CN101228689A - 高效率放大器 - Google Patents

高效率放大器 Download PDF

Info

Publication number
CN101228689A
CN101228689A CNA2006800265542A CN200680026554A CN101228689A CN 101228689 A CN101228689 A CN 101228689A CN A2006800265542 A CNA2006800265542 A CN A2006800265542A CN 200680026554 A CN200680026554 A CN 200680026554A CN 101228689 A CN101228689 A CN 101228689A
Authority
CN
China
Prior art keywords
amplifier
mentioned
phase place
output
electrical length
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2006800265542A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101228689B (zh
Inventor
堀口健一
石坂哲
山内和久
中山正敏
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN101228689A publication Critical patent/CN101228689A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101228689B publication Critical patent/CN101228689B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/68—Combinations of amplifiers, e.g. multi-channel amplifiers for stereophonics
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0288—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using a main and one or several auxiliary peaking amplifiers whereby the load is connected to the main amplifier using an impedance inverter, e.g. Doherty amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Microwave Amplifiers (AREA)

Abstract

在输入信号的电平小时，设定相位线路(21)的电长度和相位线路(23)的电长度，以使得从载波放大器(3)的输出一侧的阻抗基准点(11)观看输出一侧的阻抗为2R+α(R是负载电阻，α为正)，相位线路(22)的电长度被设定为相位线路(21)的电长度与相位线路(23)的电长度之差。

Description

高效率放大器
技术领域
本发明涉及在广播以及通信中使用的高效率放大器。
背景技术
广播用以及通信用的RF放大器希望能够高效线性地放大RF信号。而一般在放大器中提高效率与提高线性二者不同时成立。放大器的效率在增加输入信号的功率等级的同时提高，表示出放大器在迎来饱和的附近迎来最大效率的特性。近年来，在作为输入信号使用在广播以及移动通信等中使用的PAPR(Peak to Average Power Ratio，峰值平均功率之比)大的调制波的情况下，在饱和点附近的动作点中由于发生因放大器的饱和引起的信号波形的限幅，因此线性极大地恶化。
为此，一般在广播用以及通信用的RF放大器中，在从饱和点较大地得到输出补偿的动作水平下使用，在较大地得到来自饱和点的输出补偿的动作水平下的高效率非常重要。对此，作为较大地得到来自饱和点的输出补偿的动作水平下提高效率的有效方法，报告了多尔蒂放大器。
例如，图14表示作为在非专利文献1中表示的现有的高效率放大器的多而蒂放大器的结构和各部分的电长度、输入信号的电平小时从各部分观看的阻抗。图14表示的多尔蒂放大器具备输入端子1、输入分配电路2、A类或者AB类偏置的载波放大器3、偏移相位线路4、90°相位线路5、相位线路6、B类或者C类偏置的峰值放大器7、偏移相位线路8、90°相位线路9以及输出端子10。
另外，图14中图示出载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11、峰值放大器7的输出一侧的阻抗基准点12、由输入分配电路2所分配的路径的输出合成点13。这里，载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11是在载波放大器3的输出一侧观看负载一侧的负载阻抗为最大的点，峰值放大器7的输出一侧的阻抗基准点12是在峰值放大器7的输出一侧观看偏移相位线8的输出一侧的阻抗为最大的点。
另外，图15表示作为在上述非专利文献1中表示的现有的高效率放大器的多尔蒂放大器的结构和各部分的电长度、输入信号的电平大时的从各部分观看的阻抗的图，与图14相同的符号是相同的部分。
在载波放大器3上连接的偏移相位线路4具有从载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11观看载波放大器3的输出一侧的输出阻抗为最大的电长度θc。同样，在峰值放大器7上连接的偏移相位线路8具有从峰值放大器7的输出一侧的阻抗基准点12观看峰值放大器7的输出一侧的输出阻抗为最大的电长度θp。另外，90°相位线路5以及90°相位线路9的电长度是90°，相位线路6的电长度是90+θc-θp。
从输入端子1输入的RF信号由输入一侧分配电路2分配为载波放大器3一侧的路径和峰值放大器7一侧的路径这两条路径。在载波放大器3一侧的路径中，来自输入一侧分配电路3的RF信号被输入到载波放大器3，来自载波放大器3的RF信号经过偏移相位线路4以及90°相位线路5输出到输出合成点13。另外，在峰值放大器7一侧的路径中，来自输入一侧分配电路2的RF信号经过相位线路6被输入到峰值放大器7，来自峰值放大器7的RF信号经过偏移相位线路8被输出到输出合成点13。在输出合成点13中，来自载波放大器3的RF信号与来自峰值放大器7的RF输出信号被合成后输出。
图14中，在输入信号的电平小的情况下，B类或者C类偏置的峰值放大器7成为关断状态，即成为不放大RF信号的状态，通过偏移相位线路8的作用，从峰值放大器7的输出一侧的阻抗基准点12观看到的峰值放大器7的输出阻抗理想地成为无穷大(开路open)。在现有的多尔蒂放大器中，由于阻抗基准点12与输出合成点13直接连接，可以视为同一个点，因此从输出合成点13观看峰值放大器7一侧的输出阻抗理想地成为无穷大(开路)。
这时，如果把从输出合成点13观看90°相位线路9的负载阻抗设为R/2(R是多尔蒂放大器的负载阻抗)，把90°相位线路5的特性阻抗设为R，则通过90°相位线路5的阻抗变换作用，从载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11观看输出一侧的负载阻抗成为2R，从输出合成点13仅输出来自载波放大器3的RF信号。
另一方面，图15中，在输入信号的电平大时，由于B类或者C类偏置的峰值放大器7成为导通状态，即放大RF信号的状态，因此来自载波放大器3以及峰值放大器7的RF信号在输出合成点13被合成后输出。这时，从载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11以及峰值放大器7的输出一侧的阻抗基准点12观看输出一侧的负载阻抗都成为R。
这里，如果预先在多尔蒂放大器中进行设计，使得当负载阻抗为2R时，在载波放大器3中虽然饱和功率小但效率升高，预先设计成使得当负载阻抗是R时在载波放大器3以及峰值放大器7中饱和功率变大，则在输入信号的电平小时，载波放大器3高效动作，在输入信号的电平大时，能够使载波放大器3以及峰值放大器7动作，使得饱和功率增大。
通过以上的两个作用，即，通过根据输入信号的电平，峰值放大器7的输出与载波放大器3合成这样的作用，以及根据输入信号的电平，从载波放大器3以及峰值放大器7观看输出一侧的负载阻抗发生变化这样的作用，在来自饱和的输出补偿大的状态下，能够实现高效率的动作。
图16表示多尔蒂放大器的对于输出功率的效率特性。在理想的多尔蒂放大器中，如图16所示，在作为多尔蒂放大器的饱和点a和输出补偿6dB的点b的2个位置，能够迎来效率最大点。在图16中，b是在输入信号的电平小的情况下，仅有载波放大器3动作了时的第1次效率最大点，a是在输入信号的电平大的情况下，载波放大器3以及峰值放大器7动作了时的第2次效率最大点。
非专利文献1：Youngoo Yang，Jeonghyeon Cha，Bumjae Shin，Bumman Kim“A Fully Matched N-Way Doherty Amplifier WithOptimized Linearity”，IEEE Trans.Microwave Theory Tech.vol.3，pp.986-993，Mar.2003.
在作为现有的高效率放大器的多尔蒂放大器中，通过在载波放大器3的输出一侧使用90°相位线路5，从载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11观看输出一侧的负载阻抗实现在小信号时成为2R，在大信号时成为R那样的变换。因此，在理想的多尔蒂放大器中，在作为多尔蒂放大器的饱和点和输出补偿6dB的点的两个位置，能够迎来效率最大点，反过来讲，在原理上意味着在现有的多尔蒂放大器中，在输出补偿比6dB大的动作水平下，不可能迎来效率最大点，具有在输出补偿比6dB大的小信号区域中的高效化方面存在界限的课题。
发明内容
本发明是鉴于上述的课题而完成的，目的在于得到在输出补偿比6dB大的小信号动作水平下也能够使效率提高的高效率放大器。
本发明的高效率放大器具备：把输入信号分配到第1以及第2路径的输入分配电路；与上述第1路径连接的载波放大器；与上述第2路径连接的峰值放大器；与上述第1以及第2路径的输出合成点连接的阻抗变换电路；被连接在上述载波放大器的输出一侧的阻抗基准点与上述输出合成点之间的第1相位线路；被连接在上述输入分配电路与上述峰值放大器之间的第2相位线路；以及被连接在上述峰值放大器的输出一侧的阻抗基准点与上述输出合成点之间的第3相位线路，在上述输入信号的电平小时，对上述第1相位线路的电长度和上述第3相位线路的电长度进行设定，以使得从上述载波放大器的输出一侧的阻抗基准点观看输出一侧的阻抗成为2R+α，其中R是负载电阻，α为正，并且上述第2相位线路的电长度被设定为上述第1相位线路的电长度与上述第3相位线路的电长度之差。
依据本发明，可以得到能够使效率为最大的输出补偿比6dB大，在输出补偿比6dB大的小信号动作水平下也能够使效率提高这样的效果。
附图说明
图1表示本发明实施方式1的高效率放大器的结构和各部分的电长度、输入信号的电平小时的从各部分观看到的阻抗的图。
图2是在史密斯图上描绘了本发明实施方式1的高效率放大器的负载调制的轨迹的图。
图3表示本发明实施方式1的高效率放大器的结构和各部分的电长度、输入信号的电平大时的从各部分观看到的阻抗的图。
图4表示对于本实施方式1的高效率放大器的输出功率的效率特性的图。
图5表示本发明实施方式2的高效率放大器的结构和各部分的电长度、输入信号的电平小时的从各部分观看到的阻抗的图。
图6表示本发明实施方式2的高效率放大器的结构和各部分的电长度、输入信号的电平大时的从各部分观看到的阻抗的图。
图7表示对于本发明实施方式2的高效率放大器的输出功率的效率特性的图。
图8表示本发明实施方式3的高效率放大器的结构和部分的电长度、输入信号的电平小时的从各部分观看到的阻抗的图。
图9表示本发明实施方式3的高效率放大器的隔离器的频率特性的图。
图10表示本发明实施方式4的高效率放大器中的载波放大器以及峰值放大器的内部结构的方框图。
图11表示本发明实施方式4的高效率放大器中的针对相位线路的电长度的载波放大器以及峰值放大器的效率特性的图。
图12表示本发明实施方式5的高效率放大器的结构和各部分的电长度的图。
图13表示针对本发明实施方式5的高效率放大器的输出功率的效率特性的图。
图14表示作为现有的高效率放大器的多尔蒂放大器的结构和各部分的电长度、输入信号的电平小时的从各部分观看到的阻抗的图。
图15表示作为现有的高效率放大器的多尔蒂放大器的结构和各部分的电长度、输入信号的电平大时的从各部分观看到的阻抗的图。
图16表示针对作为现有的高效率放大器的多尔蒂放大器的输出功率的效率特性的图。
具体实施方式
以下，为了更详细地说明本发明，根据附图说明用于实施发明的最佳方式。
实施方式1
图1表示本发明实施方式1的高效率放大器的结构和各部分的电长度、输入信号的电平小时从各部分观看到的阻抗的图。图1表示的高效率放大器具备输入端子1、输入分配电路2、A类或者AB类偏置的载波放大器3、偏移相位线路4、相位线路21、相位线路22、B类或者C类偏置的峰值放大器7、偏移相位线路8、相位线路23、90°相位线路(阻抗变换电路)9以及输出端子10。另外，图1中，与现有的图14相同，图示出载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11、峰值放大器7的输出一侧的阻抗基准点12、由输入分配电路2所分配的路径的输出合成点13。
图1表示的高效率放大器把现有的图14表示的多尔蒂放大器的90°相位线路5置换成相位线路21，把相位线路6置换成相位线路22，在峰值放大器7的输出一侧的阻抗基准点12与输出合成点13之间追加了相位线路23，其它的结构与图14表示的相同。偏移相位线路4的电长度记为θc，把偏移相位线路8的电长度记为θp，把相位线路21的电长度记为θ1，把相位线路22的电长度记为θ3，把相位线路23的电长度记为θ2。
即，在图1表示的高效率放大器中，在载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11与输出合成点13之间连接电长度为θ1的相位线路21，在输入分配电路2与峰值放大器7之间连接电长度为θ3的相位线路22，在峰值放大器7的输出一侧的阻抗基准点12与输出合成点13之间连接电长度为θ2的相位线路23。
图1中，如果把从输出合成点13观看90°相位线路9的阻抗设为R1＝R/2(R是高效率放大器的负载电阻)，把相位线路21的阻抗设为R，则在输入信号的电平小时，为了使效率为最大的输出补偿大于6dB，设定相位线路21的电长度θ1和相位线路23的电长度θ2，使得从载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11观看输出一侧的阻抗为R2＝2R+α(α为正)。
相位线路21是具有下面的公式(1)表示的电长度θ1[deg]的相位线路，被连接在载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11与输出合成点13之间。
[公式1]
&theta; 1 = tan - 1 [ - { R 2 &CenterDot; ( R 2 - R 1 ) R 1 &CenterDot; R 2 - Z 0 2 } 1 2 ] , ( 90 < &theta; 1 < 180 ) - - - ( 1 )
这里，Z0表示相位线路21、23的特性阻抗。
另外，相位线路23是具有下面的公式(2)表示的电长度θ2[deg]的相位线路，被连接在峰值放大器7的输出一侧的阻抗基准点12与输出合成点13之间。
[数2]
&theta; 2 = tan - 1 [ { ( R 1 &CenterDot; R 2 - Z 0 2 ) &CenterDot; ( R 2 - R 1 ) R 1 2 &CenterDot; R 2 } 1 2 ] , ( 0 < &theta; 2 < 90 ) - - - ( 2 )
进而，相位线路22是具有下面的公式(3)表示的电长度θ3[deg]的相位线路，被连接在输入分配电路3与峰值放大器7之间。
[数3]
θ3＝θ1-θ2+θc-θp    (3)
其次说明动作。
在图1的输出信号的电平小时，B类或者C类偏置了的峰值放大器7成为关断状态，即不放大RF信号的状态，只有来自载波放大器3的RF信号输出到输出合成点13。这样，在输入信号的电平小时，由于峰值放大器7成为关断状态，因此从峰值放大器7的输出一侧的阻抗基准点12观看到的峰值放大器7的输出阻抗理想地成为无穷大(开路open)，另外，由于相位线路23的电长度θ2小于90°，因此具有电长度θ2的相位线路23起到容性开路短截线的作用。
从而，从输出合成点13观看相位线路23的阻抗变换成电阻成分小于R/2、且具有容性电抗的阻抗Z1。进而，根据具有电长度θ1的相位线路21的阻抗变换作用，从载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11观看输出一侧的负载阻抗变换成比2R大的实数电阻2R+α。
图2是在史密斯图上描绘高效率放大器的负载调制的轨迹的图。在现有型的多尔蒂放大器中，如图2的虚线所示，相对于负载调制的轨迹成为R/2～R，在本实施方式1的高效率放大器中，如图2的实线所示，负载调制的轨迹成为Z1～2R+α。
图3表示本发明实施方式1的高效率放大器的结构和各部分的电长度、输入信号的电平大时从各部分观看到的阻抗的图，与图1相同的符号是相同的部分。图3中，在输入信号的电平大时，由于B类或者C类偏置了的峰值放大器7成为导通状态，即放大RF信号的状态，因此在输出合成点13把来自载波放大器3以及峰值放大器7的RF信号合成后输出。这时，从载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11以及峰值放大器7的输出一侧的阻抗基准点12观看输出一侧的负载阻抗都成为R。
这里，在高效率放大器中，如果预先进行设计使得当负载阻抗是2R+α时，在载波放大器3中饱和功率小但效率变高，而当负载阻抗是R时，在载波放大器3以及峰值放大器7中饱和功率变大，则在输入信号的电平小时，载波放大器3进行高效动作，在输入信号的电平大时，能够使载波放大器3以及峰值放大器7动作以使得饱和功率变大。
根据以上的两个作用，即，根据与输入信号的电平相对应峰值放大器7的输出被合成到载波放大器3的输出这样的效果，以及与输入信号的电平相对应从载波放大器3以及峰值放大器7观看输出一侧的负载阻抗发生变化这样的作用，在实施方式1中，在来自饱和点的输出补偿大的状态下能够实现高效率的动作。
图4表示针对高效率放大器的输出功率的效率特性的图。这里，把现有的多尔蒂放大器与该实施方式1的高效率放大器进行比较。另外，在该实施方式1中，当输入信号的电平从小信号转变到大信号时，由于从载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11观看输出一侧的阻抗从实数电阻2R+α(α为正)向R转变，因此如图4所示，除去作为多尔蒂放大器的饱和点a以外，在比输出补偿6dB的点b大的输出补偿(6+β)dB(β为正)的点c中能够迎来效率最大点。
由此，在实施方式1中，在输入信号的电平小时，由于能够将从载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11观看输出一侧的阻抗增大比现有型的多尔蒂放大器的阻抗2R还大，因此相应地能够把第1次的效率最大点设定为比现有的多尔蒂放大器的输出补偿6dB的点b的输出补偿大的小信号电平的点c。即，在实施方式1中，在比输出补偿6dB大的小信号动作电平下的高效化更为有效，能够谋求高效化。
在实施方式1中，与现有的多尔蒂放大器相同，在载波放大器3的输出一侧上连接偏移相位线路4，在峰值放大器7的输出一侧上连接偏移相位线路8，而也可以去除偏移相位线路4以及偏移相位线路8，这种情况下，上述的公式(3)成为以下的公式(4)。
θ3＝θ1-θ2    (4)
这样，在实施方式1中，输入分配电路2把输入信号分配到两条路径(第1以及第2路径)，在一个路径上连接载波放大器3，在另一个路径上连接峰值放大器7，在两条路径的输出合成点13上连接90°相位线路(阻抗变换电路)9，在载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11与输出合成点13之间连接相位线路(第1相位线路)21，在输入分配电路2与峰值放大器7之间连接相位线路(第2相位线路)22，在峰值放大器7的输出一侧的阻抗基准点12与输出合成点13之间连接相位线路(第3相位线路)23，在输入信号的电平小时，设定相位线路21的电长度θ1和相位线路23的电长度θ2，以使得从载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11观看输出一侧的阻抗成为2R+α，并且将相位线路22的电长度θ3设定为相位线路21的电长度θ1与相位线路23电长度θ2之差。
如上所述，依据该实施方式1，通过在载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11与输出合成点13之间连接电长度θ1的相位线路21，在输入分配电路2与峰值放大器7之间连接电长度θ3的相位线路22，在峰值放大器7的输出一侧的阻抗基准点12与输出合成点13之间连接电长度θ2的相位线路23，在输入信号的电平小时，设定相位线路21的电长度θ1和相位线路23的电长度θ2，以使得从载波放大器3的输出一侧的阻抗基准点11观看输出一侧的阻抗成为2R+α，并且将相位线路22的电长度θ3设定为相位线路21的电长度θ1与相位线路23的电长度θ2之差，从而可以得到能够使效率为最大的输出补偿大于6dB，在输出补偿比6dB大的小信号动作电平下能够提高效率这样的效果。
实施方式2
图5表示本发明实施方式2的高效率放大器的结构和各部分的电长度、输入信号的电平小时从各部分观看到的阻抗的图。图5表示的高效率放大器在上述实施方式1的图1表示的高效率放大器中追加了相位线路(第4相位线)24，其它的结构与图1相同。
另外，图6表示本发明实施方式2的高效率放大器的结构和各部分的电长度、输入信号的电平大时从各部分观看到的阻抗的图。图6表示的高效率放大器在上述实施方式1的图3表示的高效率放大器中追加了相位线路24，其它的结构与图3相同。
相位线路24是具有下面的公式(5)表示的电长度Δθ[deg]的相位线路，被连接在输入分配电路3与峰值放大器6之间。
Δθ＝θCA-θPA    (5)
这里，θCA是载波放大器3的电长度，θPA是峰值放大器7的电长度。
其次说明动作。
图6中，在输入信号的电平大时，由于B类或者C类偏置了的峰值放大器7成为导通状态，即放大RF信号的状态，因此在输出合成点13把来自载波放大器3以及峰值放大器7的RF信号合成后输出。
这时，在实施方式2中，由于由连接在峰值放大器7的输入一侧的相位线路24对A类或者AB类偏置了的载波放大器3的电长度θCA与B类或者C类偏置了的峰值放大器7的电长度θCA的差Δθ进行了修正，因此来自载波放大器3和峰值放大器7的RF信号能够在输出合成点13上以同相位来合成。从而，提高输入信号电平大的区域中的RF信号的合成效率。
图7表示针对高效率放大器的输出功率的效率特性。这里，把现有的多尔蒂放大器与上述实施方式1的高效率放大器1以及实施方式2的高效率放大器进行比较。如图7所示，在实施方式2中，与上述实施方式1相比较，在输入信号的电平大的区域下的RF信号的合成效率提高，其结果，能够谋求放大器的高效化。
关于其它动作与上述实施方式1相同。
在实施方式2中，与现有的多尔蒂放大器相同，在载波放大器3的输出一侧上连接偏移相位线路4，在峰值放大器7的输出一侧上连接偏移相位线路8，而也可以去除偏移相位线路4以及偏移相位线路8。
如上所述，依据该实施方式2，可以得到与上述实施方式1相同的效果，并且通过由连接在峰值放大器7的输入一侧的相位线路24修正载波放大器3的电长度θCA与峰值放大器7的电长度θCA的差，进一步可以得到能够使效率提高的效果。
实施方式3
图8表示本发明实施方式3的高效率放大器的结构和各部分的电长度、输入信号的电平小时从各部分观看到的阻抗的图。图8表示的高效率放大器在上述实施方式1的图1表示的高效率放大器中的90°相位电路9的输出一侧上追加了具有特性阻抗R的隔离器31，其它的结构与图1相同。
其次说明动作。
图8中，通过连接在90°相位电路9的输出一侧的具有特性阻抗R的隔离器31，把从输出合成点13观看到的负载阻抗确定为R/2。因此，高效率放大器与输出端子10以后的电路状态无关，能够稳定地进行高效率的动作。
图9表示隔离器31的频率特性。隔离器31如图9所示，具有相对于RF信号的频率f0，以RF信号的高次谐波例如2倍频率2f0作为使用频带以外的频率特性，能够抑制发生高次谐波。
在实施方式3中，与现有的多尔蒂放大器相同，在载波放大器3的输出一侧上连接偏移相位线路4，在峰值放大器7的输出一侧连接偏移相位线路8，而也可以去除偏移相位线路4以及偏移相位线路8。
如上所述，依据实施方式3，可以得到与上述实施方式1相同的效果，并且通过在90°相位电路9的输出一侧上连接具有特性阻抗R的隔离器31，从而可以得到能够稳定地进行高效率的动作，能够抑制发生高次谐波这样的效果。
实施方式4
图10是表示本发明实施方式4的高效率放大器中的载波放大器3以及峰值放大器7的内部结构的方框图。图10表示的载波放大器3以及峰值放大器7具备输入端子41、基波匹配电路42、电源端子43、偏置电路44、晶体管(放大元件)45、相位线路(第5相位线路)46、电源端子47、电容器48、90°相位线路49、基波匹配电路50以及输出端子51。
其次说明动作。
图10中，在晶体管45的输入一侧经由偏置电路44供给来自电源端子43的偏置电压。另外，由电容器48以及90°相位线路49构成晶体管45的输出一侧的偏置电路，经由相位线路49以及相位线路46，把来自电源端子47的偏置电压供给到晶体管45的输出一侧。从输入端子41输入的RF信号经由基波匹配电路42由晶体管45进行放大，经过相位线路46以及基波匹配电路50从输出端子51输出。
电容器48设为具有在RF信号的频率f0下成为充分小的阻抗那样的电容的电容器，在90°相位线路49与电源端子47之间在RF信号的频率f0下形成短路点。90°相位线路49如果设为在RF信号的频率f0下电长度为90°长度的短路短截线，则在RF信号的2倍频率2f0下，电长度成为180°的长度，在相位线路46与90°相位线路49之间形成RF信号的2倍频率2f0中的短路点。
如果改变相位线路46的电长度θ0的长度，则由于从晶体管45观看到的直到2倍频率2f0中的短路点为止的距离发生改变，因此从晶体管45观看输出一侧的2倍频率2f0中的阻抗ZL(2f0)发生变化。一般，放大器的效率由于对于2倍频率中的阻抗具有依赖性，因此通过最优化相位线路46的电长度θ0，能够抑制RF信号的2倍频率2f0的高次谐波发生，使载波放大器3以及峰值放大器7的效率最大。
图11表示针对相位线路46的电长度θ0的载波放大器3以及峰值放大器7的频率特性的图，通过使相位线路46的电长度θ0成为最佳的值θOPT，能够抑制RF信号的2倍频率2f0的高次谐波发生，得到载波放大器3以及峰值放大器7的效率Emax。
这样，通过使载波放大器3以及峰值放大器7的效率最大，能够使作为高效率放大器整体的效率最大，即使在输出补偿大的小信号电平下也能够提高效率。
如上所述，依据实施方式4，可以得到与上述实施方式1同样的效果，并且通过经由在RF信号的频率f0下电长度为90°长度的短路短截线的90°相位线路49和相位线路46供给载波放大器3以及峰值放大器7的晶体管45的偏置电压，把相位线路46的电长度θ0设定为减少RF信号的2倍频率2f0的高次谐波，使载波放大器3以及峰值放大器7的效率为最大的值，可以得到即使在输出补偿大的小信号电平下也能够提高效率这样的效果。
实施方式5
图12表示本发明实施方式5的高效率放大器的结构和各部分的电长度的图。图12表示的高效率放大器在上述实施方式1的图1表示的高效率放大器中，追加了与载波放大器3连接的栅极电压发生电路61以及漏极电压发生电路62、与峰值放大器7连接的栅极电压发生电路63以及漏极电压发生电路64，其它的结构与图1相同。
图12中，在载波放大器3以及峰值放大器7中，设使用在供给相同的偏置电压的情况下具有相同的饱和功率的晶体管(未图示)。另外，漏极电压发生电路62供给到载波放大器3的晶体管的偏置电压Vd1设定为比漏极电压发生电路64供给到峰值放大器7的晶体管的偏置电压Vd2小。从而，载波放大器3的饱和功率比峰值放大器7的饱和功率小，能够在比上述实施方式1大的输出补偿点迎来效率最大点。
图13表示针对高效率放大器的输出功率的效率特性的图。这里，把上述实施方式1的高效率放大器与本实施方式5的高效率放大器进行比较。如图13所示，除了作为多尔蒂放大器的饱和点a以外，能够在比输出补偿(6+β)dB的点c大的输出补偿(6+βγ)dB(β，γ为正)的点d迎来效率最大点。
如上所述，依据实施方式5，通过把供给载波放大器3的晶体管漏极的偏置电压Vd1设定为比供给到峰值放大器7的晶体管的漏极的偏置电压Vd2小，从而与上述实施方式1相比较，能够使效率为最大的输出补偿大于6dB，可以得到在输出补偿比6dB大的小信号动作电平下，也能够进一步提高效率这样的效果。
产业上的可利用性
如上所述，本发明的高效率放大器例如适于使效率为最大的输出补偿大于6dB，在输出补偿比6dB大的小信号动作电平下提高效率的技术中。

Claims (5)

1.一种高效率放大器，其特征在于，具备：
把输入信号分配到第1以及第2路径的输入分配电路；
与上述第1路径连接的载波放大器；
与上述第2路径连接的峰值放大器；
与上述第1以及第2路径的输出合成点连接的阻抗变换电路；
被连接在上述载波放大器的输出一侧的阻抗基准点与上述输出合成点之间的第1相位线路；
被连接在上述输入分配电路与上述峰值放大器之间的第2相位线路；以及
被连接在上述峰值放大器的输出一侧的阻抗基准点与上述输出合成点之间的第3相位线路，
在上述输入信号的电平小时，对上述第1相位线路的电长度和上述第3相位线路的电长度进行设定，以使得从上述载波放大器的输出一侧的阻抗基准点观看输出一侧的阻抗成为2R+α，其中R是负载电阻，α为正，并且上述第2相位线路的电长度被设定为上述第1相位线路的电长度与上述第3相位线路的电长度之差。
2.根据权利要求1所述的高效率放大器，其特征在于：
具备被连接在上述输入分配电路与上述载波放大器之间的第4相位线路，
上述第4相位线路的电长度设定为上述载波放大器的电长度与上述峰值放大器的电长度之差。
3.根据权利要求1所述的高效率放大器，其特征在于：
具备连接在上述阻抗变换电路的输出上、且具有特性阻抗R的隔离器。
4.根据权利要求1所述的高效率放大器，其特征在于：
上述载波放大器以及上述峰值放大器经由在上述输入信号的频率下成为电长度为90°长度的短路短截线的90°相位线路和第5相位线路提供内部的放大元件的偏置电压，
上述第5相位线路的电长度设定为抑制上述输入信号的2倍频率的高次谐波发生、使效率为最大的值。
5.根据权利要求1所述的高效率放大器，其特征在于：
被提供到上述载波放大器的内部的放大元件的输出一侧的偏置电压设定为比被提供到上述峰值放大器的内部的放大元件的输出一侧的偏置电压小。
CN2006800265542A 2005-08-01 2006-07-31 放大器 Expired - Fee Related CN101228689B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP222986/2005 2005-08-01
JP2005222986 2005-08-01
PCT/JP2006/315153 WO2007015462A1 (ja) 2005-08-01 2006-07-31 高効率増幅器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101228689A true CN101228689A (zh) 2008-07-23
CN101228689B CN101228689B (zh) 2010-09-22

Family

ID=37708742

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2006800265542A Expired - Fee Related CN101228689B (zh) 2005-08-01 2006-07-31 放大器

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7649412B2 (zh)
EP (1) EP1912328B1 (zh)
JP (1) JPWO2007015462A1 (zh)
KR (1) KR100957895B1 (zh)
CN (1) CN101228689B (zh)
WO (1) WO2007015462A1 (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105850036A (zh) * 2013-12-26 2016-08-10 株式会社东芝 功率放大装置以及功率放大装置的控制方法
CN108259008A (zh) * 2016-12-29 2018-07-06 恩智浦美国有限公司 具有无源相位补偿电路的多尔蒂放大器
CN111630774A (zh) * 2018-01-22 2020-09-04 三菱电机株式会社 放大器

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100862056B1 (ko) 2007-08-06 2008-10-14 (주) 와이팜 광대역 전력 증폭 장치
WO2009066353A1 (ja) * 2007-11-21 2009-05-28 Fujitsu Limited 電力増幅器
JP5132624B2 (ja) * 2009-04-02 2013-01-30 日本電信電話株式会社 高効率増幅器
US8115546B2 (en) * 2009-05-15 2012-02-14 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for maximizing performance of peaking amplifier in doherty amplifier
KR101691418B1 (ko) * 2009-05-15 2017-01-02 삼성전자주식회사 도허티 증폭기에서 피킹 증폭기의 성능을 최적화시키기 위한 장치 및 방법
WO2011046031A1 (ja) * 2009-10-13 2011-04-21 日本電気株式会社 電力増幅器およびその動作方法
KR101709347B1 (ko) * 2009-12-16 2017-03-09 삼성전자주식회사 결합셀 도허티 전력 증폭 장치 및 방법
KR101101515B1 (ko) * 2010-02-03 2012-01-05 삼성전기주식회사 전력 증폭기
KR101677555B1 (ko) * 2010-02-25 2016-11-21 삼성전자주식회사 도허티 증폭기에서 낮은 전력 영역에서의 효율을 향상시키기 위한 장치
US9007142B1 (en) * 2011-08-02 2015-04-14 Anadigics, Inc. Integrated output combiner for amplifier system
EP2806557B1 (en) 2013-05-23 2017-03-08 Ampleon Netherlands B.V. Doherty amplifier
CN103684271A (zh) * 2013-11-22 2014-03-26 小米科技有限责任公司 提高射频功率放大器效率的装置和方法
KR101694709B1 (ko) * 2016-02-04 2017-01-10 포항공과대학교 산학협력단 오프셋 라인의 길이 조절을 이용한 도허티 증폭기의 효율 향상 회로
JP2018085635A (ja) 2016-11-24 2018-05-31 株式会社村田製作所 電力増幅器
CN110291717B (zh) * 2017-02-17 2023-04-04 新唐科技日本株式会社 高频放大器
WO2020166629A1 (en) * 2019-02-13 2020-08-20 Nec Corporation Doherty power amplifier
CN113875150A (zh) 2019-04-23 2021-12-31 三菱电机株式会社 多赫蒂放大器和通信装置
DE112019007283T5 (de) 2019-06-07 2022-02-03 Mitsubishi Electric Corporation Doherty-verstärker
WO2021220338A1 (ja) * 2020-04-27 2021-11-04 三菱電機株式会社 ドハティ増幅器

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5420541A (en) * 1993-06-04 1995-05-30 Raytheon Company Microwave doherty amplifier
AU7154696A (en) * 1995-11-30 1997-06-19 Motorola, Inc. Doherty-type amplifier and tuning method
JP3259703B2 (ja) 1998-12-28 2002-02-25 日本電気株式会社 マイクロ波増幅回路
US6825719B1 (en) * 2000-05-26 2004-11-30 Intel Corporation RF power amplifier and methods for improving the efficiency thereof
SE516847C2 (sv) 2000-07-07 2002-03-12 Ericsson Telefon Ab L M Sammansatt förstärkare samt sändare som innefattar en sådan förstärkare
US6472934B1 (en) * 2000-12-29 2002-10-29 Ericsson Inc. Triple class E Doherty amplifier topology for high efficiency signal transmitters
KR100546491B1 (ko) * 2001-03-21 2006-01-26 학교법인 포항공과대학교 초고주파 도허티 증폭기의 출력 정합 장치
JP4183941B2 (ja) 2001-12-13 2008-11-19 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 高効率増幅器
SE522479C2 (sv) * 2002-01-16 2004-02-10 Ericsson Telefon Ab L M Sammansatt effektförstärkare
SE0200127D0 (en) 2002-01-16 2002-01-16 Ericsson Telefon Ab L M Composite amplifier
US6791417B2 (en) * 2002-01-28 2004-09-14 Cree Microwave, Inc. N-way RF power amplifier circuit with increased back-off capability and power added efficiency using selected phase lengths and output impedances
KR100450744B1 (ko) * 2002-08-29 2004-10-01 학교법인 포항공과대학교 도허티 증폭기
JP4209652B2 (ja) * 2002-09-24 2009-01-14 三菱電機株式会社 高周波電力増幅器
KR100480496B1 (ko) * 2002-11-18 2005-04-07 학교법인 포항공과대학교 도허티 증폭기를 이용한 신호 증폭 장치
JP4248367B2 (ja) * 2003-10-21 2009-04-02 島田理化工業株式会社 電力合成形高効率増幅器
JP2006166141A (ja) 2004-12-08 2006-06-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd ドハティ増幅器

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105850036A (zh) * 2013-12-26 2016-08-10 株式会社东芝 功率放大装置以及功率放大装置的控制方法
CN108259008A (zh) * 2016-12-29 2018-07-06 恩智浦美国有限公司 具有无源相位补偿电路的多尔蒂放大器
CN108259008B (zh) * 2016-12-29 2023-07-14 恩智浦美国有限公司 具有无源相位补偿电路的多尔蒂放大器
CN111630774A (zh) * 2018-01-22 2020-09-04 三菱电机株式会社 放大器
CN111630774B (zh) * 2018-01-22 2023-10-17 三菱电机株式会社 放大器

Also Published As

Publication number Publication date
EP1912328A1 (en) 2008-04-16
KR20080023361A (ko) 2008-03-13
KR100957895B1 (ko) 2010-05-13
CN101228689B (zh) 2010-09-22
EP1912328B1 (en) 2011-09-21
WO2007015462A1 (ja) 2007-02-08
US20090206926A1 (en) 2009-08-20
EP1912328A4 (en) 2009-01-07
JPWO2007015462A1 (ja) 2009-02-19
US7649412B2 (en) 2010-01-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101228689B (zh) 放大器
CN104716908B (zh) 功率放大模块
US8988147B2 (en) Multi-way Doherty amplifier
CN104167994B (zh) 一种幅相可调谐式预失真线性化器
CN105324936B (zh) 功率放大模块
CN101764581A (zh) 在无线通信装置中使用的集成功率放大器
CN106452377A (zh) 一种自适应补偿的射频功率放大器
CN102098008A (zh) 具有多个峰值放大器并具有合成传递特性的多尔蒂放大器
CN103391057A (zh) 一种逆f类功率放大器、发射器及处理方法
US10985715B2 (en) Power amplifier circuit
US20150145602A1 (en) Broadband RF Power Amplifier with Active Load Modulation
CN105207630A (zh) 一种电流复用高线性度的跨导放大器结构
CN103346741B (zh) 一种双路噪声抵消型电流复用低噪声放大器
Jang et al. Linearity Improvement of Power Amplifier Using Modulation of Low Frequency IMD Signals
Park et al. CMOS linear power amplifier with envelope tracking operation
CN101888214A (zh) 效率和线性度提高的Cascode功率放大器
CN109245735B (zh) 一种基于二次谐波注入技术的高效率j类堆叠功率放大器
CN104380598B (zh) 功率放大电路
Cho et al. Compact design of linear Doherty power amplifier with harmonic control for handset applications
CN208539862U (zh) 一种基于波形控制技术的连续逆f类堆叠功率放大器
Chen et al. A 38-GHz-band power amplifier with analog pre-distortion for 1600-MHz transmission bandwidth 64-QAM OFDM modulated signal
JPWO2018109930A1 (ja) ドハティ増幅器
CN108599730B (zh) 一种基于紧凑型谐振器的高效率f类堆叠功率放大器
Kim et al. Advanced design methods of Doherty amplifier for wide bandwidth, high efficiency base station power amplifiers
US11949390B2 (en) Load modulated balanced power amplifier integrated circuits including transformer-based hybrid splitter/combiner circuits

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20100922

Termination date: 20140731

EXPY Termination of patent right or utility model