CN101237253B - 基于分数阶傅立叶变换的自适应干扰分离的信号收发装置 - Google Patents

Abstract

基于分数阶傅立叶变换的自适应干扰分离的信号收发装置，涉及无线通信中的一种自适应传输装置。它解决了脉冲超宽带系统中存在多种干扰影响系统性能的问题。本发明利用在分数傅立叶变换域具有比较好能量集中特性的发送信号，通过在信号接收装置增加离散分数傅立叶变换将期望信号和干扰信号有效分离开，然后利用信号处理和参数估计方法估计得到信干比和正弦干扰频率范围等参数，并将这些参数反馈给信号发送装置的脉冲产生器和信号接收装置的分数傅立叶变换域滤波器以实现自适应抑制干扰的目的。本发明能够应用到高数据速率多媒体通信领域。

Description

基于分数阶傅立叶变换的自适应干扰分离的信号收发装置 

技术领域：

本发明涉及无线通信中的一种自适应传输方法和装置，具体涉及一种利用信号在分数阶傅立叶变换(Fractional Fourier Transform，FrFT)域的能量集中特性来进行干扰分离以及反馈给发送端和接收端以调整发送波形以及分数域滤波器长度的自适应传输装置。 

背景技术：

随着人们对于高数据速率多媒体通信需求的增长，超宽带技术成为短距离高速无线接入的候选方案之一，为了避免其对现存系统造成干扰，美国联邦通信委员会严格限制这一系统的发射功率不得大于-41.3dBm/MHz，因此超宽带系统中的多径、多用户干扰以及同频段其它系统的干扰成为限制系统性能的主要因素之一，同时为了保留超宽带系统易于实现的特性，希望利用一种抗干扰技术就可以实现对于上述干扰的联合抑制。 

在传统的傅立叶变换域中，由于正弦波信号在傅立叶域具有比较好的能量集中特性，因此可以通过傅立叶域的滤波来实现对于干扰信号的有效抑制，但是随着信号占用带宽的增加，在傅立叶域进行滤波以降低干扰的优势越来越不明显。而近20年来，在传统傅立叶变换的基础上又提出了分数傅立叶变换的思想，线性调频信号是分数傅立叶变换域的一组正交基函数，在分数域会具有比较好的能量集中特性，因此可以考虑采用线性调频信号作为脉冲超宽带系统的发送信号以利用其在分数域的能量集中特性抑制干扰。 

如果将传统的傅立叶变换算子看作是从时间轴逆时针旋转π/2到频率轴的线性算子，则分数傅立叶变换算子就是可旋转任意角度φ_α的线性算子。分数傅立叶变换在保留传统傅立叶变换的性质和特点的基础上又添加了其特有的新优势，如其可以同时考虑时频域的信息，因此说分数傅立叶变换是一种广义的傅立叶变换。 

分数傅立叶变换有很多种等价的定义方式，这里只给出最常见的积分形式定义方式。 

函数f(t)为信号的时域表达形式，其α阶分数傅立叶变换为 

其中u代表分数域坐标，此时积分形式的定义可以表示成下面的式子 

式中，算子核 

可以定义为以下的形式 

$\mathrm{\κ}(\mathrm{\α};u,t)=\sqrt{\frac{1-j\cot \left({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\α}}\right)}{2\mathrm{\π}}}\exp \left[j(\cot \left({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\α}}\right)\frac{u^2+t^2}{2}-\csc \left({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\α}}\right)\mathrm{ut})\right]---\left(2\right)$

式中，φ_α＝απ/2为分数傅立叶变换的旋转角度。 

分数傅立叶变换的逆变换可以表示为： 

上式表明信号f(t)的分数阶傅立叶变换可以解释为f(t)在以逆变换核 为基的函数空间上的展开，而该核是一组正交的线性调频信号，具体写出线性调频信号的一般表达式如下： 

                f(t)＝Aexp(j(2πf₀t+πμ₀t²))            (4) 

其中A为信号幅度参数；f₀为线性调频信号的中心频率；μ₀为线性调频信号的调频率。传统傅立叶变换是以正余弦函数作为基分解的，因此正余弦函数在频域表现为冲击函数，同理，根据上述分数傅立叶变换具有的线性调频信号基分解特性，一个线性调频信号在适当的分数阶傅立叶域中将表现为一个冲击函数，即 

式中，l_F为任意实数。 

上述线性调频信号是复信号，而实际系统的发送信号应该是实信号，因此利用复信号的性质，取两个共轭线性调频信号叠加作为实际的发送信号，其表达式如下： 

c(t)＝c₁(t)+c₂(t) 

    ＝exp{j(2πf₀t+πkt²)}+exp{-j(2πf₀t+πkt²)}        (6) 

    ＝2cos(2πf₀t+πkt²) 

则上式中的两个线性调频信号分别在α阶分数域和-α阶分数域能量最集中。利用这一实信号的时移叠加可以组成满足FCC频谱规范且在分数域具有比较好的能量聚集特性的脉冲波形，其波形如说明书附图中的图2至图4所示，表达式为： 

$p\left(t\right)=p_1\left(t\right)+p_2\left(t\right)$

$=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_m\·\left\{\exp \right[j(2\mathrm{\π}{f}_{0}t+\mathrm{\π}{\mathrm{kt}}^2+m\·\mathrm{\τ})]+\exp [-j(2\mathrm{\π}{f}_{0}t+\mathrm{\πk}{t}^2+m\·\mathrm{\τ})\left]\right\}---\left(7\right)$

$=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}2\·{\mathrm{\β}}_m\·\cos (2\mathrm{\π}{f}_{0}t+\mathrm{\πk}{t}^2+m\·\mathrm{\τ})$

对这一信号在分数域进行滤波就可以有效将期望信号和干扰信号分离开，通过对分离开的期望信号和干扰信号进一步分析可以估计得到接收端的信干比以及受到正弦系统干扰的频段和强度。利用这些估计得到的参数可以反过来通知发送端调整发送的脉冲波形、接收端调整滤波器窗的长度以实现降低干扰，提高系统性能的目的。 

发明内容

本发明是为了解决脉冲超宽带系统中存在多种干扰影响系统性能的问题，提出了一种基于分数阶傅立叶变换的自适应干扰分离的信号收发装置。 

本发明的信号发送装置100包括以下部分： 

信号源1，用于产生待发送的二进制数字信息{b_n}，并将产生的二进制数字信息{b_n}发送给基带调制器7； 

基带调制器7，用于把接收到的二进制数据{b_n}调制转换成输出数据流{d_n}发送给调制多址器2； 

接收反馈模块6，用于接收信号接收装置200发送的反馈参数，并将所述反馈参数发送给参数选择器3； 

参数选择器3，用于根据接收到的接收反馈模块6发送的反馈参数选择相应的波形参数，并将所述波形参数发送给线性调频信号产生器4； 

帧同步时钟9，用于产生同步时钟信号，并将产生的同步时钟信号分别发送给线性调频信号产生器4和跳时码产生器8以保证二者所发出的信号在给定的时间到达调制多址器2； 

跳时码产生器8，用于产生多址需要的伪随机码序列，并在帧同步时钟9输出的同步时钟信号的控制下同步输出所述伪随机码序列发送给调制多址器2； 

线性调频信号产生器4，用于根据参数选择器3发送的参数产生线性调频信号p(t)，并在帧同步时钟9输出的同步时钟信号的控制下同步发送所述线性调频信号p(t)给调制多址器2； 

调制多址器2，用于根据接收到的线性调频信号p(t)和伪随机码序列，对信号源1输出的二进制数字信息进行TH-BPSK调制，获得发送的脉冲信号s^(l)(t)，并将所述发送的脉冲信号s^(l)(t)通过发送天线5发送出去，其中l为用户序号，且l＝1，2，……，L； 

所述发送的脉冲信号s^(l)(t)满足以下三个条件： 

第一、发送信号在分数傅立叶变换域具有比较好的能量集中特性； 

第二、发送信号满足FCC的频谱规范； 

第三、发送信号的参数可以根据反馈回来的信息自适应调整。 

本发明的信号接收装置200包括以下部分： 

采样器11，用于对接收天线30获得的信号进行离散采样，获得接收信号r(n)，并将获得的接收信号r(n)分别传递给α阶离散分数傅立叶变换器12和-α阶离散分数傅立叶变换器13； 

α阶离散分数傅立叶变换器12，用于将接收到的信号进行α阶离散分数傅立叶变换获得信号(F^αr)(n)，并将获得的信号(F^αr)(n)传递给一号分数傅立叶变换域滤波器14； 

一号分数傅立叶变换域滤波器14，用于根据信号处理与参数估计模块20发送的参数调整分数域滤波长度ΔL，还用于对接收到的信号进行滤波，提取接收信号中如公式(7)所示的p₁(t)部分(F^αp₁)(n)，并将所述提取的信号(F^αp₁)(n)传递给-α阶分数傅立叶变换器15； 

-α阶分数傅立叶变换器15，用于将接收到的信号(F^αp₁)(n)进行-α阶分数傅立叶变换，获得对p₁(t)的离散估计信号 并将所述估计信号 

传递给相加器18； 

-α阶离散分数傅立叶变换器13，用于将接收到的信号进行-α阶离散分数傅立叶变换获得信号(F^αr)(n)，并将获得的信号(F^αr)(n)传递给二号分数傅立叶变换域滤波器16； 

二号分数傅立叶变换域滤波器16，用于根据信号处理与参数估计模块20发送的参数调整分数域滤波长度ΔL，还用于对接收到的信号进行滤波，提取接收信号中如公式(7)所示的p₂(t)部分(F^αp₂)(n)，并将所述提取的信号(F^αp₂)(n)传递给α阶分数傅立叶变换器17； 

α阶分数傅立叶变换器17，用于将接收到的信号(F^αp₂)(n)进行α阶分数傅立叶变换，获得对p₂(t)的离散估计信号 

并将所述估计信号 

传递给相加器18； 

相加器18，用于将-α阶分数傅立叶变换器15的输出信号 

和α阶分数傅立叶变换器17的输出信号 

进行叠加，获得抑制干扰以后的估计发送信号 

并将获得的估计发送信号 

分别发送给减法器19和信号处理与参数估计模块20； 

减法器19，用于将相加器18输出的估计发送信号 

从采样器11获得的接收信号r(n)中减去，获得估计干扰信号 并将所述估计干扰信号 发送给信号处理与参数估计模块20； 

信号处理与参数估计模块20，用于根据接收到的发送信号s^(l)(t)的估计值 

和干扰信号I(t)的估计值 

获得反馈参数：信干比、正弦干扰的频率范围，并将所述反馈参数分别发送给发送反馈模块21和一号分数傅立叶变换域滤波器14、二号分数傅立叶变换域滤波器16，还用于输出待发送的数据信息给数据检测模块22； 

数据检测模块22，用于对接收到的数据信息进行检测判决，进而获得输出的二进制数据信息； 

发送反馈模块21，用于将接收到的参数信号发送给信号发送装置100的接收反馈模块6。 

本发明的信号收发装置的工作原理为：当接收端的信噪比较高(即可以忽略加性高斯白噪声对系统的影响)且仅仅考虑一帧信号对应的时间长度时 (即此时的 j＝1，......，∞)，对接收信号分别进行α阶和-α阶的离散分数阶傅立叶变换，则在α域p₁(t)会具有比较好的能量聚集特性，因此通过长为ΔL的滤波器以后，可以滤出p₁(t)的大部分能量，而其它信号经过滤波器以后均受到了明显的抑制，再将滤波后的信号经过-α阶的分数阶傅立叶变换就可以得到滤波后的时域波形r₁(n)。由于通常情况下r₁(n)为一个复数序列，因此需要与另一组在-α域进行滤波后的信号r₂(n)进行叠加以消除虚数部分的影响。经过叠加后的信号为 

接收信号r(n)减去叠加后信号 

可以得到对于干扰信号的估计 

由于对于不同干扰能量以及不同干扰频率，所采用的发射波形以及接收端分数域滤波器的长度也应该是随之变化的，因此需要将期望信号的估计 与干扰信号的估计 

一起送入信号处理与参数估计模块20，进而得到信干比SIR的估计值以及正弦干扰频率的估计值，根据这些参数估计值确定发送波形的参数以及滤波器的长度ΔL，这样就可以实现自适应的基于分数阶傅立叶变换FrFT的信号传输。 

本发明利用在分数傅立叶变换域具有比较好能量集中特性的发送信号，通过在信号接收装置200增加离散分数傅立叶变换将期望信号和干扰信号有效分离开，然后利用信号处理和参数估计方法估计得到信干比和正弦干扰频率范围等参数，并将这些参数反馈给信号发送装置100的脉冲产生器和信号接收装置200的分数傅立叶变换域滤波器以实现自适应抑制干扰的目的。 

本发明设计合理、工作可靠，具有较大的推广价值，适用于高数据速率多媒体通信领域。 

附图说明

图1是本发明的信号收发装置的结构示意图。图2至图4是Chirp信号作为叠加基本脉冲所得到的满足FCC频谱规范的波形图，其中图2是时域波形，图3是功率谱密度，图4是分数域波形图。图5至图7是对多址干扰的抑制的效果示例，其中图5是时域波形，图6是分数域波形，图7是滤波后再反变换到时域得到的信号波形。图8、图9是对多径干扰抑制效果的示例，其中图8是原始波形图，图9是滤波后波形图。图10、图11是对正弦波干扰抑制效果的示例，所述正弦波的载波频率为5.5GHz，其中图10是原始波形图，图11是滤波后波形图。 

具体实施方式

本实施方式所述的信号收发装置的应用背景为脉冲体制超宽带系统，在该系统中采用的调制方式为BPSK，多址方式为跳时(TH)码分多址，基本波形为满足FCC频谱规范且在分数傅立叶变换域具有能量集中特性的脉冲波形的情况。 

本实施方式的信号发送装置100由以下部分组成： 

信号源1，用于产生待发送的二进制数字信息{b_n}，并将产生的二进制数字信息{b_n}发送给基带调制器7； 

基带调制器7，用于把接收到的二进制数据{b_n}调制转换成输出数据流{d_n}发送给调制多址器2； 

接收反馈模块6，用于接收信号接收装置200发送的反馈参数，并将所述反馈参数发送给参数选择器3； 

参数选择器3，用于根据接收到的反馈参数选择相应的波形参数，并将所述波形参数发送给线性调频信号产生器4； 

帧同步时钟9，用于产生同步时钟信号，并将产生的同步时钟信号分别发送给线性调频信号产生器4和跳时码产生器8以保证二者在给定的时间到达调制多址器2； 

跳时码产生器8，用于产生多址需要的伪随机码序列，并在帧同步时钟9输出的同步时钟信号的控制下同步输出所述伪随机码序列发送给调制多址器2； 

线性调频信号产生器4，用于根据参数选择器3发送的参数产生线性调频信号p(t)，并在帧同步时钟9输出的同步时钟信号的控制下同步发送所述线性调频信号p(t)给调制多址器2； 

调制多址器2，用于根据接收到的线性调频信号p(t)和伪随机码序列，对信号源1输出的二进制数字信息进行TH-BPSK调制，获得发送的脉冲信号s^(l)(t)，并将所述发送的脉冲信号s^(l)(t)通过发送天线5发送出去。 

本实施方式的信号发送装置100产生的发送信号应当满足如下准则： 

第一、发送信号在分数傅立叶变换域具有比较好的能量集中特性； 

第二、发送信号满足FCC的频谱规范； 

第三、发送信号的参数可以根据反馈回来的信息自适应调整。 

满足上述三点的发送信号能够保证在分数域可以将期望信号和干扰信号进行有效区分。其中第一点主要从抑制干扰的角度出发，只有在分数阶傅立叶变换FrFT域具有比较好的能量聚集特性才能保证经过窄带滤波以后可以将正弦信号干扰、多径干扰以及多用户干扰和期望信号分离开，这样才可以接着进行下面的参数估计以便可以自适应调整发送脉冲的参数以及接收端的参数；第二点是为了保证超宽带通信系统的正常运行，因为超宽带信号必须满足FCC所给定的频谱规范；第三点是为了使得这种自适应的传输方式具有可实现性。 

在本实施方式的信号发送装置100中，所述基带调制器7将输入的二进制数据{b_n}调制转换成输出数据流{d_n}的过程，是将所述数据流{b_n}中的二进制数码“1”和“0”映射为“1”和“-1”转换成输出数据流{d_n}，转换原则为： 

$d_n=\left\{\begin{array}{cc}1& b_n=0\\ -1& b_n=1\end{array}\right.(n=\mathrm{0,1,2},\·\·\·).---\left(8\right)$

所述参数选择器3根据接收到的正弦干扰信号占用频段的信息，从中选择出对该频段干扰具有最优抑制特性的脉冲波形的参数发送给线性调频信号产生器4，从而完成了发送装置与接收装置的自适应调整，所述参数包括：每次线性调频信号的时移间隔τ；叠加的时移脉冲的数量M；叠加的系数β_m；发射信号的中心频率f₀；线性调频信号的调频率k。 

所述线性调频信号产生器4产生的线性调频信息p((t)为： 

$p\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}2\·{\mathrm{\β}}_m\·\cos (2\mathrm{\π}{f}_{0}t+\mathrm{\πk}{t}^2+m\·\mathrm{\τ}).---\left(9\right)$

对于第t个用户，所述调制多址器2输出的脉冲信号s^(l)(t)为： 

其中，T_f为一帧数据的持续时间，或称为脉冲重复时间。 

是跳时码产生器8为每个用户产生的一个特定的跳时序列，其中l＝1，2，……，L为用户序号，这种跳时序列能够降低因多址接入而产生的脉冲 碰撞，从而提高系统的容量。 

T_c为每个跳时码持续的时间， 

表示取z的整数部分，N_s为每一比特数据要发送的脉冲数， 是第l个用户在第j帧传送的调制信息。 

本实施方式的信号接收装置200由以下部分组成： 

采样器11，用于对接收天线30获得的信号进行离散采样，获得接收信号r(n)，并将获得的接收信号r(n)分别传递给α阶离散分数傅立叶变换器12和-α阶离散分数傅立叶变换器13； 

α阶离散分数傅立叶变换器12，用于将接收到的信号进行α阶离散分数傅立叶变换获得信号(F^αr)(n)，并将获得的信号(F^αr)(n)传递给一号分数傅立叶变换域滤波器14； 

一号分数傅立叶变换域滤波器14，用于根据信号处理与参数估计模块20发送的参数调整分数域滤波长度ΔL，还用于对接收到的信号进行滤波，提取接收信号中如公式(7)所示的p₁(t)部分(F^αp₁)(n)，并将所述提取的信号(F^αp₁)(n)传递给-α阶分数傅立叶变换器15； 

-α阶分数傅立叶变换器15，用于将接收到的信号(F^αp₁)(n)进行-α阶分数傅立叶变换，获得对p₁(t)的离散估计信号 

并将所述估计信号 

传递给相加器18； 

-α阶离散分数傅立叶变换器13，用于将接收到的信号进行-α阶离散分数傅立叶变换获得信号(F^αr)(n)，并将获得的信号(F^αr)(n)传递给二号分数傅立叶变换域滤波器16； 

二号分数傅立叶变换域滤波器16，用于根据信号处理与参数估计模块20发送的参数调整分数域滤波长度ΔL，还用于对接收到的信号进行滤波，提取接收信号中如公式(7)所示的p₂(t)部分(F^αp₂)(n)，并将所述提取的信号(F^αp₂)(n)传递给α阶分数傅立叶变换器17； 

α阶分数傅立叶变换器17，用于将接收到的信号(F^αp₂)(n)进行α阶分数傅立叶变换，获得对p₂(t)的离散估计信号 

并将所述估计信号 

传递给相加器18； 

相加器18，用于将-α阶分数傅立叶变换器15的输出信号 

和α阶分 数傅立叶变换器17的输出信号 

进行叠加，获得抑制干扰以后的估计发送信号 

并将获得的估计发送信号 分别发送给减法器19和信号处理与参数估计模块20； 

减法器19，用于将相加器18输出的估计发送信号 

从采样器11获得的接收信号r(n)中减去，获得估计干扰信号 并将所述估计干扰信号 

发送给信号处理与参数估计模块20； 

信号处理与参数估计模块20，用于根据接收到的发送信号s^(l)(t)的估计值 

和干扰信号I(t)的估计值 获得反馈参数：信干比、正弦干扰的频率范围，并将所述反馈参数分别发送给发送反馈模块21和一号分数傅立叶变换域滤波器14、二号分数傅立叶变换域滤波器16，还用于输出待发送的数据信息给数据检测模块22； 

数据检测模块22，用于对接收到的数据信息进行检测判决，进而获得输出的二进制数据信息； 

发送反馈模块21，用于将接收到的参数信号发送给信号发送装置100中的接收反馈模块6。 

其中，所述采样器11获得的接收信号r(n)为： 

r(n)＝s^(l)(n)+I(n)+n(n)＝s^(l)(n)+I_s(n)+I_p(n)+I_u(n)+n(n)   (11) 

其中s^(l)(n)是期望信号，I_s(n)是正弦波干扰信号，I_p(n)是多径干扰信号，I_u(n)是多用户干扰信号，n(n)是加性高斯白噪声信号。 

信号处理与参数估计模块20中，获得接收装置的信干比的过程为： 

假设接收端具有理想同步(即接收装置知道发送信号到达接收装置的精确时间)且加性高斯白噪声可以忽略时，仅仅考虑一帧信号对应的时间长度(即此时的 

j＝1，......，∞)，计算得到接收装置的信干比为： 

$\mathrm{SIR}={\left(\frac{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\hat{p}\left(n\right)\·p\left(n\right)}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\hat{I}\left(n\right)\·p\left(n\right)}\right)}^2,---\left(12\right)$

式中，N为每帧信息对应的分数域采样点个数。 

信号处理与参数估计模块20中，获得正弦干扰的频率范围的估计值的过程为： 

对减法器19送来的信号 

做快速傅立叶变换(FFT)获得该干扰信号的离散频域特性，由于正弦干扰信号占用的带宽很窄，而超宽带信号占用的带宽则很宽，因此在频域上正弦干扰信号体现出比较好的能量集中特性，从而在接收信号的频谱图上可以明显得出正弦干扰信号所占用的频段。 

所述一号分数傅立叶变换域滤波器14和二号分数傅立叶变换域滤波器16根据信号处理与参数估计模块20发送的参数调整分数域滤波长度ΔL的过程为：当信干比SIR比较高时，即干扰的影响比较小时，通过反馈通道增加接收装置滤波器窗函数的长度ΔL以提高接收到的期望信号能量；当信干比SIR比较低时，即干扰的影响比较大时，通过反馈通道降低接收端滤波器窗函数的长度ΔL以避免干扰信号的影响。 

所述数据检测模块22对接收到的数据信息进行检测判决的方法为： 

若 

若 

采用本实施方式的信号收发装置进行信号的收发对外界干扰的滤除效果参见图5至图11，其中图5至7是多址干扰时的原始信号与经过干扰抑制以后的信号的对比示意图；图8、图9是多径干扰时的原始信号与经过干扰抑制以后的信号的对比示意图；图10、图11是正弦波干扰时的原始信号与经过干扰抑制以后的信号的对比示意图。从图中可以看到，经过滤波处理以后，干扰信号的能量下降很多，而期望信号的能量则基本不变，因此可以实现抑制干扰的目的。 

Claims (10)

1.基于分数阶傅立叶变换的自适应干扰分离的信号发送装置(100)，其特征在于它由以下部分组成：

信号源(1)，用于产生待发送的二进制数字信息{b_n}，并将产生的二进制数字信息{b_n}发送给基带调制器(7)；

基带调制器(7)，用于把接收到的二进制数据{b_n}调制转换成输出数据流{d_n}发送给调制多址器(2)；

接收反馈模块(6)，用于接收信号接收装置(200)发送的反馈参数，并将所述反馈参数发送给参数选择器(3)；

参数选择器(3)，用于根据接收到的反馈参数选择相应的波形参数，并将所述波形参数发送给线性调频信号产生器(4)；

帧同步时钟(9)，用于产生同步时钟信号，并将产生的同步时钟信号分别发送给线性调频信号产生器(4)和跳时码产生器(8)以保证二者所发出的信号在给定的时间到达调制多址器(2)；

跳时码产生器(8)，用于产生多址需要的伪随机码序列，并在帧同步时钟(9)输出的同步时钟信号的控制下同步输出所述伪随机码序列发送给调制多址器(2)；

线性调频信号产生器(4)，用于根据参数选择器(3)发送的参数产生线性调频信号p(t)，并在帧同步时钟(9)输出的同步时钟信号的控制下同步发送所述线性调频信号p(t)给调制多址器(2)；

调制多址器(2)，用于根据接收到的线性调频信号p(t)和伪随机码序列，对信号源(1)输出的二进制数字信息进行TH-BPSK调制，获得发送的脉冲信号s^(l)(t)，并将所述发送的脉冲信号s^(l)(t)通过发送天线(5)发送出去，其中l为用户序号，且l＝1，2，……，L；

所述发送的脉冲信号s^(l)(t)满足以下三个条件：

第一、发送信号在分数傅立叶变换域具有比较好的能量集中特性；

第二、发送信号满足FCC的频谱规范；

第三、发送信号的参数可以根据反馈回来的信息自适应调整。

2.根据权利要求1所述的基于分数阶傅立叶变换的自适应干扰分离的信号发送装置(100)，其特征在于，所述基带调制器(7)将输入的二进制数据{b_n}调制转换成输出数据流{d_n}的过程，是将所述数据流{b_n}中的二进制数码“1”和“0”映射为“1”和“-1”转换成输出数据流{d_n}，转换原则为：

$d_n=\left\{\begin{array}{cc}1& b_n=0\\ -1& b_n=1\end{array}\right.(n=\mathrm{0,1,2},\·\·\·).$

3.根据权利要求1所述的基于分数阶傅立叶变换的自适应干扰分离的信号发送装置(100)，其特征在于，所述参数选择器(3)根据接收到的正弦干扰信号占用频段的信息，从中选择出对该频段干扰具有最优抑制特性的脉冲波形的参数发送给线性调频信号产生器(4)，所述参数包括：每次线性调频信号的时移间隔τ；叠加的时移脉冲的数量M；叠加的系数β_m；发射信号的中心频率f₀；线性调频信号的调频率k。

4.根据权利要求1所述的基于分数阶傅立叶变换的自适应干扰分离的信号发送装置(100)，其特征在于，所述线性调频信号产生器(4)产生的线性调频信息p(t)为：

$p\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}2\·{\mathrm{\β}}_m\·\cos (2\mathrm{\π}{f}_{0}t+\mathrm{\πk}{t}^2+m\·\mathrm{\τ}),$

对于第l个用户，所述调制多址器(2)输出的脉冲信号s(t)为：

其中，T_f为一帧数据的持续时间，或称为脉冲重复时间，是跳时码产生器(8)为每个用户产生的一个特定的跳时序列，＝T_c为每个跳时码持续的时间，

表示取z的整数部分，N_s为每一比特数据要发送的脉冲数，

是第l个用户在第j帧传送的调制信息。

5.基于分数阶傅立叶变换的自适应干扰分离的信号接收装置(200)，其特征在于它由以下部分组成：

采样器(11)，用于对接收天线(30)获得的信号进行离散采样，获得接收信号r(n)，并将获得的接收信号r(n)分别传递给α阶离散分数傅立叶变换器(12)和-α阶离散分数傅立叶变换器(13)；

α阶离散分数傅立叶变换器(12)，用于将接收到的信号进行α阶离散分数傅立叶变换获得信号(F^αr)(n)，并将获得的信号(F^αr)(n)传递给一号分数傅立叶变换域滤波器(14)；

一号分数傅立叶变换域滤波器(14)，用于根据信号处理与参数估计模块(20)发送的参数调整分数域滤波长度ΔL，还用于对接收到的信号进行滤波，提取接收信号中的p₁(t)部分(F^αp₁)(n)，并将所述提取的信号(F^αp₁)(n)传递给-α阶分数傅立叶变换器(15)；

-α阶分数傅立叶变换器(15)，用于将接收到的信号(F^αp₁)(n)进行-α阶分数傅立叶变换，获得对p₁(t)的离散估计信号

并将所述估计信号传递给相加器(18)；

-α阶离散分数傅立叶变换器(13)，用于将接收到的信号进行-α阶离散分数傅立叶变换获得信号(F^αr)(n)，并将获得的信号(F^αr)(n)传递给二号分数傅立叶变换域滤波器(16)；

二号分数傅立叶变换域滤波器(16)，用于根据信号处理与参数估计模块(20)发送的参数调整分数域滤波长度ΔL，还用于对接收到的信号进行滤波，提取接收信号中的p₂(t)部分(F^αp₂)(n)，并将所述提取的信号(F^αp₂)(n)传递给α阶分数傅立叶变换器(17)；

α阶分数傅立叶变换器(17)，用于将接收到的信号(F^αp₂)(n)进行α阶分数傅立叶变换，获得对p₂(t)的离散估计信号

并将所述估计信号

传递给相加器(18)；

相加器(18)，用于将-α阶分数傅立叶变换器15的输出信号和α阶分数傅立叶变换器(17)的输出信号

进行叠加，获得抑制干扰以后的估计发送信号

并将获得的估计发送信号

分别发送给减法器(19)和信号处理与参数估计模块(20)；

减法器(19)，用于将相加器(18)输出的估计发送信号从采样器(11)获得的接收信号r(n)中减去，获得估计干扰信号

并将所述估计干扰信号

发送给信号处理与参数估计模块(20)；

信号处理与参数估计模块(20)，用于根据接收到的发送信号s^(l)(t)的估计值

和干扰信号I(t)的估计值

获得反馈参数：信干比、正弦干扰的频率范围，并将所述反馈参数分别发送给发送反馈模块(21)和一号分数傅立叶变换域滤波器(14)、二号分数傅立叶变换域滤波器(16)，还用于输出待发送的数据信息给数据检测模块(22)；

数据检测模块(22)，用于对接收到的数据信息进行检测判决，进而获得输出的二进制数据信息；

发送反馈模块(21)，用于将接收到的参数信号发送给信号发送装置(100)中的接收反馈模块(6)。

6.根据权利要求5所述的基于分数阶傅立叶变换的自适应干扰分离的信号接收装置(200)，其特征在于，所述采样器(11)获得的接收信号r(t)为：

r(n)＝s^(l)(n)+I(n)+n(n)＝s^(l)(n)+I_s(n)+I_p(n)+I_u(n)+n(n)，

其中s^(l)(n)是期望信号，I_s(n)是正弦波干扰信号，I_p(n)是多径干扰信号，I_u(n)是多用户干扰信号，n(n)是加性高斯白噪声信号。

7.根据权利要求5所述的基于分数阶傅立叶变换的自适应干扰分离的信号接收装置(200)，其特征在于，所述信号处理与参数估计模块(20)获得接收装置的信干比的过程为：

假设接收端具有理想同步，即接收装置知道发送信号到达接收装置的精确时间，且加性高斯白噪声可以忽略时，仅仅考虑一帧信号对应的时间长度，即此时的

j＝1，......，∞，计算得到接收装置的信干比为：

$\mathrm{SIR}={\left(\frac{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\hat{p}\left(n\right)\·p\left(n\right)}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\hat{I}\left(n\right)\·p\left(n\right)}\right)}^2,$

式中，N为每帧信息对应的分数域采样点个数。

8.根据权利要求5所述的基于分数阶傅立叶变换的自适应干扰分离的信号接收装置(200)，其特征在于，所述信号处理与参数估计模块(20)获得正弦干扰的频率范围的估计值的过程为：

对减法器(19)送来的信号

做快速傅立叶变换获得该干扰信号的离散频域特性，由于正弦干扰信号占用的带宽很窄，而超宽带信号占用的带宽则很宽，因此在频域上正弦干扰信号体现出比较好的能量集中特性，从而在接收信号的频谱图上可以明显得出正弦干扰信号所占用的频段。

9.根据权利要求5所述的基于分数阶傅立叶变换的自适应干扰分离的信号接收装置(200)，其特征在于，所述一号分数傅立叶变换域滤波器(14)和二号分数傅立叶变换域滤波器(16)根据信号处理与参数估计模块(20)发送的参数调整分数域滤波长度ΔL的过程为：当信干比SIR比较高时，即干扰的影响比较小时，通过反馈通道增加接收装置滤波器窗函数的长度ΔL以提高接收到的期望信号能量；当信干比SIR比较低时，即干扰的影响比较大时，通过反馈通道降低接收端滤波器窗函数的长度ΔL以避免干扰信号的影响。

10.根据权利要求5所述的基于分数阶傅立叶变换的自适应干扰分离的信号接收装置(200)，其特征在于，所述数据检测模块(22)对接收到的数据信息进行检测判决的方法为：

若

若

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