CN101133567A - 分集接收机及其增益调节方法 - Google Patents

Abstract

测量各个支路中的接收电平，以对测量结果进行相互比较，从而选择作为最高接收电平的最大接收电平的测量结果。将所有支路的可变增益放大器(6、7)的增益调节至相同值，以使得将可变增益放大器(6、7)的输出电平设置为预设的目标电平，所述所有支路的可变增益放大器包括与最大接收电平相对应的支路所包含的可变增益放大器(6、7)。

Description

分集接收机及其增益调节方法

技术领域

本发明涉及适合用于基于W-CDMA(宽带码分多址)的无线电通信系统的分集(diversity)接收机及其增益调节方法。

背景技术

参照图1，将首先说明在基于W-CDMA的无线电通信系统中使用的传统接收机的配置，该传统接收机没有使用分集接收方案。应当注意的是，图1所示的接收机具有依据直接转换方案的配置，该方案将接收到的射频(RF)信号直接转换成基带信号。例如，在日本专利No.3329264、日本专利No.3479835等中详细描述了基于直接转换的接收机。

如图1所示，在传统接收机中，天线1接收到的信号被LNA(低噪声放大器)2放大。在带通滤波器(BPF)3将处于接收频带之外的不需要的波分量移除之后，正交解调器4将由LNA2提供的信号转换成基带信号。这里，由于采用了直接转换方案，因此本地振荡器(OSC)5产生与所接收的信号的载频相同的频率。

正交解调器4提供两个基带信号，即作为与本地信号同相位的分量的I信号，以及作为与本地信号正交的分量的Q信号。I信号和Q信号被可变增益放大器(VGA：variable gain amplifier)6、7放大，并在处于使用信道之外的不需要的波分量被低通滤波器(LPF)8、9移除之后，被A/D转换器10、11转换成数字信号。

通常，考虑到电路尺寸和工作速度，这里所用的A/D转换器10、11大致为8位。这导致了A/D转换可用的最大无失真输入电平和量化噪声(quantization noise)之间的大约50dB的差异(动态范围)。考虑到输入信号的峰值因子(peak factor)和所需的S/N比率，A/D转换器10、11无法利用它们的全部动态范围。因此，可变增益放大器6、7的增益被调节以使得A/D转换器10、11的输入电平呈现最优值。具体而言，将目标设定为比可以被A/D转换器10、11转换的最大无失真输入电平低大约10dB的电平(称为“目标电平”)，以便调节可变增益放大器6、7的增益。

在I信号和Q信号被转换成数字信号之后，从A/D转换器10、11输出的I信号和Q信号被提供给解调器电路(解调器)  (未示出)以恢复初始信号。此外，从A/D转换器10、11输出的I信号和Q信号还被提供给接收电平测量单元(电平计算)12，以依照下列等式(1)来计算各个时隙(slot)的平均接收电平(功率)P：

[等式1]

$P=\frac{1}{M}\·\underset{i=K+1}{\overset{K+M}{\mathrm{\Σ}}}(I_i^2+Q_i^2)---\left(1\right)$

等式(1)中I、Q的下标指示经数字转换的I信号和Q信号的采样数，而K指示时隙的前一个编号。此外，M指示时隙中的采样数，而K+1指示时隙起始点处的采样数。“时隙”指的是由W-CDMA方案确定的操作处理的单位时间。在W-CDMA方案中，是逐个时隙地计算平均接收电平的，并且可变增益放大器6、7的增益是基于该值来控制的。

由接收电平测量单元12计算得到的平均接收电平P被提供至增益设置电路(增益设置)13。增益设置电路(增益设置)13生成与从接收电平测量单元12接收到的平均接收电平P和目标电平之间的差异相对应的控制信号，以设置可变增益放大器(VGA)6、7的增益。可变增益放大器6、7的已知配置包括：响应于作为控制信号的输入电压而改变增益，或者响应于作为控制信号的数字信号而不连续地控制增益等。以这种方式，进行反馈控制以优化A/D转换器10、11的输入电平。

上文说明了在基于W-CDMA的无线电通信系统等中使用传统接收机的配置，其没有采用分集接收方案。

顺便提及，基于W-CDMA的无线电通信系统目前所使用的无线电频率处于2GHz的频带内，并且与PDC(个人数字蜂窝系统，PersonalDigital Cellular)和其它无线电通信系统所使用的800MHz频带相比，传播特性在室内等中恶化。因此，为了补偿在低电场范围中被恶化的接收性能，也已经进行了对分集接收方案在基于W-CDMA的无线电通信系统中的使用的研究。

对于并不是基于利用W-CDMA方案的一般分集接收机，例如日本专利早期公开No.2002-141844A中描述了其示例性配置。日本专利早期公开No.2002-141844A描述了一种未对其使用直接转换方案的分集接收机，该分集接收机通过将射频信号转换成中频信号，并检测中频信号的包络来测量两个支路(接收机)中的每一个支路的接收功率。

当分集接收方案被应用于基于W-CDMA的无线电通信系统时，如果通过简单使用图1所示的传统接收机来按图2所示地设计基于分集接收的接收机，则将发生如下所述的问题。

图2示出了具有例如两个支路(接收机)A、B的分集接收方案的配置，其中，图1所示的电路按原样被应用于支路A和支路B。然而，只有本地振荡器被支路A、B共用。虽然图2中的各个元件被指定了与图1中相似的标号，但是，支路A中的标号添加了后缀“a”而支路B中的标号添加了后缀“b”用以将它们彼此区分。

在这样的配置中，在每个支路A、B中独立调节可变增益放大器的增益。其调节方法与图1所示电路所用的调节方法完全相似。然而，由于支路A、B的平均接收电平不同，因此调节各个可变增益放大器的增益以使得可变增益放大器所属支路中包括的A/D转换器的输入电平与各目标电平相等。

图3示出了在增益调节之后，图2所示配置中各个支路的可变增益放大器的输出电平。在图3的图解中，纵轴的单位是分贝(dB)。此外，这里假定支路A具有低于支路B的平均接收电平。在这种情况下，由于如上所述在各支路中独立调节可变增益放大器的增益，结果使得各个可变增益放大器的输出电平收敛至目标电平。

这里假定支路B具有30dB的S/N比率(Sb/Nb)。具体地，

[等式2]

$\left[\frac{S_b}{N_b}\right]=30\mathrm{dB}---\left(2\right)$

在这种情况下，在各个支路的接收输入端处的噪声电平相等，并且增益调节之后的信号功率Sa、Sb为：

Sa＝Sb＝目标电平    (3)

因此，假定支路A的平均接收电平较低，例如比支路B的平均接收电平低10dB，则通过下式来计算S/N比率(Sa/Na)：

[等式3]

${\left[\frac{S_a}{N_a}\right]}_{\mathrm{dB}}={\left[\frac{S_b}{N_b}\right]}_{\mathrm{dB}}-10\mathrm{dB}=20\mathrm{dB}---\left(4\right)$

因此，在增益调节之后，支路A的噪声电平Na比支路B在增益调节之后的噪声电平Nb大10dB，且当以真实值表示时，呈现出十倍的功率。

当来自这两个支路的输出信号在随后阶段被组合在一个电路中时(未显示)，各个信号被同相相加，使得总信号功率S计算如下：

[等式4]

$S={(\sqrt{S_a}+\sqrt{S_b})}^2=4\×S_a=4\×S_b---\left(5\right)$

对于噪声，由于支路A和支路B之间不存在相关性，因此总的噪声功率N是这些支路的功率的总和。具体地，

[等式5]

N＝N_a+N_b＝10×N_b+N_b＝11×N_b    (6)

因此，图2所示的整个电路的S/N比率如下计算：

[等式6]

${\left[\frac{S}{N}\right]}_{\mathrm{dB}}={[\frac{4}{11}\×\frac{S_b}{N_b}]}_{\mathrm{dB}}={\left[\frac{S_b}{N_b}\right]}_{\mathrm{dB}}-4.4\mathrm{dB}---\left(7\right)$

S/N比率从仅由支路B接收到的信号的S/N比率恶化4.4dB，支路B呈现了更高的平均接收电平。

以这种方式，当提供了图1所示的两组电路并逐支路地独立地调节增益时，该S/N比率低于从仅由一个支路输出的接收信号中得到的比率，仅由一个支路输出呈现出更高的平均接收信号。另一个缺点在于，用于调节增益的反馈回路的数目与支路的数目相同，这导致复杂的电路配置。

发明内容

因此，本发明的目的是提供能够利用简单的电路配置来降低S/N比率的恶化的分集接收机，以及提供用于其的增益调节方法。

为了实现上述目的，在本发明中，测量了各个支路中的接收电平以对测量结果进行相互比较，从而选择具有最大接收电平的测量结果，所述最大接收电平即最高接收电平。将所有支路的可变增益放大器(包括属于与最大接收电平相对应的支路的可变增益放大器)的增益调节到相同值，从而将可变增益放大器的输出电平设置为预设的目标电平。

因此，与包含两组图1所示的电路并且逐支路地独立调节增益的图2所示的配置相比，本发明的分集接收机和其增益调节方法能够抑制S/N比率的恶化，以产生由于采用分集接收方案而得到的效果。

另外，由于无需在各个支路中分别包括用于增益调节的反馈回路，因此可以减小电路的尺寸。

附图说明

图1是示出了没有采用分集接收方案的传统接收机配置的方框图。

图2是示出了在每个支路中采用图1所示接收机的分集接收机的示例性配置的方框图。

图3是示出了图2所示的分集接收机在经增益调节之后的各个支路的输出电平的图解。

图4是示出了根据本发明的分集接收机的示例性配置的方框图。

图5是示出了图4所示的分集接收机在经增益调节之后的各个支路的输出电平的图解。

具体实施方式

图4是示出了根据本发明的分集接收机的示例性配置的方框图，而图5是显示了图4所示的分集接收机在经增益调节之后的各个支路的输出电平的图解。在图4中，与图2所示的传统接收机中的元件相似的元件被指定与图2中相似的标号。

本发明的分集接收机适合用于具有宽动态范围的接收电平的无线电通信系统，例如W-CDMA方案，其需要精细调节接收机的增益，以进行最佳且稳定的接收。

如图4所示，这个实施例的接收机是包含支路(支路)A、B，以及由支路A、B共用的本地振荡器5和增益设置电路13的分集接收机。

这个实施例的分集接收机的配置与图2所示配置的不同之处在于：其包含用于接收各个支路(支路)A、B的平均接收功率P的电平选择器电路(电平选择)14，以便选择提供给增益设置电路(增益设置)13的最高平均接收功率P(最大接收电平)。在这个实施例的分集接收机中，依照这个电平选择器电路(电平选择)14所选定的最大接收电平来分别调节支路A、B的增益。

更具体而言，基于接收电平测量单元12a、12b的计算结果来进行调节，以使得将包括在呈现出较高平均接收电平的支路中的A/D转换器的输入电平设置为目标电平。换而言之，依照来自增益设置电路(增益设置)13的输出信号，呈现出较低平均接收电平的支路也被设置为与呈现出较高平均接收电平P的支路相同的增益。

因此，在本实施例的配置中，各支路之间的输出信号电平的差异等于各支路接收到的信号之间的电平的差异。另一方面，对于噪声电平，由于信号在具有相同增益的相同配置中通过支路A和支路B，因此各支路呈现出基本上相同的电平。

图5的图解示出了在图4所示的配置经增益调节之后，支路A、B的各个可变增益放大器6a、6b、7a、7b的输出电平。在图5中，纵轴的单位是分贝(dB)。

这里假定支路A所接收的信号电平低于支路B所接收的信号电平。

具体地，假定：

支路B的S/N比率：Sb/Nb＝30dB，

支路A的电平：支路B-10dB，以及

支路A的S/N比率：Sa/Na＝Sb/Nb-10dB＝20dB

在这个实施例中，调节增益以使得将支路B的输出电平设置为目标电平，如图5所示。

在这种情况下，由于支路A、B的增益和电路配置相同，因此噪声功率Na等于Nb。

[等式7]

N_a＝N_b    (8)

另一方面，通过下式来计算支路A的信号功率Sa和支路B的信号功率Sb：

[等式8]

S_a＝100×N_a＝100×N_b         (9)

[等式9]

S_b＝1000×N_b        (10)

将它们彼此同相位地合并以计算总的信号功率S：

[等式10]

$S={(\sqrt{S_a}+\sqrt{S_b})}^2={(\sqrt{100\×N_b}+\sqrt{100\×N_b})}^2=1732.4\×N_b---\left(11\right)$

此外，因为支路之间不存在相关性，所以总的噪声功率N是噪声功率Nb的两倍，因此总噪声功率N计算如下：

[等式11]

N＝N_a+N_b＝2×N_b                  (12)

根据上述，图4所示的整体电路的S/N比率计算如下：

[等式12]

${\left[\frac{S}{N}\right]}_{\mathrm{dB}}={\left[\frac{1732.4\×N_b}{2\×N_b}\right]}_{\mathrm{dB}}=29.4\mathrm{dB}---\left(13\right)$

因此，S/N比率仅比仅在支路B中接收的信号恶化大约0.6dB，仅在支路B中接收的信号呈现出更高的平均接收电平。

尽管上面以包含两个支路(接收机)的配置为例描述了本发明的分集接收机，然而支路的数目不限于两个，而是可以等于或者大于两个。在这种情况下，电平选择器电路(电平选择)14可以接收由多个接收电平测量单元(电平计算)计算得到的各个支路的平均接收电平P，以选择并输出在它们中呈现出最高平均接收电平(最大接收电平)的测量结果。在这种情况下，增益设置电路(增益设置)13基于该最大接收电平来将所有可变增益放大器的增益设置为相同。

根据本发明的分集接收机，对各支路中的接收电平的测量结果进行比较以选择指示作为最高接收电平的最大接收电平的测量结果，并将所有可变增益放大器(包括属于与最大接收电平相对应的支路的可变增益放大器)调节至相同增益，以使得将属于该支路的可变增益放大器的输出电平设置为预设的目标电平。因此，与图2所示的包含两组图1所示电路的配置相比，防止了S/N比率的恶化，并逐支路地独立地对增益进行调节，从而产生由于采用分集接收方案而得到的效果。另外，由于无需在各个支路中分别包括用于增益调节的反馈回路，因此可以减小电路的尺度。

在基于W-CDMA的无线电通信系统中，如上文所述是逐时隙地执行信号处理的。因此，也可以基于各个时隙中的平均接收功率值来控制可变增益放大器的增益。这里，一个时隙中的增益为常数，而在前的处理结果(平均接收功率)反应在下一个时隙中，以基于最大接收电平来将所有的可变增益放大器的增益设置为相同。换而言之，由于包含本实施例的分集接收机的移动终端设备包含存储元素(时隙)，因此，即使通信被干扰也可以利用在前的时隙中的处理结果。例如，在等待状态中(断断续续的接收)或者当没有可用分组时，可以参考在前时隙中的处理结果来进行包括增益调节在内的多种控制。

在图4所示的配置中，诸如位于A/D转换器10a、10b、11a、11b之后的阶段的组合电路和解调器电路(未显示)之类的电路，接收电平测量单元12，电平选择器电路14等可以包含在一个集成电路设备中。在这种情况下，该集成电路只需要向外部(增益设置电路13)输出三个信号，即选通信号、数据和时钟。

另一方面，在图2所示的配置中，从集成电路设备向外部(增益设置电路13)输出两倍那么多的信号。近期的移动终端设备在增加安装区域的尺寸方面经历了极大的困难。如果分集接收方案的使用导致接收机具有更多数目的组件，并因此导致集成电路设备中终端数目的增加(这将需要更大的安装区域)，则该集成电路设备可能无法被安装在移动终端设备中。因此，如果可以限制终端数目的增加，甚至限制到三个，则像本发明中的电路尺寸的减小将产生显著的效果。

Claims (5)

1.一种分集接收机，该分集接收机包含多个支路，所述支路中的每个支路都包含直接转换型接收机，所述分集接收机包含：

多个可变增益放大器，可以对所述可变增益放大器的增益进行控制，用于放大各个所述支路的接收信号；

多个接收电平测量电路，所述接收电平测量电路用于测量各个所述支路中的接收电平以提供测量结果；

接收电平选择器电路，所述接收电平选择器电路用于对各个所述支路中接收电平的测量结果进行比较，以选择并提供作为最高接收电平的最大接收电平的测量结果；以及

增益设置电路，所述增益设置电路用于将所有支路的所述可变增益放大器调节至相同增益，以使得将所述可变增益放大器的输出电平设置为预设的预定值，所述所有支路的可变增益放大器包括属于与所述最大接收电平相对应的支路的可变增益放大器。

2.根据权利要求1的分集接收机，其中：

所述接收电平测量电路逐时隙地计算所述接收电平的平均功率，所述时隙指示预设的预定时间间隔，以提供计算所得的平均功率作为所述接收电平的测量结果，并且

所述接收电平选择器电路确定各个所述时隙的最大接收电平，并基于所述最大接收电平将所有的所述可变增益放大器的增益设置为相同。

3.根据权利要求1或2的分集接收机，其中所述接收电平测量电路和所述接收电平选择器电路包含在一个集成电路设备中。

4.一种用于分集接收机的增益调节方法，所述分集接收机包含多个支路，所述支路中的每个支路都包括直接转换型接收机，所述每个支路包含多个可变增益放大器，可以对所述可变增益放大器的增益进行控制，所述方法包括：

测量各个所述支路的接收电平以提供各个测量结果；

对所述各个支路中的接收电平的测量结果进行相互比较，以选择作为最高接收电平的最大接收电平的测量结果；以及

将所有的所述支路的可变增益放大器的增益调节至相同，以使得将所述可变增益放大器的输出电平设置为预设的预定值，所述所有支路的可变增益放大器包括属于与最大接收电平相对应的支路的可变增益放大器。

5.根据权利要求4的用于分集接收机的增益调节方法，包含：

计算各个时隙的接收电平的平均功率作为所述接收电平的测量的结果，所述时隙是预设的时间间隔；以及

确定各个所述时隙的最大接收电平，并基于所述最大接收电平来将所有的所述可变增益放大器的增益设置为相同。

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