CN101106327A - 多功能集成直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种多功能集成直流功率变换器的设计概念。可以用一个统一的由N型MOSFET所组成的功率变换主电路来实现所有常用的非隔离式同步直流电源变换拓扑功能。同时也提出了一种独特的脉宽调制信号的时序控制方法。使用此种控制方法，直流变换器控制电路既可以作为单独的多功能控制器使用，也可以方便地组成互相协调工作的组合式升降压同步直流变换器。

Description

多功能集成直流变换器

背景介绍

发明所属领域

[0001]

本发明属于在现代直流功率变换领域内的一个创新。本发明提供了一种多功能集成直流变换器的结构和产品设计概念。由该概念设计的产品可以以一个统一的集成直流变换器结构灵活地提供升压(Boost)、降压(Buck)、升降压(Buck-Boost)和(SEPIC)反极性升降压和反激式变换等电路结构及同步、并联等多种直流电源变换操作功能。从而降低了产品的开发成本。缩短了产品开发周期。并为使用者提供了一种简单、高效率，并且功能极佳的直流变换解决方案。并大大地减少了多种产品开发设计的工作量及关键元器件种类。

相关的领域描述

[0002]

随着各种电子技术越来越广泛的应用及分布式电源结构的推广，对非隔离式直流电源变换器的要求也越来越高，并且种类日益多样化。面对这样的情形，电源设计师往往需要选用多种不同的芯片满足不同层次的要求。这不仅使得设计师花费大量的时间去熟悉各种不同的直流变换器集成电路产品和相应的电路设计。同时也使得生产中必须采购多种不同的变换器元器件。另一方面，对于某些特殊的应用要求，如输出电压高于输入电压最低限，但低于输入电压的最高限的情况下，变换器的电路结构往往会面临顾此失彼的情形。采用图1(a)的先升压后降压或涂图1(b)的确先降压后升压的方案，总体效率不高，且所用的元件数量较多。图2的SEPIC(Single Ended Primary Inductance Converter)元件数量较少，但电感结构较复杂并且体积较大。转换效率也不太高。效率最好的是如图3所示的组合式升降压电路(Buck-Boost)结构。这种电路结构需要两个转换电路之间有密切的配合，以达到了效率的协调操作，并避免在变换模式转换过程中所产生的扰动。目前市场上有少量的专用控制芯片来实现这种电路结构。但这类专用芯片只适合于这种特殊的应用场合。用于其它应用时会浪费可观的硬件资源，并且不经济。另外，各种电子线路对直流电源的电流容量及输出电压要求也有很大的差异。

可并联操作的功能将使得直流变换器的容量使用范围大大地扩展。本方案提出了如何以较少种类的直流变换的产品来满足这些日益多样化的需求，并提供了高性能的电路结构，也成为一个具有技术挑战性和实际经济价值的课题。基于上述情形，本发明提出了如下多功能直流电源变换器的设计概念以期用最优化的电路结构和最经济的设计成本以及优良的工作性能来满足尽量广的市场需求。

附图说明

[0003]

图1描述了先升压后降压或先降压后升压电路结构

附图1(a)中的文字注释：

DC+ ---输入电压正极端

DC- ---输入电压负极端

1、7---电感

4、8---电容

2、5---电子功率开关管

3、6---二极管

Vo---输出电压

附图1(b)中的文字注释：

DC+ ---输入电压正极端

DC- ---输入电压负极端

3、5---电感

4、8---电容

1、6---电子功率开关管

2、7---二极管

Vo---输出电压

图2  描述了SEPIC(Single Ended Primary Inductance Converter)

的一般结构

附图中的文字注释：

DC+ ---输入电压正极端

DC- ---输入电压负极端

1、4---电感

3、6---电容

2---电子功率开关管

5---二极管

Vo---输出电压

图3描述了组合式升降压电路(Buck-Boost)结构

附图中的文字注释：

DC+ ---输入电压正极端

DC- ---输入电压负极端

3---电感

6---电容

1、4---电子功率开关管

2、5---二极管

Vo---输出电压

图4  描述了本专利的多功能电源变换器电路拓扑结构示意图附图4(1)中的文字注释：

DC+ ---输入电压正极端

DC- ---输入电压负极端

4---电感

5---电容

2、3---电子功率开关管

1---控制及驱动电路

Vo---输出电压

附图4(2)中的文字注释：

DC+ ---输入电压正极端

DCI- ---输入电压负极端

4---变压器

5---电容

2、2A、2B、3、3A、3B---电子功率开关管

1、1A、1B---控制及驱动电路

Vo---输出电压

图5描述了本专利的脉宽调制时序控制概念

附图5中的文字注释：

VG2、VG3、---功率开关2和3的门极控制信号

VG2A、VG2B、VG3A、VG3B---功率开关2A、2B、

3A、3B的门极控制信号

SYNC_OUT---同步输出信号

图6在升压变换和降压变换操作最小脉宽的控制方法

附图6中的文字注释：

DC+ ---输入电压正极端

GND---接地端

CR---时钟振荡器频率设定端

C---电容

I---电流源

S---放电控制开关开关

R---电阻

t_f---CR振荡波形下降段时间

发明的详细描述

[0004]

本发明的核心思想是用一种特有的电路设计来满足所有主要的直流变换器拓扑架构。电路的多种直流模式选择和同步及并联等功能又可以进一步形成多块直流变换组合操作。以一个高效率核心电路设计来支持多种多样直流电源变换电路需求。该核心电路采用了统一的双型MOSFET桥式电路，所能支持的变换器拓扑结构如图4所示。

[0005]

图4(a)所示为同步式降压(Buck)变压器拓扑，控制及驱动电路1控制功率开关2和3做交替的导通和关断操作。输入端的能量在开关过程中，通过电感4和电容5的储能作用在输出端形成所需要的直流电压。输出电压通过控制开关2的导通占空比进行来调节。输出电压和输入电压的关系为Vo＝D*Vi，其中D即为功率开关2的导通占空比0＜D＜1.图4(b)所示为同步式升压(Boost)变换器拓扑，功率开关2和3在控制驱动电路1的控制下做交替导通关断操作。输入端能量在开关操作过程通过电感4和电容5的储能作用在输出端形成所需要的直流电压。输出电压的高低通过控制功率开关3的导通占空比进行调节。输出电压和输入电压关系为Vo＝Vi/1-D，其中D是功率开关3的导通占空比0＜D＜1。图4(a)的降压变换电路只能提供低于输入电压的输出电压。而在图4(b)的升压变换电路中，输出电压一定要高于输入电压。否则无法实现调节控制。图4(c)和图4(d)所示的转换电路可以获得任意值的输出电压。也即输出电压值可以比输入电压低也可以比输入电压高。故称为升降压变换电路。又因为输出电压和输入电压极性相反。所以准确地说是反极性升降压变换电路。

输出电压和输入电压关系为Vo＝(D/1-D)*(Vi)。其中D为图4(c)中功率开关3和图4(d)中功率开关2的导通占空比0＜D＜1。

[0006]

要取得和输入电压极性相同，且任意可调的输出电压转换电路相对比较复杂。图1中所示的先升压后降压或先降压后升压电路结构即为一个例子。类似这样的做法所用的元器件数量比较多，效率方面的功率转换损失也比较大。图4(e)所示的组合式升降压转换电路只使用一个电感和一个电容，即可以获得和输入同极性的任意输出电压，而且可以达到很高的转换效率。当输入电压高于输出电压时，由2B、3B和4、5组成的升压电路进入饱和状态，也即3B截止，2B全导通，输出电压由2A、3A组成的降压电路来调节。当输入电压低于输出电压时，由2A、3A和电感4，电容5组成降压变换电路进入饱和状态，既3A截止，2A全导通，输出电压由2B、3B和电感4、电容5组成升压电路来调节。这种变换电路在大部分输入电压范围内只有一组变换器电路进行开关操作，另一组处于饱和状态。只有开关管直流导通损耗，故其效率比较高。在输入电压非常接近输出电压时，升压电路和降压电路进入临界交替状态。这时这两组电路的开关操作需要很好地协调。以保证平稳地过渡过程。同时，两组电路的开关动作也需要同步。在这种情况下，使用本专利所定义的多功能集成变换器电路1A和1B，组合起来如图4(e)中所示，1A设置为降压变换工作模式，1B设置为升压变换模式，两个电路通过特定的控制接口信号可以互相同步协调动作来完成上述的组合式升降压变换操作。

[0007]

除了图4(e)所示的组合式升降压变换电路拓扑，本专利的电路概念还可以支持反激式和SEPIC转换电路。这两种电路所用的元器件更少。但在能量转换过程中所经过的损耗环节比较多，效率低于图4(e)所示的组合式升降压电路。图4(f)所示为反激式变换电路结线方式。图4(g)为SEPIC电路拓扑。图4(f)中变压器4的漏电感会额外增加转换过程的能量消耗。图4(g)比图4(f)中的电路多增加了一个电容器6，该电容可以吸收变压器4初级的漏感能量，并在下一个开关周期开关2导通时，把能量转换到变压器的次级成为有用的输出能量。

[0008]

在实现上述变换功能时，只需把转换控制电路1设定在升压模式即可以有效地控制图4(f)和图(g)所示的电路操作。

[0009]

这里应该强调用本发明的概念所设计的产品可以有多种不同的组合方式。既可以是如图4电路中所示的控制驱动电路1，做成一个单独的控制芯片，使用外接功率开关2和开关3来组成变换器。也可以把控制驱动电路1和功率开关元件2和3集成在一起的集成转换器电路。同时集成变换器还可以允许外接并联开关器件来扩展容量。图4中所示各种电路拓扑，都可以用一个N型MOSFET，桥式电路来实现，这样可以到达最高的统一的转换效率。因为N型MOSFET的开关特性通常都优于P型。这里应该提醒功率开关元件2和3除了采用N型MOSFET，也可以采用P型MOSFET或双极型晶体管，或其它半导体功率开关器件。以及不同类型开关器件的组合。由1、2和3组成的集成变换器电路又可以并联使用。图4(h)所示为降压式变换器并联使用的接线。这种并联概念也可以推广到图4(b)、(c)、(d)、(e)、(f)、(g)等所示的各种变换器电路。为了使用一个统一的电路设计来实现上述多种变换器电路拓扑功能，控制驱动电路使用如下信号来达到电路功能的灵活设置和配合：

[0010]

a)、同步信号：该信号担负频率同步，开关操作时间配合控制和工作状态连续控制的三个主要功能。当这个使端口接收到一个脉冲序列时，控制电路1的开关操作频率就会和脉冲序列的频率同步起来。同时，控制电路1的门极驱动信号也按如下时序和同步信号配合：当电路工作在降压模式时(Buck)，功率开关2的导通信号前沿受同步信号前沿触发，当电路工作在升压模式时(Boost)，功率开关3的信号前沿受同步信号前沿的触发，图5(a)波形图描述了这样的信号控制时序。

[0011]

使用这样的信号时序，在图4(e)所示的组合式升降压电路模式中升压级和降压级之间的开关操作可以很容易地实现如图5(b)波形图所示的时序配合。在图5(b)波形图中降压级的同步输出信号SYNC_OUT的上升沿和功率开关2A的导通信号前沿一致。这样当降压级控制电路接收到升压级的同步信号时，功率开关3B只有在功率开关2A导通，2B关断时才开始导通，避免了3A、3B同时导通的情况。而当降压级被升压级同步时，升压级同步信号的上升沿和功率开关3B的导通前沿一致。这样也避免了3A、3B同时导通的情形。

[0012]

这样的时序配合可以保证整个电路在升降转换临界点附近稳定地工作。图5中所描述的同步信号为正逻辑，功率开关2A、3A、2B、3B均为N型MOSFET。如果采用其它不同的功率开关类型，则相应的信号波形也须随着改变。这里不再赘述。

[0013]

在控制升降压级开关时序的同时，同步端口的信号也被用来作为升、降压操作的连锁控制。图4(e)所示电路通常在输入电压高于输出电压时，降压级工作，升压级处于饱和状态。如果升压级和降压级在某种情形下同时工作，整个变换电路的效率会大大下降。为了避免这种情形发生，在同步端，接收到的信号脉冲宽度可以被用来进行连锁控制。当所接收到同步信号脉宽大于设定的最小值时，被同步的从控制电路将把主动开关门极驱动信号限制在最小值。主动门极驱动信号指的是对输出电压有直接控制作用的信号。也即Buck电路中开关2的门控信号，或Boost电路中开关3的门控信号。这样主控制电路用主动门极信号做同步信号，就可以实现组合式升降压变换电路中的升压级和降压级电路之间的连锁控制。

[0014]

b)、控制电路1设置模式控制信号输入，用高低逻辑电平选择电路的工作模式。图4(a)和图(e)中的降压变换电路，也即由1A、2A、3A等组成的电路，通过模式控制设置成降压模式，图4(e)中的升压变换电路以及图4(b)、(c)、(d)、(f)、(g)中的电路则设置为升压模式。

[0015]

c)、当功率开关器件2、3和控制驱动电路1集成在一起时，对外仍提供门极驱动信号。这样在高功率操作时，可以直接外加并联开关器来扩充容量。

[0016]d)、在升压式降压变换操作时功率开关的最小脉冲采用图6中所示的法来控制。图中CR端子为控制电路时钟振荡器的设定端，CR端的振荡波形如图所示，端子上的电阻R和电容决定CR波形的上升段。当CR波形由于放电开始下降，下降的速度主要由电容C的值和电流源I的大小决定。本专利用这个CR波形下降段的时间来控制功率开关3的最小导通状态。这种做法同时也使得功率开关的开关操作和CR波形的转折点相对应。从而有利于按照图5的控制时序关系来协调功率开关的操作。

本发明的总结

[0017]

本发明的目的就是要提供一种高性能、低功耗、电路简单而且成本低廉的直流功率变换器方案。

Claims (4)

1.本专利所描述的多功能集成直流变换器。该变换器具有变换模式设置功能。可以使用统一的双N型MOSFET直流功率变换电路实现图4所描述的各种变换器电路和图4(e)中的同步降压电路部分时，控制电路设置为降压操作模式。当实现图4(b)中所描述的同步升压电路，图4(c)和图4(d)所描述的反极性同步升降压电路，图4(e)中同步升压电路部分，图4(f)所描述的同步反激变换电路，和图4(g)所描述的SEPIC同步变换电路时，控制电路设置为升压模式。

2.上述多功能集成直流变换器所采用的特有的脉宽调制信号时序控制方法如图5所描述该方法在降压工作模式时，主功率开关2的导通信号前沿和同步信号的上升沿一致。在升压操作模式时，主功率开关3的导通信号前沿和同步信号上升沿一致。这样的开关信号时序控制在实现图4(e)所描述的组合式升降压变换电路时，可以很方便地协调升压级和降压级的开关操作。

3.在组合式升降压变换电路操作时的开关连锁控制概念。当升压低端开关3的导通时间大于最小脉宽时，降压级保持饱和状态。当降压电路低端开关3导通时间大于最小脉宽时，升压级电路保持饱和状态。有效地避免了升压电路和降压电路同时工作的可能性。

4.在脉宽调制过程中，用PWM振荡器波形的下降时区来控制低端功率开关的最小脉冲宽度。低端功率开关3在振荡波形的下降级始终处于导通状态。从而保证了开关3的最小的导通时间。CR波形下降段的时间可以通过振荡电容C的电容量的选择结合放电电流源I的大小来调节。

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