CN101136892A - 基于全相位fft的ofdm调制解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于全相位FFT的OFDM调制解调方法，属于调制解调技术领域。调制解调方法包括如下步骤：在IFFT之后进行全相位预编码生成所需要的信号，要包含所有样值点的全部相位，然后再加上循环前缀；接下来需要在接收端对接收到的信号进行全相位处理；把采样数据经过全相位算法电路处理；利用频谱校正技术进行频谱校正得到准确的子载波振幅，频率；利用星座图进行译码，最终得到数字二进制码。本发明具有如下优点：该技术可以得到无误差的载波相位；在发生频偏时，它所造成的功率泄露远远低于FFT解调的泄露；可以进行频偏校正；可以省去因保持同步而加入的训练序列；能同时降低噪声带给系统的影响，比FFT要低1/3。

Description

基于全相位FFT的OFDM调制解调方法

技术领域

本专利属调制解调技术领域，进一步涉及一种基于全相位FFT的OFDM调制解调方法。

背景技术

OFDM技术的基本原理

OFDM是适用于无线环境下的高速传输技术，除了无线局域网标准(IEEE802.11a、HiperLAN/2)外，还在宽带无线接入(BWA)中得到应用。

图1是OFDM系统在移动通信中应用的原理框图。图2是它的实现图。

在发送端，首先对原始数据进行编码、交织，然后进行串并变换，把一路信号分成并行的N路，通过N点IFFT变换把数据调制到多个相互正交的子载波上并行发送，把IFFT变换后得到的N个样点称作一个OFDM符号，然后把符号的最后L个样点复制到最前面，作为CP，用于抵抗ISI，再通过发射机发送出去。接收端执行与发送端相反的过程，对射频(RF，RadioFrequency)信号下变频后进行抽样，得到离散的样点，然后进行定时估计找到OFDM符号的起始位置，除去CP部分，对CP后面的N个样点作N点FFT变换，然后进行判决解调，如果采用相干解调，那么还需要估计信道参数来辅助解调，解调后数据进行解交织、解码，得到原先的数据。

如图3所示，为一个OFDM符号内包含N个子载波的实例。其中所有的子载波都具有相同的幅值和相位，但在实际应用中，根据数据符号的调制方式，每个子载波都有相同的幅值和相位是不可能的。从图3可以看出，每个子载波在一个OFDM符号周期内包含整数倍个周期，而且各个相邻的子载波之间相差一个周期，这一特性可以用来解释子载波之间的正交性，即：

$\frac{1}{T}{\∫}_0^T\mathrm{exe}\left(j{w}_{n}t\right)\exp \left(j{w}_{m}t\right)\mathrm{dt}=\left\{\begin{array}{c}1,m=n\\ 0,m\≠n\end{array}---\left(1\right)\right.$

这种正交性还可以从频域的角度来解释。根据式子(1)，每个OFDM符号在其周期T内包括多个非零的子载波，因此其频谱可以看作为是周期为T的矩形脉冲的频谱与一组位于各个子载波频率上的δ函数的卷积。矩形脉冲的频谱幅值为sinc(fT)函数，这种函数的零点出现在频率为1/T整数倍的位置上。如图4所示。各个子信道内经过矩形波形成型得到的符号的sinc函数频谱。在每一子载波频率的最大值处，所有其他子信道的频谱值恰好为零。由于在对OFDM符号进行解调的过程中，需要计算每个子载波止取最大值的位置所对应的信早值，因此可以从多个相互重叠的子信道符号频谱中提取出每个子信道符号，而不会受到其他子信道的干扰。由图4可以看出，OFDM符号的频谱实际上可以满足无符号间干扰的奈奎斯特难则，但传统的奈奎斯特准则是在时域上保证前后发送符号之间无干扰影，但在此处指的是在频域中各子信道上不存在于扰，这种消除子信道间干扰(ICI)的方法是通过在时域中使用矩形脉冲成型，在频域中每个子载波的最大值处取样来实现。

DFT的实现

傅立叶变换将时域与频域联系在一起，傅立叶变换的形式有几种，选择哪一种形式的傅立叶变换由工作的具体环境决定。大多数信号处理使用DFT。DFT是常规变换的一种变换形式，其中，信号在时域和频域上均被抽样。由DFT的定义，时间上波形连续重复，因此导致频域上的频谱连续重复。快速傅立叶变换(FFT，Fast Fourier Transform Algorithm)仅是DFT计算应用的一种快速数学方法，由于其高效性，使OFDM发展迅速。

$s_k=s(\mathrm{KT}/N)=\underset{i-0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i\exp \left(j\frac{2\mathrm{\πik}}{N}\right)$

(0≤k≤N-1)                                     (2)

可以看到s_k等效为对d_i进行IDFT运算。同样在接收端，为了恢复原始数据符号d_i，可以对s_k进行逆变换，即DFT：

$d_i=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i\exp (-j\frac{2\mathrm{\πik}}{N})$

(0≤i≤N-1)                                                (3)

根据以上分析可以看到，OFDM系统的调制和解调可以分别由IDFT和DFT来代替。通过N点的IDFT运算，把频域数据符号d_i变换为时域数据符号s_k，经过射频载波调制后，发送出去。其中每个IDFT输出的数据符号s_k都是所有子载波信号经过叠加而生成的。在OFDM系统的实际运用中，可以采用更加方便快捷的IFFT/FFT。N点IDFT运算需要实施N²次的复数乘法，而IFFT可以显著降低复杂度。

保护间隔与循环前缀

(1)保护间隔

OFDM的一个重要特点是可以有效避免由于多径引起的符号间干扰。把输入数据流串并变换到N个并行的子信道中，使得每一个调制子载波的数据周期可以扩人为原始数据符号周期的N倍，因此时延扩展与符号周期的数值比也同样降低N倍。为了消除符号间干扰在OFDM符号之间加入保护间隔(GI，Gard Interval)，GI内可以不插入任何信号，即是一段空白的传输时段。然而在这种情况下，由于多径传播的影响，会产生ICI，很多情况下会在GI中填入循环前缀(CP，CyclicPrefix)。即把OFDM符号的最后几个样点复制到符号的最前面。这样，当信道的最大延迟时间小于CP的长度时，OFDM符号之间的干扰只发生在CP区间，OFDM延时副本内所包含的子载波的周期个数也为整数，在接收端通过去掉CP部分后，可以使OFDM符号不受ISI的影响。CP在发送之前，它被加入到OFDM符号的前端。示意图如图5、图6：

不过。OFDM系统加入GI以后，会带来功率和信息速率的损失，其中功率损失为

${\mathrm{\η}}_{\mathrm{cp}}=10l{\mathrm{og}}_{10}(\frac{L}{N}+1)---\left(4\right)$

当GI占20％时，功率损失不会超过1dB，但是带来的信息损失率高达20％。

(2)循环前缀

为了消除由于多径传播造成的ICI，一种有效的方法是将原来宽度为T的OFDM符号进行周期扩展，用扩展信号来填充保护间隔.如图7所示。将保护间隔内(持续时间用T_g表示)的信号称为循环前缀(Cyclic Prefix，CP)。由图中可以看出，循环前缀中的信号与OFDM符号尾部宽度为T_g的部分相同。在实际系统中OFDM符号在送入信道之前，首先要加入循环前缀，然后送入信道进行传送。在接收端，首先将接收符号开始的宽度为T_g的部分丢弃，然后将剩余的宽度为T的部分进行傅立时变换，然后进行解调。在OFDM符号内加入循环前缀可以保证在一个FFT周期内.OFDM符号的时延副本所包含的波形周期个数也是整数，这样，时延小于保护间隔T_g的时延信号就不会在解调过程中产生比ICI。图8给出了一个多径传输对OFDM符号造成的影响的实例。图中的信道为两径衰落信道，实线表示经第1条路径到达接收端的信号，虚线表示经第2条路径到达的实线信号的时延信号。实际上，OFDM接收机看到的信号是所有信号之和，为了清楚地说明多径的影响，图中给出了每个子载波信号。从图中可以看到OFDM的子载波采用了BPSK调制，即在符号的边界处，载波相位有可能会发生180度的跳变。对于虚线信号来说，这种相位跳变只能发生在实线信号相位跳变之后，而且由于假设多径时延小于保护间隔.所以可以保证在FK的运算时间长度内，不会发生信号相位的跳变。因此，OFDM接收机所看到的仅仅是存在某些相位偏移的、多个单纯连续正弦波形的叠加信号，而且这种叠加也不会破坏子载波之间的正交性。然而如果多径时延超过了保护间隔，则由于FFT运算时间长度内可能会出现信号相位的跳变，因此第1路径信号与第2路径信号的叠加信号内就不再只包括单纯连续正弦波形信号.从而导致子载波之间的正交性有可能遭到破坏，引起ICI.

(3)加入循环前缀后的OFDM系统

加入循环前缀后基于IDFT(IFFT)的OFDM系统框图如图9所示。

同步偏差对OFDM系统性能的影响

无线信道的频率响应曲线大多是非平坦的，而OFDM技术的主要思想就是在频域内将给定信道分成许多正交的子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各个子载波并行传输，这样，尽管总的信道是非平坦的，具有频率选择性，但是每个子信道是相对平坦的，在每个子信道上进行的是窄带传输，信号带宽小于信道的相应带宽，因此就可以大大消除信号波形之间的干扰。由于在OFDM系统中各个子信道的载波相互正交，它们的频谱是相互重叠的，这样不但减小了子载波间的干扰而且又提高了频谱利用率，如图4所示，是OFDM系统的频谱示意图。

(1)载波同步偏差带来的影响

OFDM系统中，N个符号的并行传输会使符号的延续时间更长，因此，它对时间的偏差不敏感。对于无线通信来说，无线信道存在时变性，在传输中存在频率偏移会使OFDM系统子载波之间的正交性遭到破坏，相位噪声对系统也有很大的损害。频率的偏移会使子信道之间产生干扰。OFDM系统的输出信号是多个相互覆盖的子信道的叠加，对子信道之间的正交性有严格要求。无线信道时变性的一种具体体现就是多普勒频移，多普勒频移与载波频率以及移动台的移动速度成正比。多普勒展宽会导致频率发生弥散，使信号发生畸变，从频域上看，信号失真会随发送信道的多普勒展宽的增加而加剧。因此对于要求子载波严格同步的OFDM系统来说，载波的频率偏移多带来的影响会更加严重，如果不采取措施对这种信道间干扰(ICI)加以克服，系统性能很难得到改善。如图10所示，是发生频偏之后的频谱示意图。由于频偏的存在，采样的样值会受到临近载波的干扰，也就是说，采样点不是在临波的零点，(图中实线为实际采样点)而且这种干扰是非常大的。所以载波同步和频偏校正是非常必要的。

载波同步算法

频率偏差实际上分解两个部分：整数部分和小数部分。所谓整数部分是等于子载波间隔的整数倍的那部分偏差；小数部分是指小于子载波间隔的那一部分频率偏差。整数部分仅使信息信号在子信道上平移，并不破坏各个子载波间的正交性，但它却导致整个解调结果完全错误，系统误码率几乎为0.5；而小数部分则会造成子信道干扰，破坏各个子载波间的正交性，导致误码率增大。

OFDM系统估计频偏的方法有三类：数据辅助方法(训练符号法)；非数据辅助方法(盲算法)，利用频域内的接收信号的特性；基于OFDM的循环前缀估计法。系统实现同步算法的实现具体如图11所示，从而可以看出：载波同步是关键。

其中数据辅助(data-aided)估计，这类算法的优点是捕获快、精度高，但是会损失一定的系统效率，适合分组数据通信。非数据辅助(non-dataaided)，即盲估计，它利用OFDM信号的结构，例如由于加循环前缀使OFDM的前端与后端有一定的相关性、利用虚子载波来做估计，以及利用数据经过成型滤波之后的循环平稳特性等方法来做估计。盲估计的最大优点是：避免由于插入导频符号而带来的资源浪费。缺点是为了获得高精度需要几十个甚至几百个OFDM块，捕获时间长，这类算法适合于下行的蜂窝系统、广播系统，因为接收机一直见识下行信道的信号。基于OFDM的循环前缀估计法：利用OFDM符号的结构特征——循环前缀进行估计。不管使用哪种方法，都不可能完全消除载波不同步现象，也就不可能完全消除ICI。

全相位原理

全相位分析方法的提出及其发展，其根本思想是为了解决信号数据截断而产生截断误差而提出的。图像信号截断产生的方块效应、一维信号因截断而在作频谱分析时产生的频谱泄露以及间断信号重构误差等。如图12，全相位数字信号数据预处理可简单的通过以下几点来描述：假设将一个一维信号截断后离散化，其数据长度为2N-1，将这段数据分成N个数据长度为N的数据段，并以中心样本点也即是第N点将每段数据循环移位对齐，然后依次将对应的位相叠加后归一化而得到一段样本长度为N的数据。由此可见，全相位方法主要是通过考虑了数据段中心样本点的所有可能组合而减小信号的截断误差所引入的问题。

假设研究的系统为线性时不变系统，则它满足齐次性、叠加性和时不变性。假设每个N段数据是任意性截断，也即加矩形窗截断。如图12，为了考虑其中心样本的每一种N段数据的截断情况，则总共需要N段数据向量。将这N段数据向量以x(N)对齐循环移位叠加后可得到一段长度为N的数据向量。即全相位数据预处理的最基本思想。图13是N＝4的全相位FFT系统实现电路图。

发明内容

本发明旨在提供一种更加合理的方法来进行OFDM的解调，以最低的代价使载波同步对系统的影响降低到最小。

一种基于全相位FFT的OFDM调制解调方法，包括如下步骤：

第一步，在IFFT之后进行全相位预编码生成所需要的信号，该信号必须符合全相位对样值点的要求，即要包含所有样值点的全部相位，然后再加上循环前缀。图14显示了它的操作过程。

第二步，接下来需要在接收端对接收到的信号进行全相位处理。首先对接收到的信号进行全相位采样，然后把需要处理的2N-1个样值点从序列中提取出来。

第三步，把采样数据经过全相位算法电路处理，即按照图12把2N-1点进行循环移位、叠加得到N个样值点，然后对这N点做FFT处理即可得到我们想要的N个子载波的准确相位。

第四步，利用频谱校正技术进行频谱校正得到准确的子载波振幅，频率。

第五步，利用星座图进行译码，最终得到数字二进制码。至此完成了全相位OFDM的调制和解调过程。

本发明相对于现有的FFT具有如下优点：

(1)该技术可以得到无误差的载波相位；

(2)在发生频偏时，它所造成的功率泄露远远低于FFT解调的泄露；

(3)全相位FFT可以进行频偏校正；

(4)全相位FFT可以省去因保持同步而加入的训练序列；

(5)全相位解调时能同时降低噪声带给系统的影响，比FFT要低1/3。使用全相位的代价可以在发送端进行弥补。

附图说明

图1     OFDM系统原理框图；

图2     OFDM系统基本模型框图；

图3     OFDM符号内包括六个子载波的情况；

图4     OFDM系统中子信道符号频谱；

图5     OFDM的循环前缀结构图；

图6     多径情况下，空闲保护间隔在子载波造成的干扰；

图7     具有循环前缀的OFDM信号；

图8     多径传输对OFDM信号的影响；

图9     加入保护间隔后利用IDFT/DFT实施的OFDM系统框图；

图10    发生频偏后的采样点示意图；

图11    OFDM系统同步算法框图；

图12    全相位的数据处理示意图；

图13    N＝4全相位FFT电路图；

图14    全相位OFDM发端信号的处理；

图15    加入全相位算法后的OFDM系统最佳实施方案图；

图16    传统OFDM解调星座图；

图17    全相位OFDM系统解调星座图；

具体实施方式

前面的过程与传统OFDM完全一样，(以下是全相位算法的具体实施过程)然后进行N阶的IFFT变换，得到N个子载波；进行全相位预编码，即符号复制；插入循环前缀后加载发射出去；对接收到的信号首先去掉循环前缀；对每一个OFDM符号进行采样处理得到相当于原OFDM一个符号的两个原型；对得到的样值使用全相位运算变换，得到最终要处理的N个样值点；对N个样值点采用FFT变换，得到N个子载波的相位、振幅和频率，同时进行频偏校正；通过星座影射得到相应的码元。

在频偏为1.003，载波频率为50KHz，调制方式为4PSK，采样频率为10MHz时的解调星座图对比，为了证明全相位对频偏校正的优势，本系统没有加信道噪声。图16是传统OFDM系统解调的星座图，图17是采用全相位FFT的OFDM系统解调星座图。明显看出：采用全相位后的系统性能要好于传统的OFDM系统。

Claims (1)

1.一种基于全相位FFT的OFDM调制解调方法，包括如下步骤：

第一步，在IFFT之后进行全相位预编码生成所需要的信号，该信号必须符合全相位对样值点的要求，即要包含所有样值点的全部相位，然后再加上循环前缀；

第二步，接下来需要在接收端对接收到的信号进行全相位处理；首先对接收到的信号进行全相位采样，然后把需要处理的2N-1个样值点从序列中提取出来；

第三步，把采样数据经过全相位算法电路处理，即按照图12把2N-1点进行循环移位、叠加得到N个样值点，然后对这N点做FFT处理即可得到我们想要的N个子载波的准确的相位谱；

第四步，利用频谱校正技术进行频谱校正得到准确的子载波振幅，频率；

第五步，利用星座图进行译码，最终得到数字二进制码；至此完成了全相位OFDM的调制和解调过程。

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