CN101201638A - 具有电流吸收器的电压调节器及包括其的数字放大器 - Google Patents

Abstract

公开了一种电压调节器，包括电压驱动电路和电流吸收单元。控制电压驱动电路以保持输出节点处的输出信号。电流吸收单元被耦接到输出节点，以产生灌电流，该灌电流用于分流流向输出节点的外部电流。误差放大器从输出信号和参考信号产生控制信号。根据这样的控制信号来控制电压驱动电路和电流吸收单元。

Description

具有电流吸收器的电压调节器及包括其的数字放大器

本申请要求于2006年11月30日向韩国知识产权局提交的2006-119484号韩国专利申请文件的优先权，通过引用的方式将其公开内容全部合并于此。

技术领域

本发明总体上涉及电源，更具体而言，涉及具有用于分流(divert)外部电流的电流吸收器(current sink)的电压调节器，诸如用于数字放大器中。

背景技术

典型地，在各自的半导体芯片中构成执行特定功能的电路和用于向该电路供电的电源电路，这些半导体芯片被集成在一个或多个印刷电路板(Printed circuit board，PCB)上。集成半导体芯片通过PCB上的焊线(bonding wire)或印刷线(printed wire)彼此电连接。

希望电源电路向其它电路提供稳定的电力，而不考虑电源电路与其它电路之间的布线的阻抗变化。具体而言，如果对开关元件的供电发生变化，则用于放大接收信号的带开关的数字放大器增大了诸如三次谐波失真(THD)这样的噪声而降低性能。

电压调节器能够提供稳定的电力而不考虑输出阻抗。具体而言，即使当输入电压与输出电压之间的差值相对较小时也工作的电压调节器被称为低压降(low dropout，LDO)调节器。在2004-30308号韩国专利申请中公开了具有输入与输出电压之间较小差值的LDO调节器。

图1是根据现有技术的传统电压调节器100的电路图。参照图1，电压调节器100包括误差放大器110、分压电路120和电压驱动电路130。误差放大器110放大了在参考电压VREF与反馈电压VFB之间的差值，以产生控制信号CVO。分压电路120通过利用电阻器R1和R2将输出节点N1处的输出电压VO进行电阻式分压(resistive-dividing)来产生反馈电压VFB。

控制信号CVO被施加到电压驱动电路130中的PMOSFET(P沟道金属氧化物半导体场效应晶体管)TSR的栅极。流经PMOSFET TSR的电流受这样的控制信号CVO控制，以在输出节点N1处调整输出电压VO。电容器C1被耦接到输出节点N1。

在电压调节器100中，如果从外部电路流向输出节点N1的反向电流IRV也对电容器C1充电，就会不利地增大输出电压VO。输出电压VO这样的增大影响流经PMOSFETTSR的拉电流(sourcing current)，以致于由电压调节器100所提供的电力变得不稳定。

流经电阻器R1和R2的电流I2远小于流入电容器C1的充电电流I1。因此，不能由电流I2来显著地抑制由反向电流IRV引起的输出电压VO的增大。而且，如果为了增大电流I2而减小分压电阻器R1和R2的阻抗，则会降低电压驱动电路130的电流源输出(current sourcing)能力。

由于数字放大器或开关放大器为了放大的效率而执行开关转换，所以在其中的电压调节器中通常会产生反向电流。不幸的是，随着数字放大器的信噪比(SNR)的降低以及THD(三次谐波失真)特性的恶化，这样的电压调节器的输出电压被反向电流增大。

发明内容

因此，本发明的电压调节器分流这种外部反向电流，以产生稳定的输出电压。

根据本发明的一个方面的电压调节器包括电压驱动电路和电流吸收单元。电压驱动电路被控制以保持输出节点处的输出信号。电流吸收单元被耦接到输出节点，以产生灌电流，该灌电流用于分流流向输出节点的外部电流。

在本发明的一个实施例中，电压调节器还包括误差放大器，用于从输出信号和参考信号产生控制信号。根据该控制信号来控制电压驱动电路和电流吸收单元。

例如，根据控制信号来控制电压驱动电路，以向输出节点提供拉电流，从而使输出信号保持在由参考信号所指示的期望电平上。

在本发明的另一个实施例中，外部电流是从外部源流向输出节点的反向电流。在此情况下，电流吸收单元从输出节点吸收至少一部分反向电流。

在本发明的一个示范性实施例中，电压驱动电路是P-沟道场效应晶体管，其被耦接在高电压源和输出节点之间，具有受到根据控制信号控制的栅极。另外，电流吸收单元是N-沟道场效应晶体管，其被耦接在输出节点和地节点之间，并具有受到根据控制信号控制的栅极。

在本发明的再一个实施例中，电压调节器还包括控制电路，用于从由误差放大器所生成的控制信号中产生第一晶体管控制信号，该第一晶体管控制信号被施加到P-沟道场效应晶体管的栅极。控制电路还从所述控制信号产生第二晶体管控制信号，该第二晶体管控制信号被施加到N-沟道场效应晶体管的栅极。

在本发明的另一个实施例中，误差放大器是差动输入放大器。在此情况下，电压调节器还包括参考电压发生器和反馈电路。参考电压发生器产生施加在差动输入放大器的负输入端的参考信号。反馈电路从输出信号产生施加在差动输入放大器的正输入端的反馈信号。例如，反馈电路包括电阻式分压器，其被耦接在输出节点与差动输入放大器的正输入端之间。

在本发明的另一个实施例中，电压调节器还包括被耦接到输出节点的电容器。

当电压调节器被用于包括驱动电路的数字放大器中时，使用本发明可以获得特殊的优势，所述驱动电路用于放大脉冲宽度调制(PWM)信号以产生放大的PWM信号。在此情况下，电压调节器的电压驱动电路保持被耦接到驱动电路的输出节点的输出电压，该输出电压用于偏置驱动电路。另外，电流吸收单元分流流向输出节点的、由驱动电路产生的反向电流。

在本发明的另一个实施例中，数字放大器还包括低通滤波器，其用于将放大的PWM信号转换为模拟信号。在本发明的再一个实施例中，驱动电路是D类驱动电路。

以这种方式，根据输出信号来控制电压调节器的电流吸收单元，以产生灌电流(sinking current)，该灌电流用于分流至少一部分流向输出节点的外部电流。因此，尽管存在外部电流，由电压发生器提供的输出信号也可以被保持得较稳定。

附图说明

当参照附图详细描述本发明的示范性实施例时，本发明的以上及其它特征和优点将会变得更加明显，附图中：

图1是根据现有技术的传统电压调节器的电路图；

图2是根据本发明的示范性实施例的电压调节器的框图；

图3是根据本发明的示范性实施例的、图2的电压调节器的电路图；

图4是根据本发明的示范性实施例的、具有图2的电压调节器的数字放大器的框图；

图5示出了图4的数字放大器中THD(三次谐波失真)特性的模拟结果；及

图6是根据本发明的示范性实施例的、图2和3的电压调节器工作期间的步骤的流程图。

这里所引用的附图是为了说明的清楚而绘制的，而不一定是按照比例绘制的。

图1、图2、图3、图4、图5和图6中具有相同参考标号的元件指代具有类似结构和/或功能的元件。

具体实施方式

现在将参照附图更充分地描述本发明的实施例。然而，本发明可以以许多不同的形式来具体实施，而不应被解释为局限于这里所提出的实施例。而是，提供这些实施例以使得本公开彻底和完整，并且向本领域技术人员充分传达本发明的范围。贯穿本申请，相似的参考标号指代相似的元件。

应当理解，尽管这里可以使用术语第一、第二等来描述各种元件，但是这些元件不应被这些术语所限制。这些术语用于将一个元件与另一个区分开。例如，在不脱离本发明的范围的条件下，第一元件可以被称为第二元件，并且类似地，第二元件可以被称为第一元件。如这里所用的那样，术语“和/或”包括一个或多个相关列出项中的任意一个及其全部的组合。

应当理解，当一个元件被称为“连接”或“耦接”到另一个元件时，其可以是直接连接或耦接到另一个元件或者存在居间的元件。与此相反，当一个元件被称为被“直接连接”或“直接耦接”到另一个元件时，就不存在居间的元件。用于描述元件之间关系的其它词语应以类似的方式来加以解释(例如，“之间”对“直接之间”，“相邻”对“直接相邻”等)。

这里所用的术语是为了描述具体实施例的目的，不是想要限制本发明。如这里所用的，单数形式“一”和“这个”意在也包括复数形式，除非上下文中明确指明并非如此。还应当理解，术语“由……组成”和/或“包括”在这里被使用时是规定存在所述特征、整体、步骤、操作、元件和/或部件，但不排除存在或添加一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元件、部件和/或其组合。

这里所用的所有术语(包括技术用语和科学术语)都具有与本发明所属领域的普通技术人员之一所通常理解的相同的意义，除非进行了其它的定义。还应当理解，诸如那些在通常所使用的字典中定义的术语，应当被解释为具有与其在相关技术背景下的意义相一致的意义，不应被解释为理想的或过于形式的意义，除非这里明确地这样进行定义。

图2是根据本发明的示范性实施例的电压调节器200的框图。参照图2，电压调节器200包括误差放大器210、电压驱动电路230和电流吸收单元(current sinkingunit)250。图6示出了图2的电压调节器200工作期间的步骤的流程图。

误差放大器210产生电压控制信号CVO，其包括与输出信号的变化有关的信息，输出信号诸如在输出节点N1处的输出电压VO(图6的步骤S100)。电压驱动电路230由电压控制信号CVO控制，以便通过调整拉电流ISR将输出电压VO保持在期望的电平上(图6的步骤S200)。例如，如果减小在输出节点N1处的输出电压VO，那么就会增大拉电流ISR，而如果增大在输出节点N1的输出电压VO，那么就会减小拉电流ISR。

电流吸收单元250基于电压控制信号CVO分流至少一部分反向电流IRV。反向电流IRV是由诸如电压调节器200之外的外部电路这样的外部源所产生的外部电流。电流吸收单元250通过产生流出输出节点N1的灌电流ISK分流至少一部分反向电流IRV(图6的步骤S300)。

当从外部电路产生反向电流IRV时，电压调节器200通过电流吸收单元250迅速吸收(sink)反向电流IRV，以防止输出电压VO被反向电流IRV增大。从而，电压调节器200产生稳定的输出电压。

图3是根据本发明的示范性实施例的、诸如图2的电压调节器这样的电压调节器300的电路图。参照图3，电压调节器300包括用于误差放大器210的差动输入放大器310、反馈电路320、电压驱动电路330、参考电压发生器340和电流吸收单元350。

差动输入放大器310放大诸如参考电压VREF这样的参考信号与诸如反馈电压VFB这样的反馈信号之间的差值，以产生电压控制信号CVO。参考电压VREF由参考电压发生器340产生，并被施加在差动输入放大器310的负输入端。反馈电压VFB被施加在差动输入放大器310的正输入端。

反馈电路320通过将输出节点N1处的输出电压VO进行电阻式分压来产生反馈电压VFB。例如，反馈电路320包括串联耦接的电阻器R1和R2，反馈电路具有在电阻器R1和R2之间的节点N2处所产生的反馈电压VFB。本发明还可以被实践为没有反馈电路320。在此情况下，输出电压VO应当被直接施加到差动输入放大器310的正输入端。

与反馈电路320相类似，参考电压发生器340也可以被实施为具有电阻器，该电阻器被用作用于产生参考电压VREF的分压器。在希望获得更稳定的参考电压的情况下，参考电压发生器340可以被实施为具有带隙(band-gap)参考电压电路。如本领域普通技术人员之一所知的那样，带隙参考电压电路提供稳定的参考电压，其对温度变化不敏感。

电压驱动电路330被高电压源偏置，高电压源在输入节点提供输入电压VI。电压驱动电路330根据控制信号VCO调整拉电流ISR，以便将输出电压VO保持在由参考电压VREF所指示的期望电平。例如，如果减小输出电压VO，那么就会增大拉电流ISR，而如果增大输出电压VO，那么就会减小拉电流ISR。

电流吸收单元350调整灌电流ISK，以便分流从外部源流向输出节点N1的至少一部分或全部反向电流IRV。电流吸收单元350根据控制信号CVO调整灌电流ISK。

电压驱动电路330和电流吸收单元350直接根据控制信号CVO的电平，分别调整拉电流ISR和灌电流ISK。如图3所示，可替换地，电压驱动电路330和电流吸收单元350由得自于控制信号CVO的晶体管控制信号来分别调整拉电流ISR和灌电流ISK。

参照图3，电压驱动电路330由PMOSFET(P沟道金属氧化物半导体场效应晶体管)TSR组成，该PMOSFET TSR具有在其上施加了输入电压VI的源极以及被耦接到输出节点N1的漏极。电流吸收单元350包括NMOSFET(N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管)TSK，该NMOSFET TSK具有被耦接到地节点的源极以及被耦接到输出节点N1的漏极。

电流吸收单元350还包括控制电路355，其用于从如由差动输入放大器310所产生的控制信号CVO来产生第一晶体管控制信号CSR和第二晶体管控制信号CSK。第一晶体管控制信号CSR被施加到电压驱动电路330的PMOSFET TSR的栅极。第二晶体管控制信号CSK被施加到电流吸收单元350的NMOSFET TSK的栅极。

例如，第一和第二晶体管控制信号CSR和CSK由控制电路350调整，以便依据控制信号CVO互补地调整拉电流ISR和灌电流ISK。在本发明的示范性实施例中，控制电路350被实施为AB类控制电路，以使得偏置电流流经PMOSFET TSR和NMOSFETTSK。

根据输出级的操作来分类放大器。具体而言，根据输出级的驱动电路，音频放大器被分为A类、B类、AB类或D类。在A类输出级中，偏置电压被施加到输出晶体管，以使得偏置电流在静音状态下流经输出晶体管。因此，A类输出级不利地具有高功耗和低效率。

B类输出级被配置为防止偏置电流在静音状态下流入输出晶体管。然而，由于输出晶体管被截止，所以当输出信号经过参考电压时，B类输出级具有相当大的交越失真(crossover distortion)。

AB类输出级被配置为在静音状态下具有较小的流入输出晶体管的偏置电流。因此，AB类输出级具有比B类输出级更低的失真以及比A类输出级更高的功率效率。

电压驱动电路330和电流吸收单元350被配置为与AB类输出级类似地具有流经MOSFET TSR和TSK的小偏置电流。这样，当从外部源到输出节点N1产生外部反向电流IRV时，通过NMOSFETTSK的灌电流ISK被迅速增大。以这种方式，在保持电压驱动电路330的电流源输出能力的同时，有效地抑制由反向电流IRV引起的输出电压VO的增大。

外部产生的反向电流IRV被电流I1、I2和灌电流ISK耗尽。流入电容器C1的电流I1通过对电容器C1充电，增大了输出电压VO。流经反馈电路320中的分压电阻器R1和R2的电流I2远小于电流I1，因此不能显著地抑制由反向电流IRV引起的输出电压VO的增大。另外，如果减小电阻器R1和R2的阻抗以增大电流I2，就会不利地减小电压驱动电路330的电流源输出能力。

因此，根据本发明，灌电流ISK被用于使反向电流IRV远离输出节点N1，以便防止输出电压VO增大。因此，尽管存在外部产生的反向电流IRV，电压调节器300仍然提供稳定的输出电压VO。

图4是根据本发明的示范性实施例的数字放大器400的框图。参照图4，数字放大器400包括图2的电压调节器200、脉冲宽度调制(PWM)处理器410、D类驱动电路420和低通滤波器430。

根据本发明的实施例，与图2中所示的或图3的电压调节器300类似地来实施图2的电压调节器200。在此情况下，将电压调节器200的输出节点N1被耦接到D类驱动电路420，以便利用输出电压VO偏置D类驱动电路420。

D类驱动电路420包括PMOSFET MU和NMOSFET MD，这两者都被用作导通/截止(ON/OFF)开关。D类驱动电路420放大施加到晶体管MU和MD的栅极的脉冲宽度调制信号。MOSFET MU和MD的导通阻抗相对较小，因此D类驱动电路420具有高效率的特性。

根据IEC(International Electrotechnical Commssion，国际电工委员会)的标准，D类放大器被定义为“在其中在提供负载的每个有源器件中的电流被载波信号从0转换到最大值，载波信号的调制传达了有用的信号”的任何放大器。将包括了这种D类输出级或这种D类驱动电路的音频放大器称为数字放大器或开关放大器。

如上参照图2和3所述的那样，电压调节器200控制其中的拉电流，以便将输出电压VO保持在用于偏置D类驱动电路420的期望电平。另外，电压调节器200控制其中的灌电流，以便分流由D类驱动电路420产生的反向电流IRV。

D类驱动电路420接收电压调节器200的输出电压VO作为电源电压。D类驱动电路420包括用作导通/截止(ON/OFF)开关的PMOSFET MU和NMOSFETMD，以便放大脉冲宽度调制(PWM)信号来产生放大的PWM信号。

低通滤波器430将来自D类驱动电路420的放大的PWM信号转换为模拟信号。如图4所示，低通滤波器430包括电感器L1和电容器C2，低通滤波器430的特性由时间常数来确定，该时间常数与电感器L1的电感和电容器C2的电容的乘积相对应。

包含了去耦电容器(decoupling capacitor)C3，以便消除由低通滤波器430产生的DC分量或模拟信号的偏移。从而，不含DC分量的模拟信号通过数字放大器400的输出节点N3被输出，数字放大器400具有被耦接在输出节点N3与地节点之间的输出负载RL。可将输出负载RL包含在诸如扬声器这样的声音发生装置中。

数字放大器400基于稳定的电源电压来放大PWM信号，并从而产生具有降低了的噪声的声音信号，其中稳定的电源电压是电压调节器200的输出电压VO。图5示出了图4的数字放大器400中THD(三次谐波失真)特性的模拟结果。

图5示出了当数字放大器400工作在1KHz时钟下的信号的频率分量。当提供了不含噪声的理想电源时，对于操作波(operation wave)1一次谐波2被降低81dB。在包括根据本发明的示范性实施例的电压调节器200的数字放大器400的情况下，一次谐波3被降低74dB，与81dB的理想情况相比，其显示了较小的差值。由此，根据本发明的示范性实施例，包括电压调节器200的数字放大器400具有较好的谐波特性以提供高质量的声音信号。

尽管参照本发明的示范性实施例示出并描述了本发明，但本领域的普通技术人员应当理解，在不脱离如下面的权利要求所定义的本发明的精神和范围的条件下，可以在这里在形式和细节上进行各种变化。

本发明仅限定为下面的权利要求及其等效内容中所定义的那样。

Claims (20)

1.一种电压调节器，包括：

电压驱动电路，其被控制以保持输出节点处的输出信号；和

电流吸收单元，其被耦接到所述输出节点，用于产生灌电流，该灌电流用于分流流向所述输出节点的外部电流。

2.如权利要求1所述的电压调节器，还包括：

误差放大器，用于从所述输出信号和参考信号产生控制信号，

其中，根据该控制信号来控制所述电压驱动电路和所述电流吸收单元。

3.如权利要求2所述的电压调节器，其中，所述电压驱动电路由所述控制信号控制，以向所述输出节点提供拉电流，从而使输出信号被保持在由参考信号所指示的期望电平。

4.如权利要求3所述的电压调节器，其中，所述外部电流是从外部源流向所述输出节点的反向电流。

5.如权利要求4所述的电压调节器，其中，所述电流吸收单元吸收至少一部分流出所述输出节点的反向电流。

6.如权利要求5所述的电压调节器，其中，所述电压驱动电路是P-沟道场效应晶体管，其被耦接在高电压源和输出节点之间，具有受到根据所述控制信号控制的栅极，并且其中，所述电流吸收单元是N-沟道场效应晶体管，其被耦接在输出节点和地节点之间，具有受到根据所述控制信号控制的栅极。

7.如权利要求6所述的电压调节器，还包括：

控制电路，用于从由所述误差放大器所生成的控制信号中产生第一晶体管控制信号，该第一晶体管控制信号被施加到P-沟道场效应晶体管的栅极，以及用于从所述控制信号产生第二晶体管控制信号，该第二晶体管控制信号被施加到N-沟道场效应晶体管的栅极。

8.如权利要求2所述的电压调节器，其中，所述误差放大器是差动输入放大器。

9.如权利要求8所述的电压调节器，还包括：

参考电压发生器，用于产生施加在所述差动输入放大器的负输入端的参考信号。

10.如权利要求9所述的电压调节器，还包括：

反馈电路，用于从所述输出信号产生施加在所述差动输入放大器的正输入端的反馈信号。

11.如权利要求10的电压调节器，其中反馈电路包括：

电阻式分压器，其被耦接在所述输出节点与所述差动输入放大器的正输入端之间。

12.如权利要求1所述的电压调节器，还包括：

电容器，其被耦接到所述输出节点。

13.一种数字放大器，包括：

驱动电路，用于放大脉冲宽度调制信号，以产生放大的脉冲宽度调制信号；及

电压调节器，包括：

电压驱动电路，其被控制以保持被耦接到该驱动电路的输出节点处的输出电压，该输出电压用于偏置该驱动电路；及

电流吸收单元，其被耦接到所述输出节点，用于产生灌电流，该灌电流分流流向所述输出节点的、由所述驱动电路产生的外部电流。

14.如权利要求13所述的数字放大器，还包括：

低通滤波器，用于将所述放大的脉冲宽度调制信号转换为模拟信号。

15.如权利要求13所述的数字放大器，其中，所述驱动电路是D类驱动电路。

16.如权利要求13所述的数字放大器，其中，所述电压调节器还包括：

误差放大器，用于从所述输出电压和所述参考电压产生控制信号，

其中，根据该控制信号控制所述电压驱动电路和所述电流吸收单元。

17.如权利要求16所述的数字放大器，其中，根据所述控制信号所述电压驱动电路控制，以向所述输出节点提供拉电流，从而使输出电压保持在由参考电压所指示的期望电平，并且其中，所述外部电流是从所述驱动电路流向所述输出节点的反向电流。

18.如权利要求17所述的数字放大器，其中，所述电压驱动电路是P-沟道场效应晶体管，其被耦接在高电压源与所述输出节点之间，具有受到根据所述控制信号控制的栅极，并且其中，所述电流吸收单元是N-沟道场效应晶体管，其被耦接在输出节点和地节点之间，具有受到根据所述控制信号控制的栅极。

19.如权利要求16所述的数字放大器，其中，所述误差放大器是差动输入放大器，并且其中，所述电压调节器还包括：

参考电压发生器，用于产生施加在所述差动输入放大器的负输入端的参考电压；和

反馈电路，用于从所述输出电压产生施加在所述差动输入放大器的正输入端的反馈电压。

20.如权利要求19所述的数字放大器，其中，所述反馈电路包括：

电阻式分压器，其被耦接在所述输出节点与所述差动输入放大器的正输入端之间。

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