CN101247126A

CN101247126A - 三角积分模拟转数字调制器

Info

Publication number: CN101247126A
Application number: CNA2007101598667A
Authority: CN
Inventors: 白洪全
Original assignee: MStar Semiconductor Inc Taiwan
Current assignee: Xueshan Technology Co ltd
Priority date: 2007-01-25
Filing date: 2007-12-25
Publication date: 2008-08-20
Anticipated expiration: 2027-12-25
Also published as: US7362252B1; TW200832937A; TWI350067B; CN101247126B

Abstract

本发明提供一种高阶连续时间三角积分模拟转数字调制器，具有高载波信噪比及低功耗外，还有能在零中频、宽频低通或低中频的结构间切换的设计。三角积分模拟转数字调制器包含有接收电路、N个回路滤波转导器、N个前馈权重放大器、第一加法单元、至少一可调整的区域反馈电路、量化器以及反馈式数模转换器。可调整的区域反馈电路包含反馈权重放大器及第二加法单元。反馈权重放大器的反馈系数为可调整，从而可设计区域反馈电路使其具有最多种带宽组合。

Description

三角积分模拟转数字调制器

技术领域

本发明有关一种模拟转数字调制器，尤其指一种可调整带宽的三角积分(sigma-delta)模拟转数字调制器。

背景技术

模数转换器(analog-to-digital converter，ADC)逐渐成为无线通信接收器领域中的前端技术，而以数字处理取代模拟处理。请参照图1，为传统接收器的结构图。接收信号经表面声波(surface acoustic wave，SAW)滤波器110处理后，由低噪声放大器(low-noise amplifier，LNA)120进行低噪声放大处理，再由混合器130进行缩混处理(mix down)。频道选择滤波器140及可编程增益放大器(programmable gain amplifier，PGA)150接着滤掉频带外(out-of-band)的干扰信号及调整频带内(in-band)的信号强度，并由ADC 160将信号进一步转换至数字域(digital domain)，以供数字解调制器170进行基频解调制处理。但其中有数次模拟处理会涉及过程变异及偏移情形，遂需额外的辅助电路来校正及控制信号强度；但也会因此增加系统复杂度、其他风险以及产品上市时间。

请参照图2，系数字化接收器的结构图，此图的ADC 160较接近天线。此时，如强度调幅(scaling)及滤波等信号处理步骤，与信号解调制处理在数字域中一并执行，亦即，皆由图2的数字处理单元180来完成，因而达到系统最佳化及其稳定度，甚至因应多规格运作的可编程性。而此种设计的关键便在于ADC 160，其需具有高线性度、动态范围及带宽，以及低功耗。

一种连续时间(continuous-time，CT)三角积分调制器(sigma-deltamodulator，∑ΔM)相当适合供作ADC之用，因其具有低功耗及受过程变异影响较小。较常用的则为一种离散时间(例如，切换电容式(switched-capacitor，SC))三角积分调制ADC，因其电容匹配较佳，能精确控制回路滤波系数。但在回路滤波器对信号进行提取前，离散时间三角积分调制器尚须配合抗混迭滤波器(anti-alias filter)的功能。此外，滤波运算放大器的带宽也需为取样频率的数倍之高，因而导致可观的功耗。另一方面，配合前馈(feedforward)权重放大器的连续时间三角积分调制器则在回路滤波器的末端进行信号取样；回路滤波器本身为额外供作抗混迭滤波器。再者，回路滤波器只有第一级转导器(tansconductor)需要较大的带宽及高增益，而其他级误差由第一级转导器所抑制。藉此，可建构出低功耗的三角积分调制ADC。

请参照图3，使用前馈权重放大器的连续时间三角积分调制ADC的示意图。连续时间三角积分调制ADC 300包含加法器310、回路滤波器320、量化器340以及数字模拟转换器(digital-to-analog converter，DAC)350。回路滤波器320共包含n个转导器(n为正整数)，即第1级转导器322及其他级转导器324，还包含有一个加法器328。各转导器耦接于一对应的前馈权重放大器326。各前馈权重放大器326的输入端耦接于对应转导器的输出端，此些前馈权重放大器326的输出端则耦接于加法器328。图3所示的单回路结构因结构简单的稳定性及易于调整带宽而被使用。模拟输入信号为X，数字输出信号为Y。量化器340可采用1位量化器以获得较佳线性度。量化器340可以以增益级放大器342(增益为k)加上一经过加法器344的外加噪声(N)来表示。呈动态变化的量化增益k与模拟输入信号X有关。

三角积分调制器的回路滤波器320将使用转导电容(Gm-C)结构来完成；各级转导器的单位增益带宽(unit gain bandwidth)分别标示为W₁-W_n，对应的前馈系数分别为a₁-a_n。DAC 350则耦接于数字输出信号Y与加法器310之间，用以产生反馈信号至加法器310。

三角积分调制器的设计也需考虑稳定性问题。单回路结构的稳定性问题较小，因为一旦系统内部信号变大，回路滤波器320中的较后级转导器将依序饱和(先第n级，再第n-1级，然后再第n-2级)，而使量化器340无法获得AC增益。此时，系统将暂时成为2级三角积分调制器的状态而维持稳定。另外，噪声频谱最好尽量平滑化以减少高频干扰而使稳定性增加。较佳地，可设计噪声转移函数(noise-transfer-function，NTF)等效为一个高通Butterworth滤波器。至于回路滤波器的转移函数可如下推得：

\frac{B (S)}{A (S)} = - - - (1)

\frac{k (a_{1} W_{1} S^{n - 1} + a_{2} W_{1} W_{2} S^{n - 2} + \cdot \cdot \cdot + a_{n - 1} (W_{1} \cdot W_{2} \cdot \cdot \cdot W_{n - 2} \cdot W_{n - 1}) S + a_{n} (W_{1} \cdot W_{2} \cdot \cdot \cdot W_{n - 1} \cdot W_{n}))}{S^{n}}

则系统的信号转移函数(signal-transfer-function，STF)及NTF可表示为：

STF : \frac{Y (S)}{X (S)} = \frac{B (S)}{A (S) + B (S)} - - - (2)

NTF : \frac{Y (S)}{N (S)} = \frac{A (S)}{A (S) + B (S)} - - - (3)

单位增益带宽W₁-W_n可视实际应用而定，但W₂-W_n可小于W₁，因为后级误差均由第1级转导器322所抑制。为简单起见，底下以n＝5为例来说明极点(pole)与零点(zero)的关系。此外，为初始设定及讨论目的，量化增益k假设为1。将噪声转移函数极点置于对应Butterworth位置的左手边平面上，可得图4所示的S平面上的噪声转移函数极点及零点位置。图5则为对应图4的频率响应图。

然而，量化增益k呈动态变化。一旦选定系统使用的单位增益带宽W₁-W₅及前馈系数a₁-a₅，量化增益k的变动将可能影响系统稳定性。请参照图6，k值由1开始增加下的噪声转移函数极点移动示意图。图7则为k值由1开始减小下的噪声转移函数极点移动示意图。注意到，k值的变动对零点没有影响，且如式(2)及式(3)所示，噪声转移函数极点同时也是信号转移函数极点。

当k值很大时，噪声转移函数可近似为A(S)/B(S)。如图6所示，有4个噪声转移函数极点趋近信号转移函数的零点，而一个噪声转移函数极点沿实数轴朝左趋向-∞，故不会影响稳定性。另一方面，当k值从1减小时，可能会有极点移至右手边平面(以k＜k_crit＝0.48为例)，而造成系统不稳定。可幸的是，只有在系统内部信号很大时才会发生k值减小的情形；如前所述，较后级转导器将依序饱和(或受制于系统本身的电路特性，如电源供应器的箝制作用)。此时，回路滤波器320整体的有效转导器级数将减少，使得稳定范围增大。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种三角积分(sigma-delta)模拟转数字调制器。

本发明公开一种三角积分模拟转数字调制器，包含有接收电路、N个回路滤波转导器、N个前馈(feedforward)权重放大器、第一加法单元、至少一可调整的区域反馈(local feedback)电路、量化器以及反馈式数模转换器。接收电路用以接收一输入信号及一反馈信号，并根据输入信号及反馈信号的差值产生对应的第一差值信号。该些回路滤波转导器分别为第1级至第N级，且第1级回路滤波转导器耦接于接收电路。该些前馈权重放大器分别为第1级至第N级，用以产生权重信号，且各级前馈权重放大器耦接于对应的各级回路滤波转导器。第一加法单元耦接于该些前馈权重放大器，以接收权重信号而产生一滤波信号。可调整的区域反馈电路包含反馈权重放大器及第二加法单元。反馈权重放大器具有可调整的反馈系数，并耦接于第m+1级回路滤波转导器，并接收第m+1级回路滤波转导器的一输出信号，且据以产生一区域反馈信号，其中m选自2至N-1其中之一。第二加法单元耦接于第m-1级回路滤波转导器及第m级回路滤波转导器之间，并用以根据第m-1级回路滤波转导器的一输出信号与区域反馈信号的差值产生对应的第二差值信号。量化器耦接于第一加法单元，并用以量化滤波信号而产生一数字输出信号。反馈式数模转换器耦接于量化器及接收电路，并用以根据数字输出信号产生反馈信号。其中，三角积分模拟转数字调制器的带宽可通过改变反馈权重放大器的反馈系数来加以调整。

附图说明

图1为传统接收器的结构图。

图2为数字化接收器的结构图。

图3为使用前馈权重放大器的连续时间三角积分调制ADC的示意图。

图4为S平面上的噪声转移函数极点及零点位置图。

图5为对应图4的频率响应图。

图6为k值由1开始增加下的噪声转移函数极点移动示意图。

图7为k值由1开始减小下的噪声转移函数极点移动示意图。

图8为使用前馈权重放大器及区域反馈电路的连续时间三角积分调制ADC的示意图。

图9为使用5级回路滤波器的ADC示意图。

图10为可调整噪声转移函数的频率响应图。

图11为第1级转导器的示意图。

图12为其他级转导器的示意图。

图13为前馈权重放大器中的转导器示意图。

图14为反馈权重放大器中的转导器示意图。

图15为1位量化器的电路示意图。

图16为切换电容式DAC的示意图。

图17为可调整带宽下的效果示意图。

主要元件符号说明

110表面声波滤波器

120低噪声放大器

130混合器

140频道选择滤波器

150可编程增益放大器

160模数转换器

170数字解调制器

180数字处理单元

300、800、900连续时间三角积分调制模数转换器

310、328、344、820、912、922加法器

320、860、960回路滤波器

326前馈权重放大器

322、324转导器

340量化器

342增益级放大器

350、850数模转换器

810、910、920区域反馈电路

830、914、924反馈权重放大器

1110、1120、1130、1140、1210、1220晶体管

1410可变电阻

1610、1620电容

1630、1640、1650、1660、1670、1680开关

具体实施方式

在说明书及权利要求当中使用了某些词汇来指称特定的元件。所属领域中具有通常知识者应可理解，硬件制造商可能会用不同的名词来称呼同一个元件。本说明书及权利要求并不以名称的差异来作为区分元件的方式，而是以元件在功能上的差异来作为区分的准则。在通篇说明书及后续的请求当中所提及的「包含」为一开放式的用语，故应解释成「包含但不限定于」。以外，「耦接」一词在此包含任何直接及间接的电气连接手段。因此，若文中描述一第一装置耦接于一第二装置，则代表该第一装置可直接电气连接于该第二装置，或透过其他装置或连接手段间接地电气连接至该第二装置。

目前的系统电路若能因应多规格运作标准，则可获得最佳的成本效益设计。若三角积分调制ADC的带宽能在零中频(zero-IF)、宽频低通(wide-bandlow-pass)或低中频(low-IF)的结构间切换，将极为有用。若三角积分调制器的回路滤波器增设一可调整的区域反馈(local feedback)电路即可达成此一切换特性。请参照图8，为使用前馈权重放大器及区域反馈权重放大器的连续时间三角积分调制ADC的示意图。此外，图8中具有与图3相同标号的元件对应前述相同功能，遂不赘述。如图8所示，连续时间三角积分调制ADC 800的回路滤波器860包含有k个区域反馈电路810，反馈系数分别为b₁-b_k。各区域反馈电路810包含有加法器820及反馈权重放大器830。其中，各反馈权重放大器830的输入端耦接于第m+1级转导器的输出端，各反馈权重放大器830的输出端则耦接于对应的加法器820，各加法器820则耦接于第m-1级转导器及m级转导器之间，其中m选自2至n-1其中之一。反馈权重放大器830根据第m+1级转导器的输出信号所产生的区域反馈信号输出至加法器820，加法器820便根据第m-1级转导器的输出信号与区域反馈信号的差值产生一差值信号。

为简单起见，此处再以使用5级回路滤波器的ADC作说明。请参照图9，使用5级回路滤波器的ADC示意图。如图9所示，连续时间三角积分调制ADC900的回路滤波器960此时包含有2组区域反馈电路910及920，且区域反馈电路910对应第2及第3级转导器324，区域反馈电路920对应第4及第5级转导器324。区域反馈电路910的反馈权重放大器914(反馈系数b1)其输入端耦接于第3级转导器324，其输出端则耦接于加法器912。类似地，区域反馈电路920的反馈权重放大器924(反馈系数b2)其输入端耦接于第5级转导器324，其输出端则耦接于加法器922。通过启用或非启用两反馈权重放大器914及924来使零点远离或维持在DC，便能获得以低频衰减取代带宽的弹性。再者，两反馈系数b1及b2亦设计为可调整，以使区域反馈电路910及920能有最多带宽组合。请参照图10，可调整噪声转移函数的频率响应图。图10中绘示四种情形：(1)两反馈权重放大器914及924同时非启用，如曲线1010所示；(2)反馈权重放大器914非启用而反馈权重放大器924启用，并产生一零点位于150KHz，如曲线1020所示；(3)两反馈权重放大器914及924同时启用，且两零点皆位于150KHz，如曲线1030所示；(4)两反馈权重放大器914及924同时启用，但设计反馈系数b1使一零点位于250KHz，设计反馈系数b2使另一零点位于150KHz，如曲线1040所示。实际上，在情形(4)中，使两反馈权重放大器914及924同时启用但两零点位于不同频率的设计将高通Butterworth噪声转移函数转换为高通Chebyshev响应。

若希望两零点所对应的凹口频率(即图10中的曲线凹口横轴位置)为W_b1及W_b2，可如下决定反馈系数b1及b2：

b₁＝(W_b1)²/(W₂×W₃) (4)

b₂＝(W_b2)²/(W₄×W₅) (5)

而回路滤波转移函数则为：

\frac{B (S)}{A (S)} = - - - (6)

k {(a_{1} W_{1} S^{4} + a_{2} W_{1} W_{2} S^{3} + [a_{1} W_{1} (b_{1} W_{3} + b_{2} W_{5}) + a_{3} W_{1} W_{2} W_{3}] S^{2} + (a_{2} b_{2} W_{1} W_{2} W_{5} +

\frac{a_{4} W_{1} W_{2} W_{3} W_{4}) S + (a_{1} b_{1} b_{2} W_{1} W_{3} W_{5} + a_{3} b_{2} W_{1} W_{2} W_{3} W_{5} + a_{5} W_{1} W_{2} W_{3} W_{4} W_{5})}}{S^{5} + (b_{1} W_{3} + b_{2} W_{5}) S + b_{1} b_{2} W_{3} W_{5} S}

反馈系数b1及b2设计成可调整后，可包含更多凹口频率。注意到，当b1＝b2＝0时，式(6)即同于式(1)(即同时非启用两反馈权重放大器914及924)。

请参照图11，为第1级转导器322的示意图。如图11所示，转导器322的两差动输入端IN₊及IN_-分别耦接于DAC 850的反相输出端DAC_-及非反相输出端DAC₊。请参照图12，为其他级转导器324的示意图。图11中的两晶体管1110及1120与图12中的两晶体管1210及1220皆在三极体区中操作，以调整输出共模电压。图11中采迭接(cascode)结构的晶体管1130及1140用来协助第1级取得较佳的增益，而其他级无此两个晶体管，因而可取得较佳的输出摆幅。请参照图13，前馈权重放大器326中的转导器示意图。请参照图14，为反馈权重放大器830，914，924中的转导器示意图。也请注意到，图11至图14仅为具体说明本发明之用，本发明的可能实施样态并不限于此。如图14所示，反馈权重放大器包含一可变电阻1410，可通过调整可变电阻1410的电阻值来改变反馈系数。另，图14中亦对偏压源外加电源关闭开关，以控制零点；图示的开关作用方向代表非启用反馈权重放大器的转导器或使零点调至DC。此外，此可变电阻1410为可切换，以因应不同的凹口频率可能位置。

请参照图15，为包含有前置放大器、比较器及锁存器的1位量化器340的电路示意图。利用CLKb对数字输出信号D及Db进行AND逻辑闸运算后，可得Dz及Dzb(归零(return-to-zero))。Dz及Dzb则用以重新导向切换电容式DAC 850的输出，藉以达成如图16所示的反馈。于图16中，切换电容式DAC 850包含两电容1610及1620，且各自电容值皆可调整。电容1610的一端耦接至开关1630，以在两参考电压V_ref1及V_ref2间切换。电容1610的另一端则耦接至开关1640，以在两输出端DAC_-及DAC₊间切换。类似地，电容1620的一端耦接至开关1650，以在两参考电压V_ref1及V_ref2间切换。电容1620的另一端则耦接至开关1660，以在两输出端DAC_-及DAC₊间切换。DAC 850还包含有两开关1670及1680，用以分别连接两电容1610及1620至共模电压。三角积分调制ADC的输入共模电压例如可设为0.9V，可调整的两参考电压V_ref1及V_ref2例如可分别设为1.4V及0.4V。适当控制DAC 850的归零时间可获得较佳的抗符码干扰(symbol interference)效果。

请参照图17，为可调整带宽下的效果示意图。在频带0-25KHz、载波频率20KHz及取样频率16MHz时，Butterworth噪声转移函数(两区域反馈电路910及920为非启用)的载波信噪比(carrier-to-noise ratio，CNR)为96dB；若积分0-250KHz的频带时则只有59dB。另一方面，在频带0-250KHz、载波频率160KHz及取样频率仍为16MHz时，Chebyshev噪声转移函数(两区域反馈电路910及920皆启用)的载波信噪比为80dB。此外，调制器亦仅消耗1.8V的单一电源供应器约2mA的电流。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所进行的等效变化与修改，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims

1. 一种三角积分模拟转数字调制器，包含有：

一接收电路，用以接收一输入信号及一反馈信号，并根据该输入信号及该反馈信号的差值产生对应的一第一差值信号；

N个回路滤波转导器，分别为第1级至第N级，且该第1级回路滤波转导器耦接于该接收电路；

N个前馈权重放大器，分别为第1级至第N级，用以产生权重信号，且各级前馈权重放大器耦接于对应的各级回路滤波转导器；

一第一加法单元，耦接于该些前馈权重放大器，以接收权重信号而产生一滤波信号；

至少一可调整的区域反馈电路，包含有：

一反馈权重放大器，具有可调整的一反馈系数，该反馈权重放大器耦接于第m+1级回路滤波转导器，并接收该第m+1级回路滤波转导器的一输出信号，并据以产生一区域反馈信号，其中m选自2至N-1其中之一；及

一第二加法单元，耦接于第m-1级及第m级回路滤波转导器之间，并用以根据该第m-1级回路滤波转导器的一输出信号与该区域反馈信号的差值产生对应的一第二差值信号；

一量化器，耦接于该第一加法单元，并用以量化该滤波信号而产生一数字输出信号；以及

一反馈式数模转换器，耦接于该量化器及该接收电路，并用以根据该数字输出信号产生该反馈信号；其中

该三角积分模拟转数字调制器的带宽可通过改变该反馈权重放大器的该反馈系数来加以调整。

2. 如权利要求1所述的三角积分模拟转数字调制器，其中该反馈权重放大器包含一可变电阻。

3. 如权利要求2所述的三角积分模拟转数字调制器，其中可通过改变该可变电阻的电阻值来调整该反馈权重放大器的该反馈系数。

4. 如权利要求1所述的三角积分模拟转数字调制器，其中该接收电路由一加法器来完成。

5. 如权利要求1所述的三角积分模拟转数字调制器，其中该反馈权重放大器可处于非启用状态。

6. 如权利要求1所述的三角积分模拟转数字调制器，其中该反馈式数模转换器为一切换电容式数模转换器，其中至少一电容耦接于一参考电压。

7. 如权利要求6所述的三角积分模拟转数字调制器，其中该电容的电容值为可调整。

8. 如权利要求6所述的三角积分模拟转数字调制器，其中该参考电压为可调整。