CN101154932A - 一种emc滤波电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种EMC滤波电路，包括滤波电感(L1)，在所述滤波电感(L1)的绕组上有至少一次抽头引出，所述引出抽头与接地电容或/和跨线电容相连，形成两级或更多级的共模或/和差模滤波电路。本发明的滤波电路在高频段对不同类型的干扰源均具有滤波能力远远大于现有技术中的滤波能力，同时可以减小滤波电路所占PCB面积及整个设备的体积。与现有的EMC电路相比，对于单一干扰源，要达到同等抑制能力下，成本低得多；同时具备对多种干扰源的极强滤波能力。因此，本发明具有很强的可行性和显著的优越性。

Description

一种EMC滤波电路

技术领域

本发明涉及一种EMC(Electro Magnetic Compatibility，电磁兼容性)滤波电路。

技术背景

目前人们对电子设备的电磁兼容问题越来越关注，特别是电子设备的传导发射和辐射发射问题直接影响到人们的身体健康，所以对电子设备的EMC要求也越来越严酷和越来越规范。而电子设备的制造厂家们随着竞争的加剧对设备的成本和体积的要求也越来越高，成本越少、体积越小竞争力就越强。而EMC电路由于其宽频率范围的要求，体积很难做小，特别是滤波电感，为增加其滤波效果，我们通常用环形电感，环形电感绕线复杂，成本难以下降，体积也难以减小。另外高压X电容和Y电容由于现有工艺水平下也难以将容量做大，体积做小。所以在目前的电源模块产品中EMC滤波电路通常要占到整个电源模块体积的五分之一到二分之一左右，成本通常也要占十分之一到三分之一左右，特别是二次电源模块外围配置的EMC滤波电路有时比电源模块本身还要大，有时在体积的限制下，为将EMC问题解决，不得不通过反复更改和测试，同样也增加了大量的研发及测试成本，所以通过技术改进来减小EMC滤波电路的体积和成本就显得至关重要。

上述X电容是指用在失效时不会存在电击危险的场合，当跨线使用电容进行滤波时(相当于此处的差模电容)，因线间存在雷击、开关浪涌等，可能会导致电容冒烟或起火，故各国安全规定对此类电容有特殊安全要求，这类跨线用同时有一定的安全要求的电容，称之为X电容，根据其额定电压和所能承受的尖峰电压等级又可分为X1、X2、X3三类。

上述Y电容是指用在失效时存在电击危险的场合，因此对其电气和机械可靠性有特殊要求，同时对其容量又有一定限制以防止能量危险存在，当然其安全要求更高，这类电容称之为Y电容；根据其额定电压和所能承受的尖峰电压等级又可分为Y1、Y2、Y3和Y4四类。

图1a、1b所示的电路就是通常所用的EMC滤波电路：图1a为共模滤波电路，图1b为差模滤波电路。二者均包含滤波电感L1和与其配合的X电容或Y电容。L、N是单相输入端口两输入端子，L’、N’是输入经滤波后的两输入端子。

这种EMC滤波电路的缺点如下：

1、对于共模滤波电路，其对差模电流型干扰源抑制能力有限；对差模电压型干扰源无抑制能力或抑制能力极小，对高频共模噪音干扰源的抑制能力有限。

2、对于差模滤波电路，对共模干扰源几乎无抑制能力；对差模电压型干扰源抑制能力有限。

3、将共模和差模级连后，虽然会有共模和差模滤波能力，但都会增大体积和成本；且对共模和差模高频抑制能力的限。

4、对于单一干扰源，要达到一定的信号抑制能力，两种滤波电路对电感的电感量和电容的容量要求较高。

5、上述共模电路，对于不对称型干扰源无法选择性滤波，干扰大的线路，传到端口的干扰相对也大。

6、与后面改进型的EMC电路相比，对于单一干扰源，要达到同等抑制能力下，体积大得多。

发明内容

本发明就是为了解决传统EMC滤波电路的上述问题，提出一种新的EMC滤波电路，增强对干扰的抑制能力，且体积小，成本低。

为此，本发明的EMC滤波电路包括滤波电感，其特征是：

在所述滤波电感的绕组上有至少一次抽头引出，所述引出抽头与接地电容或/和跨线电容相连，形成两级或更多级的共模或/和差模滤波电路。

优选地，

所述滤波电感由位于所述滤波电路的某个输入线上的一组绕组形成，所述滤波电感有至少一次抽头引出，所述引出抽头通过跨线电容与所述滤波电路的另一个输入线相连，形成两级或更多级的差模滤波电路。

所述引出抽头与接地电容相连，使所述滤波电路具有共模滤波能力。

所述滤波电感由分别位于所述滤波电路的两个输入线上的两组绕组形成，所述滤波电感的两个绕组各有一次抽头引出，所述引出抽头间通过跨线电容互连，形成两级或更多级的共模和差模滤波电路。

所述每组绕组的抽头避开与另一组绕组的抽头相对称的位置。

所述引出抽头分别与接地电容相连。

所述滤波电感由分别位于所述滤波电路的两个输入线上的两组绕组形成，所述滤波电感有至少三次抽头引出，所述引出抽头间至少通过一个跨线电容互连，所述引出抽头分别与接地电容相连，形成两级或更多级的共模或/和差模滤波电路。

与现有技术相比，本发明的有益效果如下：本发明在不改变其磁环大小和特性、不改变绕线线径和总匝数的前提下，对其绕组进行一次或多次抽头引出，并配以一定的接地电容或/和跨线电容，形成两级或更多级的共模或/和差模滤波电路，增加其对差模电压的滤波能力。理论分析和实验结果均表明，本发明的滤波电路在高频段对不同类型的干扰源均具有滤波能力远远大于现有技术中的滤波能力，同时可以减小滤波电路所占PCB面积及整个设备的体积。与现有的EMC电路相比，对于单一干扰源，要达到同等抑制能力下，成本低得多；同时具备对多种干扰源的极强滤波能力。因此，本发明具有很强的可行性和显著的优越性。

附图说明

图1a是常用的共模滤波电路示意图。

图1b是常用的差模滤波电路示意图。

图2是图1a对差模电压干扰源抑制的等效电路图。

图3是图1a对差模电流干扰源抑制的等效电路图。

图4是图1a对共模电压干扰源抑制的等效电路图的L线部分。

图5是图1a对共模电压干扰源抑制的等效电路图的N线部分。

图6是本发明实施例一改进电路拓朴图。

图7是本发明实施例一的等效电路图。

图8是本发明实施例一对差模电压干扰源抑制的等效电路简化图。

图9是本发明实施例一对差模电流干扰源抑制的等效电路简化图。

图10a是两种EMC对差模电压型噪音抑制能力对比图。

图10b是两种EMC对差模电流型噪音抑制能力对比图。

图10c是两种EMC对共模电压型噪音抑制能力对比图。

图10d是两种EMC对共模电流型噪音抑制能力对比图。

图11是本发明实施例二示意图。

图12是本发明实施例三示意图。

图13是本发明实施例四示意图。

图14是本发明实施例五示意图。

图15是本发明实施例六示意图。

具体实施方式

为了便于下面的描述，下面先对现有的EMC滤波电路的工作原因进行说明并对其滤波效果进行分析。

对于任何一个具体的电路，根据CISPR(COMITE INTERNATIONALSPECIAL DES PERTURBATIONS RADIOECTRIQUES)的标准，其EMC干扰源都可归纳6类，差模电压干扰(UD)、差模电流干扰(ID)、共模电压干扰(UCS)、共模电流干扰(ICS)、共模不对称电压干扰(UCA)、共模不对称电流干扰(ICA)，任何一个实际的电子设备的EMC干扰源都可看作是这6类干扰源的结合。所以对于一个具体的EMC电路可以通过对该EMC电路对这6类干扰源的抑制能力分别进行分析。下面，我们以图1a的共模滤波电路为例，对这种电路对噪音的抑制能力进行理论分析。

我们先对图1a的共模EMC电路对差模电压干扰(UD)、差模电流干扰(ID)的抑制能力进行分析，由于正常情况下电感L1两绕组(为方便说明，假设两绕组电感量为LA、LB)匝数相同，绕在同一磁环上，电感量近似相等。

一、对差模电压干扰源抑制的等效电路可简化如图2所示，其中

LD＝|LA-LB|；

${C1}^{\′}=C1+\frac{C5C6}{C5+C6},$

${C2}^{\′}=C2+\frac{C7C8}{C7+C8},$

VDi为从电路内的差模电压干扰源，为方便说明，忽略干扰源内阻Ri；VDio为差模电压干扰源在电源端口匹配阻抗Zo上的分量。

当LA＝LB时，VDio＝VDi，可见此时EMC滤波网络对差模电压干扰无抑制能力。

当LD＝|LA-LB|＞0时，电路对干扰源的抑制能力从VDio与VDi的传递函数来表达，关系式如下：

$\frac{\mathrm{VDio}}{\mathrm{VDi}}=\frac{\mathrm{Zo}}{\mathrm{Zo}+S^2\mathrm{LDC}{1}^{\′}\mathrm{Zo}+\mathrm{SLD}}$

分母量越大，电路对干扰源的抑制能力越强。

二、对差模电流干扰源抑制的等效电路可简化如图3，电路对差模电流干扰源的抑制能力从Iio与Ii的传递函数来表达，关系式如下：

$\frac{\mathrm{IDio}}{\mathrm{IDi}}=\frac{1}{1+\mathrm{SC}{1}^{\′}\mathrm{Zo}+\mathrm{SC}{2}^{\′}\mathrm{Zo}+S^2\mathrm{LDC}{2}^{\′}+S^3\mathrm{LDC}{1}^{\′}{C2}^{\′}\mathrm{Zo}}$

从式中可知，无论LD是否为零，电路对电流干扰源都有一定的抑制能力。

三、对共模电压干扰源的等效电路可简化如图4、5，其中图4为L线，图5为N线。图5中，

${C5}^{\′}=C5+\frac{C1C6}{C1+C6},$ ${C7}^{\′}=C7+\frac{C8C2}{C8+C2},$

${C6}^{\′}=C6+\frac{C5C1}{C5+C1},$ ${C8}^{\′}=C8+\frac{C2C7}{C2+C7}$

从电路拓朴形式可知，共模与差模是一样的，区别仅在于电感和电容的不同，由于共模两相是对称的，所以其传递函数也应是相同的，另一方面，对称共模与不对称共模仅是两相对地的干扰源能量大小不一样，传递函数是一样的，所以就不一一分开介绍。对于电流干扰源，共模与差模等效电路也是相似的，分析方法相同。下面我们直接写出共模干扰的传递函数，如下式：

$\frac{\mathrm{VCio}}{\mathrm{VCi}}=\frac{\mathrm{Zo}}{\mathrm{Zo}+S^2\mathrm{LAC}{5}^{\′}\mathrm{Zo}+\mathrm{SLA}}=\frac{\mathrm{Zo}}{\mathrm{Zo}+S^2\mathrm{LBC}{6}^{\′}\mathrm{Zo}+\mathrm{SLB}}$

$\frac{\mathrm{ICio}}{\mathrm{ICi}}=\frac{1}{1+\mathrm{SC}{5}^{\′}\mathrm{Zo}+\mathrm{SC}{7}^{\′}\mathrm{Zo}+S^2\mathrm{LD}{7}^{\′}+S^3\mathrm{LDC}{5}^{\′}{C7}^{\′}\mathrm{Zo}}$

$=\frac{1}{1+\mathrm{SC}{6}^{\′}\mathrm{Zo}+\mathrm{SC}{8}^{\′}\mathrm{Zo}+S^2\mathrm{LBC}{8}^{\′}+S^3\mathrm{LBC}{6}^{\′}{C8}^{\′}\mathrm{Zo}}$

从上式我们可以知道，由于共模对称干扰与共模不对称干扰的传递函数是一样的，对于不对称共模干扰而言，共模干扰大的那一相传到端口的干扰量也大，所以这种传统的EMC滤波电路无法解决这种不对称共模干扰问题，除非对电路进行改进或再增加滤波电路。

下面用几个实施例介绍本发明在传统共模EMC电路基础上的改进型EMC滤波电路，其主要改进点在于：我们对传统的EMC滤波电路的滤波电感进行改进，我们在不改变其磁环大小和特性、不改变绕线线径和总匝数的前提下，对其两个绕组进行一次或多次抽头引出，并配以一定的接地电容或/和跨线电容，形成两级或更多级的共模和差模滤波电路，同时可以采用两绕组不对称绕线方式，增加其对差模电压的滤波能力。本发明的滤波电路在高频段对不同类型的干扰源均具有滤波能力远远大于现有技术中的滤波能力，同时可以减小滤波电路所占PCB面积及整个设备的体积。

实施例一

下面我们以一次中间抽头的两绕组不对称绕线方式的改进型共模滤波电路为例，从理论上进行分析此种改进的可行性和优越性，本实施例的电路拓朴图如图6。它的等效电路如图7。

同样，我们从理论上进行计算分析，对差模电压干扰源抑制的等效电路可简化如图8。图8中

${C1}^{\′}=C1+\frac{C5C6}{C5+C6},$ ${C2}^{\′}=C2+\frac{C7C8}{C7+C8},$

${C3}^{\′}=C3+\frac{C4\mathrm{aC}4b}{C4a+C4b},$

L1＝La1-Lb1，L2＝La2-Lb2。

对差模电压干扰源的传递函数如下：

$\frac{\mathrm{VDio}}{\mathrm{VDi}}=\frac{\mathrm{Zo}}{S^{2}L1C{3}^{\′}\mathrm{Zo}+S^{2}L1{C1}^{\′}\mathrm{Zo}+S^{4}L1{L2C3}^{\′}{C1}^{\′}\mathrm{Zo}+S^{2}L2C{1}^{\′}\mathrm{Zo}+S^{3}L1L2{C3}^{\′}+\mathrm{SL}1+\mathrm{SL}2+\mathrm{Zo}}$

同样，我们从理论上进行计算分析，对差模电流干扰源抑制的等效电路可简化如图9，对差模电流干扰源的传递函数如下：

$\frac{\mathrm{IDio}}{\mathrm{IDi}}=\frac{1}{\mathrm{Zs}+1}$

Zs＝S⁵L1L2C2′²C3′Zo+S⁴L1L2C2′C3′+S³(L1C2′C3′Zo+L2C2′²Zo+L2C2′C3′Zo+L1C1′C2′Zo)+S²(L2C2′+L2C3′+L1C2′)+S(ZoC3′+C1′Zo)

对于共模电压干扰，其传递函数分别如下：

$\frac{\mathrm{VCio}}{\mathrm{VCi}}=\frac{\mathrm{Zo}}{\mathrm{ZCs}}$

对于L相而言，ZCs等于：

ZCsa＝S²La1C4a′Zo+S²La1C5′Zo+S⁴La1La2C4a′C5′Zo+S²La2C5′Zo+S³La1La2C4a′+SLa1+SLa2+Zo

对于N相而言，ZCs等于：

ZCsb＝S²Lb1C4b′Zo+S²Lb1C6′Zo+S⁴Lb1Lb2C4b′C6′Zo+S²Lb2C6′Zo+S³Lb1Lb2C4b′+SLb1+SLb2+Zo

对于共模电流干扰，其传递函数分别如下：

$\frac{\mathrm{ICio}}{\mathrm{ICi}}=\frac{1}{\mathrm{ZCIs}+1}$

对于L相而言，ZCIs等于：

ZCIsa＝S⁵La1La2C7′²C4a′Zo+S⁴La1La2C7′C4a′+S³(La1C7′C4a′Zo+La2C7′²Zo+La2C7′C4a′Zo+La1C5′C7′Zo)+S²(La2C7′+La2C4a′+La1C7′)+S(ZoC4a′+C5′Zo)

对于L相而言，ZCIs等于：

ZCIsb＝S⁵Lb1Lb2C8′²C4b′Zo+S⁴Lb1Lb2C8′C4b′+S³(Lb1C8′C4b′Zo+Lb2C8′²Zo+Lb2C8′C4b′Zo+Lb1C6′C8′Zo)+S²(Lb2C8′+Lb2C4b′+Lb1C8′)+S(ZoC4b′+C6′Zo)

对于共模不对称干扰而言，当地对L相的干扰大于地对N相的干扰时，我们可以设计L1电感接在L相的绕组电感量大于N相绕组的电感量；反之亦然，这样就解决了不对称共模干扰引起的两相EMC大小不一的问题，解决了传统EMC滤波电路无法解决的问题

对于新旧两种滤波电路的对噪声的抑制能力从它们的传递函数无法直观看出，它们都是对频率的函数，下面我们作如下合理假设：

C1＝C2＝C3＝1uF；C5＝C6＝C4a＝C4b＝C7＝C8＝1000pF；电感L1为T5材料，LA、LB的匝数为20T，电感量LA与LB近似相等，电感量为1mH，|LA-LB|＝1uH；La1、La2为11T，则其电感量为La1＝La2＝302.5uH；Lb1、Lb2为9T，则其电感量为Lb1＝Lb2＝202.5uH；两种电感的总匝数相同，电源端口匹配阻抗为纯阻性，阻值为50欧姆。

另对为方便对比，假设这里的电容和电感的频率特性均为线性的；同时我们忽略了实际电感和电容存在的各种寄生参数。

表一中我们计算出两种滤波电路对不同干扰源的抑制能力情况。

表一：两种滤波电路对不同干扰源的抑制能力情况表

衰减倍数	传统EMC滤波电路				本发明EMC电路
											差模电压	差模电流	共模电压	共模电流	差模电压	差模电流	共模电压		共模电流
	频率Hz	L	N	L	N
10k						0.99	6.3	1.6	0.9937	0.2							11	1.25	1.11	0.99	0.996
	100k	0.6	50	12.5	0.37						1440	53952	6.89	4.8	0.48	0.64
150k						0.11	52	18.8	0.422	7618							3.88E+5	8.95	6.54	0.312	0.328
	500k	8.8	1235	64.5	15						9.7E+5	1.53E+8	53.5	15.3	14.5	6.48
1M						38	11767	140	69	1.56E+7							4.9E+9	718	301	380	166
	10M	3944	1.2E+7	6432	32314						1.55E+11	4.89E+14	3.71E+6	1.66E+6	1.87E+7	8.38E+6
30M						3.5E+4	3.34E+8	56915	857810	1.26E+13							1.18E+17	2.95E+8	1.32E+8	4.45E+9	1.998E+9
	100M	3.94E+5	1.239E+10	631138	3.17E+7						1.55E+15	4.88E+19	3.64E+10	1.63E+10	1.83E+12	8.2E+11
200M						1.578E+6	9.9E+10	2.52E+6	2.53E+8	2.49E+16							1.56E+21	5.83E+11	2.61E+11	5.85E+13	2.62E+13
	500M	9.86E+6	1.55E+12	1.57E+7	3.96E+9						9.73e+17	1.52E+23	2.27E+13	1.02E+13	5.73E+15	2.56E+15
1G						3.95E+7	1.24E+13	6.3E+7	3.17E+10	1.56E+19							4.89E+24	3.64E+14	1.63E+14	1.83E+17	8.2E+16

结合表一和图10a-10d即可显示本发明与现有技术的差异。图10中，横轴为频率，单位为KHz，纵轴为干扰抑制能力，即对干扰信号的衰减倍数，单位为：倍。

从图10a-10d中，对于EN55022规定的传导和发射频率段内，对于差模电压型噪音，本发明的噪音抑制比是现有技术中的4000～3.9×10¹¹倍；对于差模电流型噪音，本发明的噪音抑制比是现有技术中的2800～3.94×10¹¹倍；这样在保证一定的噪音抑制比前提下，本发明的电路的电容容量可以适当减小，例如对于EPCOS的X2型电容，275Vac1uF的电容的尺寸为11×21×26.5，我们在本发明电路中选用同一厂家两个275Vac0.22uF(尺寸为8×14×18)和一个275Vac0.1uF(尺寸为5×10.5×18)；面积为原来的3/5，体积为原来1/2，而噪音抑制比是现有技术中的650～2.7×10¹⁰倍(差模电压型噪音，150KHz～1GHz)和2～1×10⁹倍(差模电流型噪音，150KHz～1GHz)，可见本发明电路具有明显的优势。对于共模电压型噪音和共模电流型噪音，低频率段(150KHz～800KHz)两种电路抑制比差不多，高频段本发明电路噪音抑制比就明显占优，最大是现有技术中的2.4×10⁶倍。

需要说明的是电容和电感的频率特性一般均是非线性的，以电感为例，电感量是频率的函数：

对于同一种磁芯，在材质和尺寸完全一样的前提下，其电感系数是一样的，由于匝数不同的两个电感，此时电感量之比只与匝数比平方有关，与电感系数无关，也就是与频率无关，所以两种电路对噪音抑制比的比值也与频率无关，所以前面的假设不影响最后的分析结果。

这种方法同样可以应用于三相或更多相的滤波电路当中。

根据上面分析原理，可以做出各种改进的EMC滤波电路。下面几个实施例并非穷举。

实施例二：如图11所示，是一种两绕组抽头不对称方式的滤波电路。采用此种滤波电路，增加的差模电感分量可增强滤波电路的差模滤波能力，还能使滤波电路的共模滤波能力提到提高，同时，可以根据不对称方式的不同及电感量与匝数的平方关系，形成对不对称共模干扰的抑制，也可以根据干扰的频率分布特性，调节不对称抽头位置，使滤波效果达到更优。

实施例三：如图12所示，是一种多抽头的滤波电路。采用此种滤波电路，使滤波电感由原来一级共模变成了两级共模和一级差模级连，再根据实际实际需求配以相应的接地电容和跨线电容，就形成多级滤波电路，使滤波效果达到更优。

实施例四：如图13所示，是一种不对称抽头形成较大差模电感分量的共模滤波电路。采用此种滤波电路，可增强差模滤波能力。

实施例五：如图14所示，是一种带抽头的差模滤波电路。采用这种电路，差模滤波由一级变成两级，其对差模的抑制能力可以进一步增强。

实施例六：如图15所示，是一种带抽头具有不对称共模滤波能力的差模滤波电路。采用这种电路，差模滤波由一级变成两级，其对差模的抑制能力可以进一步增强，同时对相应一相(有电感的一相)的共模干扰信号有了抑制能力。

Claims (7)

1.一种EMC滤波电路，包括滤波电感(L1)，其特征是：在所述滤波电感(L1)的绕组上有至少一次抽头引出，所述引出抽头与接地电容或/和跨线电容相连，形成两级或更多级的共模或/和差模滤波电路。

2.如权利要求1所述的EMC滤波电路，其特征是：所述滤波电感(L1)由位于所述滤波电路的某个输入线上的一组绕组形成，所述滤波电感(L1)有至少一次抽头引出，所述引出抽头通过跨线电容与所述滤波电路的另一个输入线相连，形成两级或更多级的差模滤波电路。

3.如权利要求2所述的EMC滤波电路，其特征是：所述引出抽头与接地电容相连，使所述滤波电路具有共模滤波能力。

4.如权利要求1所述的EMC滤波电路，其特征是：

所述滤波电感(L1)由分别位于所述滤波电路的两个输入线上的两组绕组形成，所述滤波电感(L1)的两个绕组各有一次抽头引出，所述引出抽头间通过跨线电容互连，形成两级或更多级的共模和差模滤波电路。

5.如权利要求4所述的EMC滤波电路，其特征是：

所述每组绕组的抽头避开与另一组绕组的抽头相对称的位置。

6.如权利要求4或5所述的EMC滤波电路，其特征是：

所述引出抽头分别与接地电容相连。

7.如权利要求1所述的EMC滤波电路，其特征是：

所述滤波电感(L1)由分别位于所述滤波电路的两个输入线上的两组绕组形成，所述滤波电感(L1)有至少三次抽头引出，所述引出抽头间至少通过一个跨线电容互连，所述引出抽头分别与接地电容相连，形成两级或更多级的共模或/和差模滤波电路。

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