频域零点的支路上，该支路的叉乘单元直接与干路的FFT单元连接。以下结合图5所示的多载波分离装置，说明本实施例所述的多载波分离方法，本实施例所述的多载波分离方法，包括以下步骤：

步骤61，分段单元对接收到的复数数据序列按照预定长度L进行顺序分段，得到多个分段数据段，所述复数数据序列是对多载波基带信号采样得到的宽带数字信号，所述多载波基带信号是宽带射频前端对多载波射频信号进行下变频处理后得到的。这里，如果为了减小块处理结构上的时延，可以将选择较小数值的L，L越短则时延越小。

步骤62，补零单元对各个分段数据段逐个进行补零，得到长度为N的补零数据段，其中，N为2的整数次幂中大于L+P-1的最小值，P为低通滤波器的阶数。这里，所述低通滤波器是预先选定的用于提取单载波信号的滤波器。在设计该低通滤波器时，考虑到多载波对过渡带要求严格，可以选择有限冲激响应(FIR，finite impulse response digital filter)等波纹滤波器作为时域原型滤波器，等波纹滤波器在较低阶数时就能提供陡峭的过渡带。

步骤63，FFT单元对各个补零数据段逐个进行N点FFT处理，得到多个N点的第一频域序列，并将所述第一频域序列输出到与各个载波对应的支路。

步骤64，在各个支路上：利用叉乘单元，将每个第一频域序列逐个与第二频域序列进行矢量叉乘，得到多个第三频域序列，并利用IFFT单元对所述第三频域序列逐个进行IFFT处理，得到与各第三频域序列对应的时域数据序列并顺序输出至本支路上的重叠相加单元，其中，在本支路所对应的载波的中心频点不在频域零点的支路上，首先利用移位单元对第一频域序列进行循环移位，再对循环移位后的第一频域序列进行所述矢量叉乘，所述循环移位使得本支路所对应的载波的中心频点移位至频域零点，所述第二频域序列是所述低通滤波器的时域冲激响应补零后得到的N点的时域序列所对应的频域序列。

步骤65，各个支路上的重叠相加单元接收本支路上IFFT单元输出的所述时域数据序列，并将每个接收到的时域数据序列和与该时域数据序列相邻的前一个时域数据序列进行重叠相加，得到一长度为L的载波数据序列并输出。这里，所述重叠相加是：将第a个时域数据序列的前N-L个点与第a-1个时域数据序列的后N-L个点对应相加，得到第a个载波数据序列的前N-L个点。第a个载波数据序列的后2L-N个点则直接采用第a个时域数据序列的前N-L个点之后的2L-N个点。这里，所述的当前时域数据序列是重叠相加单元当前接收到的时域数据序列，而前一个时域数据序列是与当前时域数据序列相邻的前一个时域数据序列。

上述步骤64～65中，通过频域循环移位方式等效实现了对时域信号的数字混频处理，省去了传统方法中所需的数字混频器和本地复正弦生成器；通过基于FFT的循环卷积等效实现了线性块卷积，进而通过在频域与低频窗相乘实现了低通滤波。通过以上处理方式，使得单位样点的计算量大大降低。

以三载波为例说明以上各个步骤。

首先对采样后的数据进行分段(分段后的每段数据长度为L)。这里，假设选定的用于提取单载波信号的低通滤波器的单位冲激响应为h[n]，阶数为P。对分段数据段做FFT处理时，为保证FFT的效率和循环相加的效率，应该使(L+P-1)尽量接近于2的指数次幂。假设FFT的长度为N，N取2的整数次幂中大于L+P-1的最小值。这里就需要对分段数据段末尾补零，补零的长度为N-L；同样的，对h[n]也要进行补零，补零长度为N-P。

分段数据经FFT变换后得到频域序列，再分别对左右副载波频域序列做循环移位，假定系统采样速率(即多载波基带信号的采样频率)为f_s，采样前单个载波带宽为Bw，对于右载波，需要将2Bwπ/f_s移到直流处。对于长为L的数据而言，需要移位的点数为L*Bw/f_s。由于L*Bw/f_s不一定为整数，此时移位将引起频偏，影响到系统性能。因此需要对分段数据段序列尾部补零，使得补零后的序列长度Z满足Z*Bw/f_s为一整数，而最终分段数据段补零后的长度为N，因此，在选择L和N的数值时，需要保证L和N之间至少存在着一个整数Z，满足Z*Bw/f_s为一整数时，补零后的长为N的补零数据段就可以满足移位的点数为一整数的要求，此时再进行频率移位不会引起频偏。同样的，对左载波采用类似的方法，将左载波循环移位到直流处，中心载波则不需做循环移位处理。这样，通过对FFT的补零点数进行限制，然后再进行循环移位，使得边缘载波的中心在某个整数点上，保证了在频域的整数点移位，避免了移位造成频率偏移。

然后进行FFT循环卷积。基于FFT的循环卷积等效实现线性块卷积的示意图如图6所示。将数据截成长度为L的分段数据段，补零后得到的补零数据段的长度为N(图6中未示出)。滤波器的h[n]长度为P，补零后的长度为N(图6中未示出)。各个补零数据段与第二频域序列(即h[n]补零后的长度为N的时域序列经FFT处理后得到的频域序列)矢量相乘的结果为一N点的频域序列(如图6中的FILTER*DATA(1))，对该频域序列进行IFFT处理，得到长度为N的时域数据序列(如图6中的data(1)、data(2)和data(3))。然后，将各时域数据序列和与该时域数据序列相邻的前一个时域数据序列进行所述重叠相加得到该时域数据序列对应的载波数据序列。具体的，对于第a个时域数据序列，是按照以下方式得到第a个时域数据序列所对应的第a个载波数据序列：由第a个时域数据序列的前N-L个点与第a-1时域数据序列的后N-L个点对应相加，得到第a个载波数据序列的前N-L个点，而第a个载波数据序列的后2L-N个点则是第a个时域数据序列前N-L个点之后的2L-N个点。这里，a为大于1的整数。对于各个支路所输出的第1个载波数据序列，该第1个载波数据序列中的L个点，则分别是该支路的第1个时域数据序列中的前L个点。

为了进一步减少多载波分离的计算量，在进行步骤64中所述的矢量叉乘时，可以进一步根据低通滤波器的滤波特性，减少相乘的点数。例如，低通滤波器补零后的冲激响应所对应的N点频域序列H[k]中，大约只有N/3的点在该滤波器的过渡带和通带内，其他的点均在阻带内。因此，实际计算时只需要将H[k]中对应于通带和过渡带的点与第一频域序列中对应的点相乘，对于对应于阻带的点则可以强制为零，这样就能减少约67％的乘法运算量。可以看出，通过对低通原型滤波器进行频率窗的高频强制补零处理，滤波性能损失很小，但却可大大减少频窗相乘时的点数，从而大大减少运算量。

另外，具体的，在利用蝶形单元进行IFFT处理时，可以对含“0”输入的蝶形单元进行裁剪以减少IFFT计算量。在进行重叠相加时，理论上需要将两个相邻的时域数据序列的所有重叠部分进行相加，但实际上由于锐截止低通频窗的边沿序列接近于0，频窗高频部分强制填“0”后，其IFFT反变换后的时域序列与P阶原型滤波器相比，会形成值很小的拖尾。因此可根据需要舍去该拖尾部分，并不影响性能，可以进一步减少IFFT计算量和加法的运算量。具体的，在步骤65中，将某个时域数据序列的前N-L个点和与该时域数据序列相邻的前一个时域数据序列的后N-L个点对应相加时，可以按照图6所示进行相加，即从所述前一个时域数据序列的后N-L个点中选择出对应于补零部分的第三类点，在进行所述对应相加时，跳过第三类点与当前时域数据序列中对应的点的对应相加，直接采用当前时域数据序列中对应的点作为第三类点与当前时域数据序列中对应的点的对应相加结果，从而可以减少加法运算量。至于如何确定所述第三类点，则可以根据对时域数据序列尾部各点的能量进行确定，例如，选择能量低于预定阀值的点作为第三类点。

上述方法中，还可以通过事先对滤波器阶数P与数据块大小N进行优化选择，以使得在单位时间内每个点取得最小的计算量。

本实施例所述多载波分离的方法，可以通过图5所示的多载波分离装置予以实现。图5所示的多载波分离装置在多载波接收机中的位置如图2或图3所示。多载波分离装置可以与设置在宽带射频前端(或宽带接收机)中的采样单元连接，其中，所述采样单元用于对多载波基带信号进行采样，输出时域的复数数据序列。所述多载波基带信号是宽带射频前端(或宽带接收机)对接收到的无线信号或有线信号处理得到的。以下对图5中各个模块进行详细说明：

分段单元，用于接收复数数据序列，并对所述复数数据序列按照预定长度L进行顺序分段得到多个分段数据段，所述复数数据序列是对多载波基带信号采样得到的宽带数字信号。

补零单元，用于对各个分段数据段逐个进行补零，得到并顺序输出长度为N的多个补零数据段，其中，N为2的整数次幂中大于L+P-1的最小值，P为用于提取单载波信号的低通滤波器的阶数；

FFT单元，用于对各个补零数据段逐个进行N点FFT处理，得到N点的第一频域序列，并将各个第一频域序列输出到与各个载波对应的支路；

各个支路上均包括有顺序连接的叉乘单元、IFFT单元和重叠相加单元，其中，在支路对应的载波的中心频点不在频域零点的支路上还设置有移位单元，所述移位单元，用于对输入到本支路的第一频域序列进行循环移位，再将循环移位后的第一频域序列输出到本支路的叉乘单元；在本支路对应的载波的中心频点在频域零点的支路上，该支路的叉乘单元直接与FFT单元连接；

所述叉乘单元，用于将输入到本叉乘单元的多个第一频域序列逐个与第二频域序列进行矢量叉乘，得到多个第三频域序列并顺序输出，其中所述第二频域序列是所述低通滤波器的时域冲激响应补零后得到的N点时域序列所对应的N点的频域序列；

所述IFFT单元，用于对本支路的叉乘单元输出的第三频域序列逐个进行IFFT处理，得到与各个第三频域序列对应的时域数据序列并顺序输出；

所述重叠相加单元，用于对本支路的IFFT单元输出的时域数据序列逐个进行重叠相加，得到并顺序输出各个载波数据序列，其中，各个载波数据序列的长度为L，所述重叠相加是：将当前时域数据序列的前N-L个点与前一个时域数据序列的后N-L个点对应相加，得到当前载波数据序列的前N-L个点，以及将当前时域数据序列的前N-L个点之后的2L-N个点作为当前载波数据序列的后2L-N个点。这里，所述重叠相加单元所输出第1个载波数据序列为IFFT单元输出的第1个时域数据序列中的前L个点。

这里，所述第二频域序列中包括有对应于所述低通滤波器的过渡带和通带的第一类点，还包括有对应于所述低通滤波器的阻带的第二类点。优选地，所述叉乘单元，可以进一步在进行所述矢量叉乘时：对于第一类点，将所述第一类点分别与所述第一频域序列中对应的点相乘；对于第二类点，则直接将0作为所述第二类点与所述第一频域序列中对应的点相乘的结果。

这里，所述重叠相加单元，在进行所述对应相加时，进一步跳过第三类点与当前时域数据序列中对应的点的对应相加，直接采用当前时域数据序列中对应的点作为第三类点与当前时域数据序列中对应的点的对应相加结果，其中，所述第三类点是所述前一个时域序列的后N-L个点中对应于补零部分的点。

优选地，所述低通滤波器为有限长冲激响应FIR等波纹低通滤波器。

最后阐述本实施例相对于传统的多载波分离方法在运算量上的优势。

传统方法，不仅包含复数乘法运算，还包含复数加法和乘累加(MAC)运算，而采用本方案基本上只有复数乘法运算，加法运算仅包含重叠相加部分，下面以三载波为例，将本实施例和传统方法中的乘法、加法分别进行对比。

对于传统方法：假定分段数据段长度为L、滤波器阶数为P，中心载波需要进行乘法次数为L*P次，左右子载波乘法为2*(L+L*P)，则等效于总的乘法次数为2*L+3*L*P；加法为3*L*P次。则平均每个子载波滤波后每个采样点需要的乘法次数为Tra_mult＝(2+3*P)/3，平均每个子载波滤波后每个采样点需要的乘法次数为Tra_add＝P。

对于本实施例：FFT需要的乘法次数为(N/2)*log2(N)，IFFT需要的乘法次数为(3*N/2)*log2(N)，FFT循环卷积需要的乘法次数为N/3次，则等效于总的复数乘法次数为N*(1/3+2*log2(N))；加法为：3*P次。则平均每个子载波滤波后每个采样点需要的乘法次数为Imp_mult＝N*(1/3+2*log2(N))/L/3。平均每个子载波滤波后每个采样点需要的乘法次数为Imp_add＝P/L。其中N为FFT点数，N取2的整数次幂中大于(L+P-1)的最小值。

以52阶滤波器、数据段长度为200为例，传统方法平均每个子载波滤波后每个采样点需要的乘法次数为Tra_mult＝158/3＝53，平均每个子载波滤波后每个采样点需要的加法为Tra_add＝52。而采用本实施例所需要的平均每个子载波滤波后每个采样点需要的乘法次数为Imp_mult＝16725/200/3＝7，平均每个子载波滤波后每个采样点需要的加法为Imp_add＝52/200。乘法仅为传统方法的13％，加法仅为传统方法的0.5％。通过上述比较可以看出，相对于传统方法，本实施例所述多载波分离方法能够极大地降低单位样点的运算量，进而可以节约硬件资源，降低硬件成本。并且，通过对本实施例滤波后的结果-矢端轨迹图以及星座图的仿真，可以看出，本实施例在保证各个载波分离后EVM性能的前提下，能够大大降低每个载波单位样点的计算量。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (11)

1.一种多载波分离的方法，其特征在于，包括：

对接收到的复数数据序列按照预定长度L进行顺序分段，得到多个分段数据段，所述复数数据序列是对多载波基带信号采样得到的宽带数字信号；

对各个分段数据段逐个进行补零，得到长度为N的补零数据段并顺序输出，其中，N为2的整数次幂中大于L+P-1的最小值，P为用于提取单载波信号的低通滤波器的阶数；

对各个补零数据段逐个进行N点FFT处理，得到多个第一频域序列，并将所述第一频域序列输出到与各个载波对应的支路；

在各个支路上，将每个第一频域序列逐个与第二频域序列进行矢量叉乘，得到多个第三频域序列，并对所述第三频域序列逐个进行IFFT处理，得到与各个第三频域序列对应的时域数据序列并顺序输出至设置在本支路上的重叠相加单元，其中，在本支路所对应的载波的中心频点不在频域零点的支路上，首先对第一频域序列进行循环移位，再对循环移位后的第一频域序列进行所述矢量叉乘，所述循环移位使得本支路所对应的载波的中心频点移位至频域零点，所述第二频域序列是所述低通滤波器的时域冲激响应补零后得到的N点时域序列所对应的频域序列；

各个支路上的重叠相加单元接收所述时域数据序列，并将当前时域数据序列与前一个时域数据序列进行重叠相加，并输出相加得到的载波数据序列，其中，所述载波数据序列的长度为L，所述重叠相加是：将当前时域数据序列的前N-L个点与前一个时域数据序列的后N-L个点对应相加，得到当前载波数据序列的前N-L个点，以及将当前时域数据序列的前N-L个点之后的2L-N个点作为当前载波数据序列的后2L-N个点。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在L和N之间至少存在一个整数Z，满足Z*Bw/f_s的值为一整数，以使中心频点不在频域零点的载波信号在经FFT处理后所得到的第一频域序列的中心处于整数点上，其中，Bw为单个载波带宽，f_s为所述多载波基带信号的采样频率。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步利用蝶形单元进行所述IFFT处理，并对含“0”输入的蝶形单元进行裁剪以减少IFFT计算量。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述第二频域序列中包括有对应于所述低通滤波器的过渡带和通带的第一类点，还包括有对应于所述低通滤波器的阻带的第二类点；

在进行所述矢量叉乘时：对于第一类点，将所述第一类点分别与所述第一频域序列中对应的点相乘；对于第二类点，则直接将0作为所述第二类点与所述第一频域序列中对应的点相乘的结果。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述低通滤波器为有限长冲激响应FIR等波纹低通滤波器。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步从所述前一个时域序列的后N-L个点中选择出对应于补零部分的第三类点，在进行所述对应相加时，跳过第三类点与当前时域数据序列中对应的点的对应相加，直接采用当前时域数据序列中对应的点，作为第三类点与当前时域数据序列中对应的点的对应相加结果。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述多载波基带信号是宽带接收机对接收到的无线信号或有线信号处理得到的。

8.一种多载波分离装置，其特征在于，包括：

分段单元，用于接收复数数据序列，并对所述复数数据序列按照预定长度L进行顺序分段得到多个分段数据段，所述复数数据序列是对多载波基带信号采样得到的宽带数字信号；

补零单元，用于对各个分段数据段逐个进行补零，得到并顺序输出长度为N的多个补零数据段，其中，N为2的整数次幂中大于L+P-1的最小值，P为用于提取单载波信号的低通滤波器的阶数；

FFT单元，用于对各个补零数据段逐个进行N点FFT处理，得到N点的第一频域序列，并将各个第一频域序列输出到与各个载波对应的支路；

各个支路上均包括有顺序连接的叉乘单元、IFFT单元和重叠相加单元，其中，在支路对应的载波的中心频点不在频域零点的支路上还设置有移位单元，所述移位单元，用于对输入到本支路的第一频域序列进行循环移位，再将循环移位后的第一频域序列输出到本支路的叉乘单元，所述循环移位使得本支路所对应的载波的中心频点移位至频域零点；

所述叉乘单元，用于将输入到本叉乘单元的多个第一频域序列逐个与第二频域序列进行矢量叉乘，得到多个第三频域序列并顺序输出，其中所述第二频域序列是所述低通滤波器的时域冲激响应补零后得到的N点时域序列所对应的频域序列；

所述IFFT单元，用于对本支路的叉乘单元输出的第三频域序列逐个进行IFFT处理，得到与各个第三频域序列对应的时域数据序列并顺序输出；

所述重叠相加单元，用于对本支路的IFFT单元输出的时域数据序列逐个进行重叠相加，得到并顺序输出各个载波数据序列，其中，各个载波数据序列的长度为L，所述重叠相加是：将当前时域数据序列的前N-L个点与前一个时域数据序列的后N-L个点对应相加，得到当前载波数据序列的前N-L个点，以及将当前时域数据序列的前N-L个点之后的2L-N个点作为当前载波数据序列的后2L-N个点。

9.如权利要求8所述的多载波分离装置，其特征在于，所述第二频域序列中包括有对应于所述低通滤波器的过渡带和通带的第一类点，还包括有对应于所述低通滤波器的阻带的第二类点；

所述叉乘单元，进一步在进行所述矢量叉乘时：对于第一类点，将所述第一类点分别与所述第一频域序列中对应的点相乘；对于第二类点，则直接将0作为所述第二类点与所述第一频域序列中对应的点相乘的结果。

10.如权利要求8所述的多载波分离装置，其特征在于，

所述重叠相加单元，在进行所述对应相加时，进一步跳过第三类点与当前时域数据序列中对应的点的对应相加，直接采用当前时域数据序列中对应的点，作为第三类点与当前时域数据序列中对应的点的对应相加结果，其中，所述第三类点是所述前一个时域序列的后N-L个点中对应于补零部分的点。

11.如权利要求8所述的多载波分离装置，其特征在于，所述低通滤波器为有限长冲激响应等波纹低通滤波器。

Images