CN101145734A - 交错式双管正激转换器的控制方法 - Google Patents

交错式双管正激转换器的控制方法 Download PDF

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CN101145734A CNA2006101539024A CN200610153902A CN101145734A CN 101145734 A CN101145734 A CN 101145734A CN A2006101539024 A CNA2006101539024 A CN A2006101539024A CN 200610153902 A CN200610153902 A CN 200610153902A CN 101145734 A CN101145734 A CN 101145734A
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应建平
吴洪洋
陈潇
曾剑鸿
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Abstract

本发明提供一种交错式双管正激转换器的控制方法，该转换器包括二个彼此并联的主转换电路，每一主转换电路包括第一、第二功率半导体开关、第一、第二二极管、一变压器以及一整流开关；该控制方法为成对的功率半导体开关同时导通、但不同时关闭，而是在一组的第一、第二功率半导体开关导通后，另一组的第二功率半导体开关才关闭。

Description

交错式双管正激转换器的控制方法
技术领域
本发明涉及一种交错式双管正激转换器控制方法，特别是指应用于电源供应器的交错式双管正激转换器。
背景技术
随着电源技术的迅速发展，市场对于服务器电源和通信电源的效率(包括满载和轻载时的效率)、可靠度、以及功率密度等性能都提出了更高的需求。在形式多样的转换器当中，交错式双管正激转换器由于所具有的诸多优点而得到了广泛的应用；诸如：变压器初级侧不存在桥式电路的直通问题使得可靠度变高、开关管在一半的输入电压下进行开关使得开关损耗较小、对称式的架构使得其电磁干扰(EMI)噪声较小、变压器次级侧的等效频率是初级侧的两倍而能够减小其次级侧所连接的滤波电感的体积等等。
请参阅图1，其为传统的交错式双管正激转换器的电路图。其中，交错式双管正激转换器10主要由四个开关S1～S4、四个初级侧二极管D1～D4、二个变压器T1～T2、次级侧的二个整流二极管D5～D6和一个续流二极管D7、以及输出端的滤波电感L及滤波电容C(二者形成一滤波电路)所构成。此外，输入端连接于一输入电压源Vin，其一般为前一级转换器的输出；开关S1～S4由功率半导体组件所构成，图中以金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)来表示；至于变压器T1、T2的初级、次级侧线圈匝数比则均为N∶1。
图2为针对图1的交错式双管正激转换器的各晶体管开关进行控制时的时序图，其中横轴为时间，纵轴为各晶体管开关的导通(ON)/关闭(OFF)状态。图3则为在配合图2的控制方法的情形下、图1的交错式双管正激转换器中各变压器与其次级侧各二极管的电压波形图。要注意的是，图2中的各时刻点t0～t4完全对应于图3中的各时刻点。
以下同时参考图2与图3说明图1的交错式双管正激转换器的运作原理。
在t0时刻，晶体管开关S1和S2导通，次级侧的整流二极管D5导通，输入电压源Vin通过变压器T1向输出端(负载)传送能量。
在t1时刻，开关S1和S2同时关闭，此时次级侧的整流二极管D5承受反向电压、发生反向恢复后截止，于是次级侧的续流二极管D7导通；同时，初级侧的高压续流二极管D1和D2导通，变压器在—Vin电压的作用下复位。此时，流经整流二极管D5的电流便转移到续流二极管D7，而当激磁电流减小至零时，二极管D1和D2电流便自然过零而截止。
在t2时刻，另一路转换器的晶体管开关S3和S4导通，整流二极管D6导通，次级侧的续流二极管D7承受反向电压、发生反向恢复后截止，流经续流二极管D7的电流转到整流二极管D6。此时，整流二极管D5所承受的最高反向电压为2Vin/N+Vspike；其中Vspike为续流二极管D7反向恢复所产生的电压峰值。
在上述针对图2所示的传统控制模式所进行的交错式双管正激转换器的工作原理分析中，可以看出：当晶体管开关S1、S2关闭时，负载电流由整流二极管D5转移到续流二极管D7，而在晶体管开关S3、S4导通时，负载电流则由续流二极管D7转移到整流二极管D6。由此可知，在一个完整的工作周期内，次级侧二极管一共发生了四次的反向恢复，其中两次由整流二极管D5和D6产生，另外两次则由续流二极管D7产生。
因此，在图1的交错式双管正激转换器中使用图2的控制方法，会在变压器次级侧的二极管上因为反向恢复而产生较大的开关损耗，使得转换器10整体的效率降低。
请参阅图4，其为日本特开平10-4680号案件所揭示的另一种交错式双管正激转换器的电路图，与图1相比，交错式双管正激转换器40中省去了续流二极管D7，后面将会叙述其原因。图5则为针对图4的交错式双管正激转换器的各晶体管开关进行控制时的时序图，以下参考图5说明图4的交错式双管正激转换器的运作原理。
与图2的控制模式不同之处在于：在图5的控制模式中，晶体管开关S1和S3不再分别与S2和S4同时开关，而是将其导通与关闭的时刻分别控制于晶体管开关S2和S4导通与关闭的之前和之后，如图5所示。
在t0时刻之前，晶体管开关S1处于导通状态，晶体管开关S2处于关闭状态。在t0时刻晶体管开关S2导通，整流二极管D5导通，输入电压源Vin向输出端(负载)传递能量。
在t1时刻，晶体管开关S2关闭，但晶体管开关S1仍然导通，初级侧的续流二极管D1导通，折算到初级侧的负载电流与激磁电流沿着晶体管开关S1、变压器T1及二极管D1续流，而负载电流仍然流经整流二极管D5。
在t2时刻，晶体管开关S3导通，到了t3时刻，晶体管开关S1关闭，初级侧的续流二极管D1、D2导通，变压器T1初级侧的电压变为下正上负；在这个反向电压的作用下，流经二极管D5的负载电流转到整流二极管D6，当流经二极管D5的电流减小到零时二极管D5反向恢复之后截止。同时折算到初级侧的负载电流流经变压器T2、初级侧续流二极管D3以及晶体管开关S3。
在t4时刻，晶体管开关S4导通，初级侧的续流二极管D3承受了Vin的反向电压，使得二极管D3在发生反向恢复后截止；输入电压源Vin经变压器T2向次级侧传输能量。
通过上述对于图4及图5所示的交错式双管正激转换器的工作原理的分析，可以看出：通过改变了图2的传统的控制模式，不再同时导通与关闭晶体管开关S1、S2(S3、S4)，而是按照图5所示的时序进行开关的切换，使得负载电流由二极管D5直接转到二极管D6(或是由二极管D6直接转到二极管D5)，而不再经过续流二极管D7；此为前述的次级侧续流二极管D7可以省略的原因所在。其它的优点是，在一个周期之内，避免了两次续流二极管的反向恢复，减小了反向恢复的开关损耗。
然而，图5的控制方法的缺点在于，初级侧的续流二极管D1、D3在流过负载电流时，其在Vin的反向电压作用下会截止而产生较强的反向恢复，而带来了附加的反向恢复损耗。
综上所述，申请人鉴于前述二种公知技术的缺陷，经过精心试验与研究，设计出本发明，以下为本发明的简要说明。
发明内容
本发明一方面提出一种交错式双管正激转换器的控制方法，交错式双管正激转换器的控制方法，该转换器包括：
一第一功率半导体开关及一第一二极管，该第一功率半导体开关的一端连接于该第一二极管的阴极而构成一输入电源高压端；
一第二功率半导体开关及一第二二极管，该第二功率半导体开关的一端连接于该第一二极管的阳极，该第二二极管的阴极连接于该第一功率半导体开关的另一端，且该第二二极管的阳极连接于该第二功率半导体开关的另一端而构成一输入电源低压端；
一第三功率半导体开关及一第三二极管，该第三功率半导体开关的一端连接于该第三二极管的阴极并且连接至该输入电源高压端；
一第四功率半导体开关及一第四二极管，该第四功率半导体开关的一端连接于该第三二极管的阳极，该第四二极管的阴极连接于该第三功率半导体开关的另一端，且该第四二极管的阳极连接于该第四功率半导体开关的另一端并且连接至该输入电源低压端；
一第一变压器，其初级侧线圈的第一端连接于该第一功率半导体开关与该第二二极管的连接节点，其初级侧线圈的第二端连接于该第二功率半导体开关与该第一二极管的连接节点；
一第一整流开关，其第一端连接于该第一变压器的次级侧线圈的第一端；
一第二变压器，其初级侧线圈的第一端连接于该第三功率半导体开关与该第四二极管的连接节点，其初级侧线圈的第二端连接于该第四功率半导体开关与该第三二极管的连接节点，其次级侧线圈的第二端连接至该第一变压器的次级侧线圈的第二端；及
一第二整流开关，其第一端连接于该第二变压器的次级侧线圈的第一端，其第二端连接于该第一整流开关的第二端；
该控制方法包括步骤如下：
(a)在一控制周期之内，于t0时刻关闭该第一功率半导体开关，并保持该第二功率半导体开关导通；
(b)在t1时刻同时导通该第三与第四功率半导体开关，并在t2时刻关闭该第二功率半导体开关；
(c)在t3时刻关闭该第三功率半导体开关；
(d)在t4时刻同时导通该第一与第二功率半导体开关；
(e)在t5时刻关闭该第四功率半导体开关，之后依序重复上述步骤以进行下一控制周期；
其中，t0<t1<t2<t3<t4<t5。
优选的是，该转换器的控制方法还包括一第二控制方法，其步骤如下：
(a)在一控制周期之内，在t0时刻开通该第二功率半导体开关，并保持该第一功率半导体开关导通；
(b)在t1时刻关闭该第二功率半导体开关；
(c)在t2时刻开通该第三功率半导体开关；
(d)在t3时刻关闭该第一功率半导体开关；
(e)在t4时刻开通该第四功率半导体开关；
(f)在t5时刻关闭该第四功率半导体开关；
(g)在t6时刻开通该第一功率半导体开关；
(h)并在t7时刻关闭该第三功率半导体开关，之后依序重复上述步骤以进行下一控制周期；
其中，t0<t1<t2<t3<t4<t5<t6<t7；
当工作在稳态情况下，该转换器采用该第一控制方法，在保持时间的状态下，该转换器采用该第二控制方法。
优选的是，其中该第一变压器的初级侧线圈相对次级侧线圈的匝数比与该第二变压器的初级侧线圈相对次级侧线圈的匝数比相等。
优选的是，其中所述整流开关为二极管。
优选的是，其中所述变压器的次级侧还耦接于一续流开关，其第一端连接于该第一与第二整流开关的连接节点，其第二端连接于该第一变压器的次级侧线圈的第二端与该第二变压器的次级侧线圈的第二端的连接节点。
优选的是，其中该第一与第二整流开关的连接节点还连接于一滤波电路，该滤波电路包括一滤波电感及一滤波电容。
本发明另一方面提出一种交错式双管正激转换器的控制方法，该转换器包括：
一第一主转换电路，包括：
一第一开关及一第五开关，该第一开关的第一端连接于该第五开关的第一端而构成一输入电源高压端；
一第二开关及一第六开关，该第二开关的第一端连接于该第五开关的第二端，该第六开关的第一端连接于该第一开关的第二端，且该第六开关的第二端连接于该第二开关的第二端而构成一输入电源低压端；
一第一变压器，其初级侧线圈的第一端连接于该第一开关与该第六开关的连接节点，其初级侧线圈的第二端连接于该第五开关与该第二开关的连接节点；及
一第一整流开关，其第一端连接于该第一变压器的次级侧线圈的第一端；及
一第二主转换电路，由第三、第四、第七、第八开关、一第二变压器以及一第二整流开关所构成，其连接关系分别与该第一主开关电路之内的第一、第二、第五、第六开关、该第一变压器以及该第一整流开关完全相同，且该第二主转换电路并联耦接于该第一主转换电路；
该控制方法包括步骤如下：
(a)在一控制周期之内，在t0时刻关闭该第一开关，并保持该第二开关导通；
(b)在t1时刻同时导通该第三与第四开关，并在t2时刻关闭该第二开关；
(c)在t3时刻关闭该第三开关；
(d)在t4时刻同时导通该第一与第二开关；
(e)在t5时刻关闭该第四开关，之后依序重复上述步骤以进行下一控制周期；
其中，t0<t1<t2<t3<t4<t5。
优选的是，其中该转换器的控制方法还包括一第二控制方法，其步骤如下：
(a)在一控制周期之内，在t0时刻开通该第二开关，并保持该第一开关导通；
(b)在t1时刻关闭该第二开关；
(c)在t2时刻开通该第三开关；
(d)在t3时刻关闭该第一开关；
(e)在t4时刻开通该第四开关；
(f)在t5时刻关闭该第四开关；
(g)在t6时刻开通该第一开关；
(h)并在t7时刻关闭该第三开关，之后依序重复上述步骤以进行下一控制周期；
其中，t0<t1<t2<t3<t4<t5<t6<t7；
当工作在稳态情况下，该转换器采用该第一控制方法，在保持时间的状态下，该转换器采用该第二控制方法。
本发明再一方面提出一种交错式双管正激转换器的控制方法，该转换器包括：
M个彼此并联的主转换电路(M≥3)，每一主转换电路包括：
一第一控制开关及一第一续流开关，该第一控制开关的第一端连接于该第一续流开关的第一端而构成一输入电源高压端；
一第二控制开关及一第二续流开关，该第二控制开关的第一端连接于该第一续流开关的第二端，该第二续流开关的第一端连接于该第一控制开关的第二端，且该第二续流开关的第二端连接于该第二控制开关的第二端而构成一输入电源低压端；
一第一变压器，其初级侧线圈的第一端连接于该第一控制开关与该第二续流开关的连接节点，其初级侧线圈的第二端连接于该第一续流开关与该第二控制开关的连接节点；及
一整流开关，其第一端连接于该第一变压器的次级侧线圈的第一端；及
该控制方法包括步骤如下：
在一控制周期之内，
(a)在tp时刻针对第p个主转换电路关闭其第一控制开关同时其第二控制开关保持导通状态；
(b)在tp+1时刻针对第p+1个主转换电路同时导通其第一、第二控制开关；
(c)在tp+2时刻针对第p个主转换电路关闭该第二控制开关；
(d)在之后的各个时刻依序针对第p+i个，第p+i+1个主转换电路重复上述步骤(a)～(c)；及
并于针对第一个主转换电路同时导通其第一与第二控制开关之后才关闭第M个主转换电路的该第二个控制开关；
其中，i＝0，1...，M-1，p＝1，2,...，M。
优选的是，其中该转换器还包括一第二控制方法，其步骤如下：
在一控制周期之内，
(a)在tp时刻针对第p个主转换电路关闭其第一控制开关同时其第二控制开关保持导通状态；
(b)在tp+1时刻针对第p+1个主转换电路导通其第二控制开关；
(c)在tp+2时刻针对第p个主转换电路关闭该第二控制开关；
(d)在tp+3时刻针对第p+1个主转换电路导通其第一控制开关；
(e)在之后的各个时刻依序针对第p+i个，第p+i+1个主转换电路重复上述步骤(a)～(d)；及
并于针对第一个主转换电路同时导通其第二控制开关之后才关闭第M个主转换电路的该第二控制开关；
其中，i＝0，1...，M-1，p＝1，2,...，M。
综上所述，本发明提出一种交错式双管正激转换器的控制方法，其优点在于既可以减小次级侧的反向恢复损耗，又可以避免初级侧的续流二极管的反向恢复。
附图说明
本发明根据下列示图及详细说明，以获得更深入的了解：
图1是传统的交错式双管正激转换器的电路图；
图2是针对图1的交错式双管正激转换器的各晶体管开关进行控制时的时序图；
图3是在配合图2的控制方法的情形下、图1的交错式双管正激转换器中各变压器与其次级侧各二极管的电压波形图；
图4是日本特开平10-4680号案件所揭示的另一种交错式双管正激转换器的电路图；
图5是针对图4的交错式双管正激转换器的各晶体管开关进行控制时的时序图；
图6是使用本发明所提出的控制方法对图1或图4的交错式双管正激转换器的各晶体管开关进行控制时的时序图；
图7是在配合图6的控制方法的情形下、图1(或图4)的交错式双管正激转换器中各变压器与其次级侧各二极管的电压波形图；
图8是图4的交错式双管正激转换器的第一种变化型电路；
图9是图4的交错式双管正激转换器的第二种变化型电路；
图10是图4的交错式双管正激转换器的第三种变化型电路；
图11是使用本发明所提出的控制方法对图10的三路交错式双管正激转换器的各晶体管开关进行控制时的时序图；
图12是使用美国US6,639,814 B2号案件所提出的恒定电压复位(CVR)电路的第一种交错式双管正激转换器的电路图；及
图13是使用美国US6,639,814 B2号案件所提出的恒定电压复位(CVR)电路的第二种交错式双管正激转换器的电路图。
主要组件符号说明
10交错式双管正激转换器
40交错式双管正激转换器
80交错式双管正激转换器
90交错式双管正激转换器
100交错式双管正激转换器
1001主转换电路
C滤波电容
C1、C2电容
D1～D7二极管
L滤波电感
S1～S8开关
T1～T2变压器
Vin输入电压源
具体实施方式
本发明的控制方法可以应用于图1或图4的交错式双管正激转换器10或40中，由于转换器10或40的电路结构已于前述发明内容中完整叙述，因此此处不加以赘述。
请参阅图6，其为使用本发明所提出的控制方法对图1或图4的交错式双管正激转换器的各晶体管开关进行控制时的时序图，其中横轴为时间，纵轴为各晶体管开关的导通(ON)/关闭(OFF)状态。由图6可知，本发明的控制方法与前述二种传统的控制方法的不同处在于，开关S1和S2同时导通，但不同时关闭，而是在开关S3导通后，开关S2才关闭；同样地，开关S3和S4同时导通，但不同时关闭，而是在开关S1导通后，开关S4才关闭。
以图6的时序图来看，在一控制周期之内，在t0时刻关闭开关S1，开关S2仍保持导通状态。接着，在t1时刻同时导通开关S3与S4，并在t2时刻关闭开关S2。t3时刻，关闭开关S3，在t4时刻同时导通开关S1、S2。最后，在t5时刻关闭开关S4，并在之后的时刻依序重复上述步骤以进行下一控制周期，且在同时导通开关S1与S2之后才关闭开关S4。
这种控制方法的特点在于，既可以减小次级侧的反向恢复损耗，又可以避免初级侧的续流二极管的反向恢复。
图7则为在配合图6的控制方法的情形下、图1(或图4)的交错式双管正激转换器中各变压器与其次级侧各二极管的电压波形图。要注意的是，图7中的各时刻点t0～t5完全对应于图6中的各时刻点。
以下同时参考图6与图7说明本发明的交错式双管正激转换器的控制方法。值得一提的是，与前述相同，图中的功率半导体开关都以金属氧化物半导体场效应晶体管来表示，D1～D4则是选用耐压等级较高的二极管，而变压器T1、T2的初级、次级侧线圈匝数比则均为N∶1。
在t0时刻之前，晶体管开关S1和S2同时导通，输入电压源Vin经开关S1、S2、变压器T1向次级侧传输能量，负载电流流经整流二极管D5。
在t0时刻，开关S1关闭，但开关S2仍然保持导通，初级侧的续流二极管D2导通，折算到初级侧的负载电流和激磁电流沿着变压器T1、开关S2初级侧以及续流二极管D2进行续流，变压器T1两端电压为零。
在t1时刻，晶体管S3和S4导通，输入电压源Vin加在变压器T2上，此时变压器T2两端的电压为上正下负，流经整流二极管D5的电流在这个反向电压的作用下转移到整流二极管D6，二极管D5的电流减小到零发生反向恢复后截止。流过变压器T1次级侧的负载电流转移到变压器T2，此时，只剩下激磁电流在变压器T1的初级侧沿着变压器T1、开关S2和二极管D2进行续流。
在t2时刻，开关S2关闭，初级侧的续流二极管D1导通，变压器初级侧的电压变为—Vin，此时，整流二极管D5所承受的最大反向电压为2Vin/N。变压器T1在—Vin的作用下复位，激磁电流减小。而当激磁电流减小至零时，初级侧的续流二极管D1和D2自然过零截止，变压器T1的激磁电感开始与晶体管开关S1和S2的寄生电容谐振。
在t3时刻，晶体管开关S3关闭，初级侧的续流二极管D4导通，变压器T2两端电压从Vin变为零，并在下一个时刻之前最终将变压器T1的两端钳位至零，同时使得开关S1和S2上的电压变为Vin/2，等待下一个周期开通。
t4时刻时，晶体管开关S1、S2导通，电流从二极管D6转移至二极管D5；输入电压Vin经开关S1、S2，变压器T1向次级侧传输能量。
至t5时刻，晶体管开关S4关闭，初级侧的续流二极管D3导通，变压器T2在—Vin的作用下复位，激磁电流减小。此时，整流二极管D6所承受的最大反向电压为2Vin/N。
通过上述对图6所示的控制模式下交错式双管正激转换器工作原理的分析，可以看出：流过整流二极管D5的负载电流，在开关S1关闭之后仍然流过开关D5续流。直到开关S3、S4导通之后，负载电流从整流二极管D5直接转移到整流二极管D6，而不再经过续流二极管D7，因此，续流二极管D7可以省略。由此可知，本发明所述图6的控制方法可以同时应用在图1及图4所示的电路架构中。在一个完整的周期内，次级侧二极管一共只发生两次的反向恢复---分别是整流二极管D5和D6。因此，在图6所示的控制模式下，两次由续流二极管D7产生的反向恢复便可以被避免，相应次级侧二极管的反向恢复损耗也可以减小。同时，因为避免了续流二极管的反向恢复，因此不存在因为续流二极管反向恢复所产生的电压尖峰。相对于图2所示的传统的控制模式，利用本发明的控制方法进行控制的转换器的整流二极管可承受的最大反向截止电压由2Vin/N+Vspike减小到2Vin/N，如果可以选取耐压等级相对较低的整流二极管，其正向导通压降(VF)更小，减小了通态损耗，也进一步提升了效率。
相对于图5所示的第二种传统的交错式双管正激转换器的控制模式，在图6所示的控制方法下，其初级侧的续流二极管D1、D2(D3、D4)均在电流过零时自然截止，避免了在图5所示的控制模式下，初级侧续流二极管流过负载电流时、在Vin的反向电压作用下截止而产生较强的反向恢复的情形，也避免了因初级侧续流二极管的反向恢复所带来的附加损耗和电压尖峰。
请参阅图8，其为图4的交错式双管正激转换器的第一种变化型电路，其中转换器80仅将图4的交错式双管正激转换器的次级侧整流二极管更换为金属氧化物半导体场效应晶体管S5、S6，其同样可以使用本发明的控制方法。
请参阅图9，其为图4的交错式双管正激转换器的第二种变化型电路，其中转换器90仅将图4的交错式双管正激转换器的初级侧续流二极管更换为金属氧化物半导体场效应晶体管S5～S8，其同样可以使用本发明的控制方法。
请参阅图10，其为图4的交错式双管正激转换器的第三种变化型电路，若将电路方块1001视为一主转换电路，则转换器100由M个主转换电路彼此并联所构成，其中M≥3，其同样可以使用本发明的控制方法。
请参阅图11，其为使用本发明所提出的控制方法对图10的M(M＝3)路交错式双管正激转换器的各晶体管开关进行控制时的时序图。
以图11的时序图来看，在一控制周期之内，在t0时刻针对第一个主转换电路关闭开关S1同时开关S2保持导通；接着于t1时刻，针对第二个主转换电路同时导通其开关S3及S4；再在t2时刻关闭开关S2；接着在t3时刻关闭开关S3；然后在t4依序针对第三个主转换电路同时导通其开关S5及S6；再在t5时刻关闭开关S4；在t6时刻关闭开关S5；t7时刻针对第一个主转换电路同时导通其开关S1及S2；在t8时刻关闭开关S6。由图6及图11可归纳出本发明应用于多路交错式双管正激转换器时的控制方法，其中转换器由M个主转换电路彼此并联所构成：
在一控制周期之内，
(a)在tp时刻针对第p个主转换电路关闭其第一控制开关同时其第二控制开关保持导通状态；
(b)在tp+1时刻针对第p+1个主转换电路同时导通其第一、第二控制开关；
(c)在tp+2时刻针对第p个主转换电路关闭该第二控制开关；
(d)在之后的各个时刻依序针对第p+i个，第p+i+1个主转换电路重复上述步骤(a)～(c)；及
并在针对第一个主转换电路同时导通其第一与第二控制开关之后才关闭第M个主转换电路的该第二个控制开关；
其中，i＝0，1...M-1，p＝1，2,...，M。
对于图6所示的交错式双管正激转换器的控制方法来说，变压器T1(T2)的复位开始于开关S2(S4)关闭之后、激磁电流给开关S1(S3)、S2(S4)的结电容充电的时刻；相对于图2所示的传统控制方法，变压器可利用的最大复位时间变短，所以其最大占空比减小，因此不利于对占空比动态范围要求较大(诸如保持时间(hold up time))的场合下。对于这种缺点，一种改善方案在稳态过程中，采用图6所示的控制方法，而在动态过程中，则可将控制模式切换到前述传统的二种控制方法(图2及图5所示)。
除此之外，还可以使用美国US6,639,814 B2号案件所提出的恒定电压复位(CVR)电路，来增加占空比的动态变化范围，如图12及图13所示。
综上所述，本发明提出一种交错式双管正激转换器的控制方法，其优点在于既可以减小次级侧的反向恢复损耗，又可以避免初级侧的续流二极管的反向恢复。
本发明可以通过本领域普通技术人员进行任意修改，都不会脱离如权利要求要保护的范围。

Claims (9)

1.一种交错式双管正激转换器的控制方法，该转换器包括：
一第一功率半导体开关及一第一二极管，该第一功率半导体开关的一端连接于该第一二极管的阴极而构成一输入电源高压端；
一第二功率半导体开关及一第二二极管，该第二功率半导体开关的一端连接于该第一二极管的阳极，该第二二极管的阴极连接于该第一功率半导体开关的另一端，且该第二二极管的阳极连接于该第二功率半导体开关的另一端而构成一输入电源低压端；
一第三功率半导体开关及一第三二极管，该第三功率半导体开关的一端连接于该第三二极管的阴极并且连接至该输入电源高压端；
一第四功率半导体开关及一第四二极管，该第四功率半导体开关的一端连接于该第三二极管的阳极，该第四二极管的阴极连接于该第三功率半导体开关的另一端，且该第四二极管的阳极连接于该第四功率半导体开关的另一端并且连接至该输入电源低压端；
一第一变压器，其初级侧线圈的第一端连接于该第一功率半导体开关与该第二二极管的连接节点，其初级侧线圈之第二端连接于该第二功率半导体开关与该第一二极管的连接节点；
一第一整流开关，其第一端连接于该第一变压器的次级侧线圈的第一端；
一第二变压器，其初级侧线圈的第一端连接于该第三功率半导体开关与该第四二极管的连接节点，其初级侧线圈的第二端连接于该第四功率半导体开关与该第三二极管的连接节点，其次级侧线圈的第二端连接至该第一变压器的次级侧线圈的第二端；及
一第二整流开关，其第一端连接于该第二变压器的次级侧线圈的第一端，其第二端连接于该第一整流开关的第二端；
该控制方法包括步骤如下：
(a)在一控制周期之内，在t0时刻关闭该第一功率半导体开关，并保持该第二功率半导体开关导通；
(b)在t1时刻同时导通该第三与第四功率半导体开关，并在t2时刻关闭该第二功率半导体开关；
(c)在t3时刻关闭该第三功率半导体开关；
(d)在t4时刻同时导通该第一与第二功率半导体开关；
(e)在t5时刻关闭该第四功率半导体开关，之后依序重复上述步骤以进行下一控制周期；
其中，t0＜t1＜t2＜t3＜t4＜t5。
2.如权利要求1所述的控制方法，其中该转换器的控制方法还包括一第二控制方法，其步骤如下：
(a)在一控制周期之内，在t0时刻开通该第二功率半导体开关，并保持该第一功率半导体开关导通；
(b)在t1时刻关闭该第二功率半导体开关；
(c)在t2时刻开通该第三功率半导体开关；
(d)在t3时刻关闭该第一功率半导体开关；
(e)在t4时刻开通该第四功率半导体开关；
(f)在t5时刻关闭该第四功率半导体开关；
(g)在t6时刻开通该第一功率半导体开关；
(h)并在t7时刻关闭该第三功率半导体开关，之后依序重复上述步骤以进行下一控制周期；
其中，t0＜t1＜t2＜t3＜t4＜t5＜t6＜t7；
当工作于稳态情况下，该转换器采用该第一控制方法，在保持时间的状态下，该转换器采用该第二控制方法。
3.如权利要求1所述的控制方法，其中该第一变压器的初级侧线圈相对次级侧线圈的匝数比与该第二变压器的初级侧线圈相对次级侧线圈的匝数比相等。
4.如权利要求1所述的控制方法，其中所述整流开关为二极管。
5.如权利要求1所述的控制方法，其中所述变压器的次级侧还耦接于一续流开关，其第一端连接于该第一与第二整流开关的连接节点，其第二端连接于该第一变压器的次级侧线圈的第二端与该第二变压器的次级侧线圈的第二端的连接节点。
6.如权利要求1所述的控制方法，其中该第一与第二整流开关的连接节点还连接于一滤波电路，该滤波电路包括一滤波电感及一滤波电容。
7.一种交错式双管正激转换器的控制方法，该转换器包括：
一第一主转换电路，包括：
一第一开关及一第五开关，该第一开关的第一端连接于该第五开关的第一端而构成一输入电源高压端；
一第二开关及一第六开关，该第二开关的第一端连接于该第五开关的第二端，该第六开关的第一端连接于该第一开关的第二端，且该第六开关的第二端连接于该第二开关的第二端而构成一输入电源低压端；
一第一变压器，其初级侧线圈的第一端连接于该第一开关与该第六开关的连接节点，其初级侧线圈的第二端连接于该第五开关与该第二开关的连接节点；及
一第一整流开关，其第一端连接于该第一变压器的次级侧线圈的第一端；及
一第二主转换电路，由第三、第四、第七、第八开关、一第二变压器以及一第二整流开关所构成，其连接关系分别与该第一主开关电路之内的第一、第二、第五、第六开关、该第一变压器以及该第一整流开关完全相同，且该第二主转换电路并联耦接于该第一主转换电路；
该控制方法包括步骤如下：
(a)在一控制周期之内，在t0时刻关闭该第一开关，并保持该第二开关导通；
(b)在t1时刻同时导通该第三与第四开关，并在t2时刻关闭该第二开关；
(c)在t3时刻关闭该第三开关；
(d)在t4时刻同时导通该第一与第二开关；
(e)在t5时刻关闭该第四开关，之后依序重复上述步骤以进行下一控制周期；
其中，t0＜t1＜t2＜t3＜t4＜t5。
8.如权利要求7所述的控制方法，其中该转换器的控制方法还包括一第二控制方法，其步骤如下：
(a)在一控制周期之内，在t0时刻开通该第二开关，并保持该第一开关导通；
(b)在t1时刻关闭该第二开关；
(c)在t2时刻开通该第三开关；
(d)在t3时刻关闭该第一开关；
(e)在t4时刻开通该第四开关；
(f)在t5时刻关闭该第四开关；
(g)在t6时刻开通该第一开关；
(h)并在t7时刻关闭该第三开关，之后依序重复上述步骤以进行下一控制周期；
其中，t0＜t1＜t2＜t3＜t4＜t5＜t6＜t7；
当工作在稳态情况下，该转换器采用该第一控制方法，在保持时间的状态下，该转换器采用该第二控制方法。
9.一种交错式双管正激转换器的控制方法，该转换器包括：
M个彼此并联的主转换电路(M≥3)，每一主转换电路包括：
一第一控制开关及一第一续流开关，该第一控制开关的第一端连接于该第一续流开关的第一端而构成一输入电源高压端；
一第二控制开关及一第二续流开关，该第二控制开关的第一端连接于该第一续流开关的第二端，该第二续流开关的第一端连接于该第一控制开关的第二端，且该第二续流开关的第二端连接于该第二控制开关的第二端而构成一输入电源低压端；
一第一变压器，其初级侧线圈的第一端连接于该第一控制开关与该第二续流开关的连接节点，其初级侧线圈的第二端连接于该第一续流开关与该第二控制开关的连接节点；及
一整流开关，其第一端连接于该第一变压器的次级侧线圈的第一端；及
该控制方法包括步骤如下：
在一控制周期之内，
(a)在tp时刻针对第p个主转换电路关闭其第一控制开关同时其第二控制开关保持导通状态；
(b)在tp+1时刻针对第p+1个主转换电路同时导通其第一、第二控制开关；
(c)在tp+2时刻针对第p个主转换电路关闭该第二控制开关；
(d)在之后的各个时刻依序针对第p+i个，第p+i+1个主转换电路重复上述步骤(a)～(c)；及
并于针对第一个主转换电路同时导通其第一与第二控制开关之后才关闭第M个主转换电路的该第二控制开关；
其中，i＝0，1...，M-1，p＝1，2，...，M。
10.如权利要求9所述的控制方法，其中该转换器的控制方法还包括一第二控制方法，其步骤如下：
在一控制周期之内，
(a)在tp时刻针对第p个主转换电路关闭其第一控制开关同时其第二控制开关保持导通状态；
(b)在tp+1时刻针对第p+1个主转换电路导通其第二控制开关；
(c)在tp+2时刻针对第p个主转换电路关闭该第二控制开关；
(d)在tp+3时刻针对第p+1个主转换电路导通其第一控制开关；
(e)在之后的各个时刻依序针对第p+i个，第p+i+1个主转换电路重复上述步骤(a)～(d)；及
并于针对第一个主转换电路同时导通其第二控制开关之后才关闭第M个主转换电路的该第二控制开关；
其中，i＝0，1...，M-1，p＝1，2，...，M。
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