CN101093253B - 卫星导航系统的调制信号 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例涉及yi,gif种调制系统，其中m级数字子载波被用来调制信号，其中m＞2。

Description

卫星导航系统的调制信号

本申请是申请日为2004年9月1日申请号为第200480025000.1号发明名称为“卫星导航系统的调制信号”的中国专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及调制信号、系统和方法，例如导航和定位信号、系统和方法。

背景技术

卫星定位系统(SPS)依赖由多个卫星、陆基或空载等效物的广播的测距信号在特定星座或一组星座中的被动测量。一板载时钟被用来产生规则的并一般为连续的事件序列(一般被称为“时期”)，其发生的时间被编码成随机或伪随机码(被称为扩展码)。作为时期编码序列的伪随机或随机特征的序列，输出信号的功率谱在由多个因素确定的频率范围内扩展，所述多个因素包括扩展码单元和扩展信号使用的波形的变化率。典型地，扩展波形是矩形并具有sinc函数功率谱。

测距信号被调制在载波信号上以传送至被动接收器。已知的应用包括陆地、空中、水下和空间使用。典型地，采用二进制相移键控以调制自身具有恒定量级的载波信号。一般来说，用相位正交法将至少两个这样的信号调制于同一载波。所产生的载波信号保持其恒定包络但具有依赖于两个独立输入信号的四相位状态。然而，要知道这两个调制信号不一定要有相同的载波量级。可通过适当地选择除了π/2弧度的相应相位而维持合成信号的恒定载波量级。

这种卫星定位系统的一个例子是全球定位系统(GPS)。一般来说，GPS使用多个频率而工作，例如L1、L2和L5，其中心频率分别为1575.42MHz、1227.6MHz和1176.45MHz。这些信号的每一个都由各自的扩展信号进行调制。正如本领域内技术人员所了解的，由GPS卫星导航系统发射的粗略获取(CA)码信号在1575.42MHz的L1频率进行广播，其扩展码速率(码片速率)为1.023MHz。CA具有矩形的扩展波形并被归类为BPSK-R1。在GPS信号结构中，由卫星广播于L1频率的信号具有相位正交的第二分量，它被称为精确码(P(Y)码)并仅对经授权用户可用。P(Y)码用扩展码BPSK被调制，扩展码频率为10.23MHz并且信号功率的量级比CA码传输的量级低3dB。结果，Q分量的量级为I分量的0.7071(—3dB)倍，本领域内技术人员能理解这些信号的这些状态的相位角相对于±I轴为±35.265°(如ICD GPS200C中所规定的CA码信号的相位)。本领域内技术人员还能理解P码是Y码的函数或由Y码加密。Y码用来对P码加密。本领域内技术人员应理解，对于给定的卫星，包含I&Q分量的L1信号以及L2信号可被表示为：

S_L1i(t)＝A_Pp_i(t)d_i(t)cos(ω₁t)+A_Cc_i(t)d_i(t)sin(ω₁t)，

S_L2i(t)＝B_Pp_i(t)d_i(t)cos(ω₂t)

其中，A_P和A_C是P和CA码的振幅，典型地A_P＝2A_C；

Bp是L2信号的振幅；

ω1和ω2是L1和L2载波频率；

p_i(t)表征P(Y)测距码并且是码片速率为10.23Mcbps的伪随机序列。P代码具有正好1周的周期，值取为+1和—1；

c_i(t)表征CA测距码并且是1023码片Gold码，值取为+1和—1；

d_i(t)表征数据消息，值取为+1和—1；

卫星星座一般包括24个或更多卫星，它们经常遵循相似的轨道或类似形状的轨道，但处在多个轨道平面。在码分多址卫星(诸如GPS)中，每个卫星的传输是基于相同的标称载波频率，或者基于邻近的相关频率(诸如GLONASS)。该卫星发送不同的信号以即使在若干卫星同时可见的情况下也能单独选择每一个信号。

在如同GPS的CDMA系统中，藉由不同的扩展码和/或扩展码速率的差(即p_i(t)和c_i(t)序列)，来自每个卫星的信号被区别于各个其它信号。不过，正如从图1中所示的功率谱100中所能理解的那样，在由多个卫星传送的信号之间仍然存在明显的干扰范围。图1示出CA和P(Y)码的功率谱100。CA码的功率谱102在载波频率L1处具有最大功率并在CA码主频率(1.023MHz)的倍数频率处为零。例如，可以理解在±1.023MHz、±2.046MHz等载波频率的每一侧均产生零。类似地，P(Y)码的功率谱104在L1和L2中央处具有最大振幅并从sinc函数波形上考虑，在10.23MHz的倍数频率下为零。

使用子载波进一步调制测距码是公知的，即，将进一步调制的码与P码和/或CA码卷积以产生二进制偏移载波(BOC)调制，正如业内公知的，例如参阅J.W.Betz“binary offset carrier modulation for radionavigation”，Navigation，vol48，pp227—246，winter2001—2002。标准BOC调制200如图2所示，图2示出将CA码202的一部分与子载波信号结合以产生用于调制例如L1的载波的BOC信号204。应当理解的是，BOC信号是矩形方波并例如表示成：c_i(t)*sign(sin(2πf_st))，其中f_s是子载波的频率。本领域内技术人员明白BOC(f_sf_c)表示子载波频率为f_s而码速率(或码片速率)为f_c的二进制偏移载波调制。使用二进制偏移载波引起发射自卫星的信号的下列信号表述：

S_L1i(t)＝A_msc_jm(t)m_i(t)d_i(t)cos(ω₁t)+A_Csc_fg(t)g_i(t)d_i(t)sin(ω₁t)＝I_SL1i(t)+Q_SL1i(t)，

S_L2i(t)＝B_msc_tm(t)m_i(t)d_i(t)cos(ω₂t)

其中A_m、A_c和B_m是振幅；

m_i(t)是m码BOC(10、5)信号；

g_i(t)表示伽里略开放服务范围码；

sc_im(t)表示m_i(t)的子载波信号；

sc_ig(t)表示c_i(t)的子载波信号；

ω1和ω2是L1和L2载波频率；

图2还示出BPSK-R1码和BOC信号对(即BOC(2，1)和BOC(10，5))的功率谱。第一功率谱202对应于BPSK-R1码，第二功率谱204对应于BOC(2，1)码而第三功率谱206对应于BOC(10，5)码。要知道BOC(2，1)信号的旁瓣208具有相对较大的量级。类似地，BOC(10，5)信号的旁瓣210具有相对较大的量级。本领域内技术人员可以理解旁瓣中的能量就是干扰源。

本发明的诸实施例的一个目的是至少改善现有技术中出现的问题。

发明内容

因此，本发明诸实施例的第一方面提供包含m个信号振幅的m级调制信号(其中m>2)以调制第一信号。

本发明的诸实施例的第二方面提供一种产生包括载波信号的传送信号的方法，该方法包括步骤：将多个子载波调制信号与载波信号相结合。

本发明的诸实施例的第三方面提供包括产生测距码的装置的测距系统；提供产生信号或实现前面任一权利要求的方法的装置；提供传送信号的装置。

本发明的诸实施例的第四方面提供包括存储多个可选相位状态和可选振幅状态中的至少一个的存储器的系统；存储器响应于测距码信号、系统时钟信号和子载波信号中的至少一个以产生载有相位调制和振幅调制中至少一个的载波信号，从而产生传送信号。

较为有利地，本发明诸实施例为信号功率谱的形状提供更明显的控制，即这些信号中的能量分布。

本发明其它方面在权利要求中被说明和定义。

附图说明

下面将结合附图通过例子对本发明诸实施例进行说明，在附图中：

图1表示测距码对的功率谱；

图2示出测距码(BPSK-R1)和BOC(10、5)信号的功率谱；

图3示出多级子载波；

图4示出根据本发明诸实施例的至少一对多级子载波的相位状态；

图5表示现有技术的子载波和根据本发明的诸实施例的子载波的功率谱；

图6示出根据本发明诸实施例的子载波的相位状态；

图7示出根据本发明诸实施例的相位子载波和正交相位子载波；

图8示出根据本发明一个实施例的子载波的相位状态；

图9示出根据本发明诸实施例的子载波；

图10表示根据本发明诸实施例的子载波的功率谱；

图11示出根据本发明诸实施例的子载波；

图12示出根据本发明诸实施例的选择性载波的波形；

图13示出根据本发明诸实施例的另一选择性载波的波形；

图14示意性地示出使用根据本发明诸实施例的子载波的发射机；以及

图15示出根据一个实施例的发射机的另一实施例。

具体实施方式

参阅图3，其中示出子载波300的第一实施例。可以理解子载波是正弦曲线信号302的5级逼近。还应理解信号级为 $(+1,+1/\sqrt{2},0,-1/\sqrt{2}$ 此外，应当理解这些级是旋转向量在具有单位量级的π/4弧度的角度处投影到x或I轴上的投影。还应当理解的是，给出例如S_Li的同相位和正交相位分量，即：

A_msc_im(t)m_i(t)d_i(t)cos(ω_i.t)＝I_SL1i(t)和A_Csc_ig(t)g_i(t)d_i(t)sin(ω₁.t)＝Q_SL1i(t)，由于正交相位分量在y或Q轴上的投影也取值为 $(+1,+1/\sqrt{2},0,-1/\sqrt{2}$ 信号量级将是常数。

要理解多个信号间的结合较为有利地具有约束条件，至少其中一个为应当维持恒定的模的信号。约束条件(1)：仅在正交相位分量为“0”时，同相位分量上的“+1”或“—1”发生(反之亦然)；(2)

仅同时发生在两个相位上。扩展信号的同相位分量和正交相位分量Sc_ig(t)或Sc_im(t)的量级可图形化于图4中表示的阿干特(Argand)图中。根据下列信号元素序列而建立I和Q分量的波形：

I相— $(+1/\sqrt{2},+1,+1/\sqrt{2},0)$ 表示+1信号

I相— $(-1/\sqrt{2},-1,-1/\sqrt{2},0)$ 表示—1信号

Q相— $(+1/\sqrt{2},0,-1/\sqrt{2},-1)$ 表示+1信号

Q相— $(-1/\sqrt{2},0,+1/\sqrt{2},+1)$ 表示—1信号

可在恒定量级载波信号的约束条件(计算为(I²+Q²)^1/2)内从上述集选择I或Q信号序列的任何结合。对本领域内技术人员而言很明显的是，存在许多其它的序列等价集，这些等价集选自满足恒定载波包络准则的5级集中。要理解，可将I和Q信道上的子载波的量级认为类似于8-PSK信号的状态。因此，可将这样一对5级子载波载波信号看做8相位子载波信号。

图5示出使用步进的或m级(m>2)的子载波波形的效果。参阅图5，它输出了一对功率谱500。用虚线表示的第一功率谱502表示BOC(2，2)子载波的功率谱。要理解子载波的能量包含在逐渐减小的旁瓣504、5066、508和510中，第二功率谱512表示使用8相位子载波信号的BOC(2，2)子载波的功率谱，即由BOC8(2，2)表示的8相位幅度。更具体地说，BOCm(f_sf_c)表示频率为f_s而码片速率为f_c的m相位子载波信号。要理解BOC8(2，2)信号的功率谱512具有多个旁瓣514、516、518、520、522和524。在这些旁瓣中，可以看出第一到第四旁瓣明显地减小，即相对于横跨相同频率的BOC(2，2)信号的旁瓣，它们包含明显少的能量。在本领域内技术人员希望使用由旁瓣横跨的频率进行其它传送的情况下，第一到第四旁瓣的明显减小是有利的。

本领域内技术人员能理解BOC8(2，2)具有明显改善的干涉特性，而且确定使用谱划分因数(SSC)和自SSC也是本领域内技术人员所熟知的，也就是说，基准信号与BOC(2，2)之间的频谱耦合大于基准信号与BOC8(2，2)之间的频谱耦合。例如，相比传统BOC(2，2)信号，BOC8(2，2)信号在频谱隔离中表现出10—12dB的改善。根据本发明诸实施例，关于SSC和信号之间关系的其它信息可在例如Pratt&Owen、BOC调制波形、IoN进程、GPS2003会议、波特兰、2003年9月中找到。该文献被援引于此以供参考并作为附件在此提交。

此外，本发明诸实施例利用子载波的量级和持续时间来影响，即控制所产生的调制波形的谐波中的能量。例如，参阅图5，要注意BOC8(2，2)功率谱在大致偏离载波6MHz和10MHz处出现多个额外的功率谱零点(spectral nulls)，然而在传统BOC(2、2)信号中不存在这种功率谱缺失。这些功率谱零点的位置受到多级子载波的阶跃的量级和持续时间至少其中之一的影响。更具体地说，可通过改变这两个因素中的任何一个将这些功率谱零点控制到所希望的位置。即这些功率谱零点的位置受到这两因素的影响。附录A包含对根据本发明诸实施例的信号功率谱与诸阶跃的量级和持续时间之间关系的表示。

参阅图6，它示出对另一BOC8信号的子载波状态或I和Q信号的振幅，即具有8种状态的二进制偏移载波。可以理解，这8种状态可由选自 $(-\sqrt{3}/2.-1\sqrt{2},+1/2,+\sqrt{3}/2)$ 集的子载波振幅所表示或对应于它们，也就是4个状态或信号振幅，而不是如上所述的5种状态或信号振幅。因此，由下列信号元素(诸如(cos²θ+sin²θ)^1/2＝1)构建的I和Q分量，也就是说

仅与±1/2一起发生，如下所示：

I相— $(+1/2,+\sqrt{3}/2,+\sqrt{3}/2,+1/2)$ 表示测距码信号+1码片

I相— $(-1/2,-\sqrt{3}/2,-\sqrt{3}/2,-1/2)$ 表示测距码信号—1码片

Q相— $(+\sqrt{3}/2,+1/2,-1/2,-\sqrt{3}/2)$ 表示测距码信号+1码片

Q相— $(-\sqrt{3}/2,-1/2,+1/2,+\sqrt{3}/2)$ 表示测距码信号—1码片

要注意，图6所示的状态1—8不等距地位于圆周上。状态2和3、4和5、6和7、8和1在角度分级(angular step)上的变化大于状态1和2、3和4、5和6、7和8之间的变换。要理解当这些状态被转换成子载波振幅时，给定振幅的持续时间将取决于相应状态的持续时间或停留时间，即子载波保持在任何给定状态的持续时间不再相等，这与上面图4中的状态不同。停留时间是实质或设计选择以例如使阶跃波形和正弦曲线之间的平均方差最小。图7a示出与图6所示状态对应的子载波700和702。可以理解，子载波700和702的每个状态的持续时间是相等的。Q信道子载波振幅将遵循与上述相同的图案，除了有π/2弧度的相移。Q信道的子载波702如图7中虚线所示。要理解的是，由于对所有振幅组合(I²+Q²)^1/2＝1，这些子载波提供恒定的包络振幅。然而，参阅图7b，它示出一对子载波704、706，其中各状态处的持续时间是不等的。要理解不是所有的振幅组合都满足(I²+Q²)^1/2＝1。因此所传送的信号将不具有恒定包络。

本领域内技术人员将会知道，子载波的阶跃半周期对应于一个码片。然而，其它实施例也可使其它多个半周期对应于一个码片。例如，在所实现的实施例中，子载波的两个半周期对应于一个码片。在这些实施例中，I、Q信道的信号可以是：

I相— $(+1/2,+\sqrt{3}/2,+\sqrt{3}/2,+1/2,-1/2,-\sqrt{3}/2,-\sqrt{3}/2,-1/2)$ 表示+1信号

I相— $(-1/2,-\sqrt{3}/2,-\sqrt{3}/2,-1/2,+1/2,+\sqrt{3}/2,+\sqrt{3}/2,+1/2)$ 表示—1信号

Q相— $(+\sqrt{3}/2,+1/2,-1/2,-\sqrt{3}/2,-\sqrt{3}/2,-1/2,+1/2,+\sqrt{3}/2)$ 表示+1信号

Q相— $(-\sqrt{3}/2,-1/2,+1/2,+\sqrt{3}/2,+\sqrt{3}/2,+1/2,-1/2,-\sqrt{3}/2)$ 表示—1信号

同样，对每个码片使用三个半周期所实现的实施例将产生：

I相— $(+1/2,+\sqrt{3}/2,+\sqrt{3}/2,+1/2,-1/2,-\sqrt{3}/2,-\sqrt{3}/2,$ $-1/2,+1/2,+\sqrt{3}/2,+\sqrt{3}/2,+1/2)$ 表示+1信号

I相— $(-1/2,-\sqrt{3}/2,-\sqrt{3}/2,-1/2,+1/2,+\sqrt{3}/2,+\sqrt{3}/2,$ $+1/2,-1/2,-\sqrt{3}/2,-\sqrt{3}/2,-1/2)$ 表示—1信号

Q相— $(+\sqrt{3}/2,+1/2,-1/2,-\sqrt{3}/2,-\sqrt{3}/2,-1/2,+1/2,$ $+\sqrt{3}/2,+\sqrt{3}/2,+1/2,-1/2,-\sqrt{3}/2)$ 表示+1信号

Q相— $(-\sqrt{3}/2,-1/2,+1/2,+\sqrt{3}/2,+\sqrt{3}/2,+1/2,-1/2,$ $-\sqrt{3}/2,-\sqrt{3}/2,-1/2,+1/2,+\sqrt{3}/2)$ 表示—1信号

本领域内技术人员能理解将上面的内容扩展到子载波的n个半周期/测距码码片。

要理解的是，可采用其它相位来描述子载波。例如，假设第一状态为(+1，0)，16—PSK的相位和振幅分量可用来建立9级的BOC16子载波。m—PSK相位状态能被用来产生(m+2)/2级子载波信号。因此，将m＝2的设置给予传统的BPSK和二级子载波。将m＝4的设置给予3级子载波(即BOC4调制)，m＝8的设置产生5级子载波(即BOC8调制)，m＝16的设置产生对应于BOC16调制的9级子载波。

要理解的是，还能实现将代码和数据状态分配给相位位置的多种其它变化。。例如，将图4所示的状态旋转22.5°将导致与状态关联的角度的重新分配，从角(0°、45°、90°、135°、180°、225°、270°、315°)变为角(22.5°、67.5°、112.5°、157.5°、202.5°、247.5°、292.5°、337.5°)。另外，要理解这不会造成频谱模的改变并且所需要的振幅级数量从5减少到4，即根据适当的旋转和相位状态对齐，可用m-PSK实现[(m+2)/2-1]的振幅。所产生的I、Q分量波形被建立，在这种情况下，可从下列信号元素序列中得到：

I相—(+cos(67.5°)，+cos(22.5°)，+cos(22.5°)，+cos(67.5°))表示+1信号

I相—(—cos(67.5°)，—cos(22.5°)，—cos(22.5°)，—cos(67.5°))表示+1信号

Q相—(+sin(67.5°)，+sin(22.5°)，—sin(22.5°)，—sin(67.5°))表示+1信号

Q相—(—sin(67.5°)，—sin(22.5°)，+sin(22.5°)，+sin(67.5°))表示+1信号

要知道上述情况中的I和Q信号单元序列在一个扩展脉冲(码片)期间是正交的。很明显，其它旋转是可行的并且产生正交信号单元集。

另一种表示上述内容的方法是通过状态表。假设BOC8调制的一个实施例已通过等距状态实现而第一状态如图8所示地具有π/8圆弧(22.5°)的相角，与上述值对应。假设该测距码转换基本上同时发生并希望维持基本恒定的输出包络，相位状态的序列需要每个I和Q测距码信号单元，子载波状态如下给出：

 

I	Q	t1	t2	t3	t4
						+1	+1	2	1	8	7
-1	+1	3	4	5	6
						+1	-1	7	8	1	2
-1	-1	6	5	4	3

表1—BOC8(x，x)I和Q信号单元的状态序列

要理解与表1中的相位状态对应的子载波对每个测距码码片包含一个半周期。此外，当I和Q相等时，相量的读出是顺时针的，否则就是逆时针的。很明显信号单元序列或状态序列是经采样或量化的正弦曲线的段(在上面公开的本发明方面中具体为半周期段)。因此，这种概念能扩展到包括这些采样的多个部分。那些表现出可用性的变化量包括具有来自有限数量半周期的采样的情况，即不是+1的I信道值由状态2、1、8和7表征，它能使用其它多个状态而由采样或经量化的正弦曲线的三个半周期表示，例如2、1、8、7、6、5、4、3、2、1、8、7等。表2示出该实施例的相位状态并且基于图4的采样相位状态图，除使用正弦曲线波形的三个半周期(或任意数量的半周期)以外。其正弦曲线或多个半周期部分被称为“基本波形”。本领域内技术人员将意识到也能采用其它基本波形，例如三角波波形或一组相互正交的波形。

 

I	Q	t1	t2	t3	t4	t5	t6	t7	t8	t9	t10	T11	t12
														+1	+1	2	1	8	7	6	5	4	3	2	1	8	7
-1	+1	3	4	5	6	7	8	1	2	3	4	5	6
														+1	-1	7	8	1	2	3	4	5	6	7	8	.1	2
-1	-1	6	5	4	3	2	1	8	7	6	5	4	3

表2—每码片调制具有3/2个子载波周期的8-PSK I&Q信号单元的状态序列

 

I	Q	t1	t2	t3	t4	t5	t6	t7	t8
										+1	+1	2	1	8	7	6	5	4	3
-1	+1	3	4	5	6	7	8	1	2
										+1	-1	7	8	1	2	3	4	5	6
-1	-1	6	5	4	3	2	1	8	7

表3—每码片调制具有2个子载波半周期的8-PSK I&Q信号单元的状态序列

本领域内技术人员能够理解，假定在表1—表3中I和Q码片转换大致同时地发生并且I和Q子载波分别采用正弦和余弦波形的形式。然而还能实现多个实施例，其中测距码码片转换不大致同时地发生。此外，在测距码码片转换不是大致同时地发生的情况下，可将对应于I和Q测距码码片的子载波配置成采用一对经量化的正弦曲线的形式。

可以看出，对波形的每1/2周期来说，存在4个时间采样。阶跃的正弦曲线波形可被认为是对基本扩展波形的子载波调制。时间采样和独立信息承载信道的数量与相位状态的数量相关，相位状态中的载波信号具有其自身表现形式。尽管上面的例子已使用作为“2的幂”的相位状态，但其中使用某些其它数的实施例也能得以实现。例如，6—PSK载波信号能用来承载2个独立信息承载二进制信道。在这种情况下，对每个所发送的码片只需要3个信号单元采样。

本领域内技术人员能理解，将阶跃正弦曲线代替以每个单元的持续时间等于正弦曲线1/2个周期的矩形波是业内公知的。如上所述，它被称为“二进制偏移载波”调制。与BOC说明相关的还有两种其它属性，它们涉及代码码片化速率的频率以及偏移子载波的频率。BOC(2，2)因此被解释为具有2.046MHz码片化速率和2.046MHz偏移子载波的波形。这种配置对每个码单元(码片)正好具有子载波信号的两个1/2周期。

本发明诸实施例的又一方面涉及使用作为多级波形的子载波中的至少一个或多个或全部而将一组子载波用于调制测距码。本领域内技术人员可能会想到一些实施例，这些实施例通过其它子载波信号而调制子载波信号。对额外的子载波由第i个卫星或具有ω_i载波频率的系统发送所产生的信号，具有下列形式：

s_i(t)＝A_msc_jm(t)sc_bn(t)m_i(t)d_i(t)cos(ω_it)+A_Csc_jg(t)sc_ig.(t)g_i(t)d_i(t)sin(ω_it)＝I_Si(t)+Q_st(t)

其中

sc_im(t)和sc_jm(t)分别表示第一和第二子载波信号第一测距码，例如M—代码；另外

sc_ig(t)和sc_jg(t)表示第一和第二子载波信号第二测距码，例如Gold码。一般来说，对于n个子载波，信号具有下列形式：

要注意，sc_im(t)和sc_ig(t)相同和不同的实施例均可实现。类似地，sc_jm(t)和sc_ig(t)相同和不同的实施例均可实现。

$S_i\left(t\right)=A_m\underset{j=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{\mathrm{sc}}_{\mathrm{ijm}}\left(t\right)m_i\left(t\right)d_i\left(t\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{i}t\right)+A_c\underset{j=1}{\overset{i}{\mathrm{\Π}}}{\mathrm{sc}}_{\mathrm{ijg}}\left(t\right)g_i\left(t\right)d_i\left(t\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_{i}t\right)=I_{\mathrm{si}}\left(t\right)+Q_{\mathrm{si}}\left(t\right),$

其中，

表示诸如m和Gold代码的第一和第二测距码的子载波的积。

尽管可能使用一个以上的子载波，但实践中的实施例一般采用2个子载波。使用一对子载波的调制被称为“二元二进制偏移载波(DBOC)调制”。使用三个子载波的调制被称为“三元二进制偏移载波(TBOC)调制”等，因此使用n个子载波的调制被称为N元(tuple)二进制偏移载波(NBOC)调制。如上面所提到的那样，这些子载波中的一个或多个可能是阶跃式的，即具有与各相位状态相关的振幅。

作为本发明这方面的例子，图9示出一对波形900。在图9中，正如NBOC发明中所阐述的那样，子载波基础波形被假设为二进制的并仅示出了一个子载波波形902。图9中的持续时间为512个采样并准确地与码单元(码片)的持续时间匹配。第一子载波902包含对每个测距码码片的4个半子载波周期，如虚线的波形所表示的那样。如果这是唯一的子载波分量，调制将会是BOC(2x、x)型的，其中x是码速率的频率(码片形成速率)。然而可以理解的是，每512个采样具有16个半周期第二子载波(未图示)已被用来产生调制的波形904以结合于卫星信号的载波。经调制的波形由实线表示。作为两个子载波的调制(乘)结果，每当在第一子载波902处具有符号翻转时，所产生的波形904对第二子载波904具有相位翻转。这从图9的点906、908和910处能清楚地看到，在那里第二子载波(未图示)的转换是相反的。所产生的调制被表示为二元BOC或DBOC。在图9的例子中，调制为DBOC(8x，(2x，x))，即对测距码的每个码片存在第二子载波的8个半周期(未图示)。主能量聚集在离开载波信号±8x的频率周围，其中的BOC就象双峰功率谱那样。

参阅图10，它示出了一对功率谱1000。第一功率谱1002与DBOC8(16，(2，2))信号相关。要理解的是第一和第二子载波中的至少一个被用来产生DBOC8(16，(2，2))信号，该信号包括获取自8个相应相位状态的振幅。在所示的特定实施例中，第一子载波是多级信号。要注意的是用来表示DBOC调制或子载波的命名是DBOCa(b，c(d，e))，其中a和c表示相位状态的数量，即分别具有频率b和d的子载波的振幅。第二功率谱1004涉及BOC8(2，2)信号。所表示的功率谱是通过本发明的前述内容而产生的，即采用多层子载波和具有两个以上相位状态的子载波并结合二元BOC概念。对图10功率谱的I&Q调制波形如图11所示。参阅图11，它示出了多对波形1100。表示扩展波形I信道的第一对波形1102包含由实线表示的阶跃的或多层的BOC(2，2)信号1104以及由虚线表示的16MHz子载波调制BOC(2，2)信号1106。要理解经16MHz子载波调制的BOC(2，2)信号已通过与BOC8(2，2)相乘而产生，即阶跃的BOC(2，2)信号与振幅为±1的16MHz矩形波形(未图示)相乘。表示Q信道的第二波形1108包含正交BOC(2、2)信号1110以及经16MHz子载波调制的BOC(2，2)信号1112。要知道，第一子载波1104或1110是根据本发明实施例的上述子载波，相反地，在两种情况中的第二子载波(未图示)是传统的二进制矩形波形，即传统子载波。可以理解，在两个BOC(2，2)子载波1104、1110和它们的乘积(即，经16MHz子载波调制的BOC(2，2)信号1106和1112)之间存在重叠区1114，在重叠区域1114，波形具有相同的振幅曲线。

图11所示信号的诸实施例的优点是已产生了I信道或分量，或者I信道或分量表示DBOC8调制或信号，然而已采用BOC8调制而产生了Q信道，或者Q信道表示BOC8调制。然而，这种配置仍然保持或提供从卫星发射出来的大致恒定的包络载波信号。

已参照呈周期性的子载波信号对本发明诸实施例进行了说明。然而，这些实施例在子载波信号包含伪随机噪声信号的情况下也可实现。此外这些实施例在子载波的形状采取除阶跃形式外的一种形式的情况下也可实现，即，多层波或量化的正弦曲线波形逼近。例如，根据本领域内技术人员希望所产生的调制对所发送信号的功率谱的影响和/或任何适当的干涉测量(例如SSC或自SSC)，多级脉冲化波形、多级周期性波形或多级非周期性波形可用于图12所示的信号中。

参阅图13，它示出根据本发明又一实施例的子载波波形1300以及代码或其它波形(例如另一子载波)的一个码片1302。可以理解，子载波在100ns部分包含BOC(5，1)波形的第一部分，该部分在400ns部分处与BOC(1，1)波形部分结合以产生整个子载波。要理解，BOC(5，1)波形的功率谱在5*1.023MHz处具有峰尖而BOC(1，1)波形在1*1.023MHz处具有峰尖。因此，本领域内技术人员能理解，有选择地将多个BOC子载波组合起来使得本领域内技术人员定位或重新定位整个子载波的峰尖。还应当理解的是，例如用来调制测距码的子载波获取自一个以上的子载波，尽管结合图13描述的信号获取自BOC(5，1)和BOC(1，1)子载波，其中使用BOC子载波的其它组合的实施例也能被实现。从效果上说，BOC(5，1)和BOC(1，1)信号被相乘或选择地结合以产生完整的子载波信号。要理解的是，可以根据对发射信号的功率谱的所希望的效果而实现子载波的其它序列。例如，可将伪随机序列代替阶跃式调制而用作子载波而实现子载波。将额外序列用到主扩展码序列迄今为止被限制在用作分层码，它在每个完整的代码重复间隔之后改变状态。采用长度为10或20的Neumann Hoffman序列以这种方式构建GPS L5代码，从而将1ms的代码(10230码片或单元)延长至10ms或20ms。子代码码片间隔的使用在这之前未被考虑。完整的序列(子序列)具有一个或最多几个代码码片的持续时间。对子载波调制而言，它与前述内容扮演相同的角色，即控制发射功率谱。这样的子序列的一个特征是该序列在卫星星座或星座的子集之间被选成共同的。一个这样的子集可以是将本地元件或扩展提供给系统的空间部分的一组地面发射机。例如，可实现这样的子载波振幅，它具有在10个码片间隔中的序列—++++————+或者根据对结果信号的功率谱所希望的效果而具有对每个测距码码片或其它子载波码片的其它多个+1和多个—1的序列。诸如7子码片间隔序列的例子可包括：++—————、+++————、+—+—+——，并能被选择以提供对发射功率谱的类似控制。

参阅图14，其中示意地示出根据本发明一个实施例的发射机1400。发射机1400包括装置1402，即产生或选择用于发射的测距码的发生器1402。本领域内技术人员能理解，可通过例如移位寄存器配置而产生这种测距码。可以理解，测距码选择和/或发生装置1402被图示为g_i(t)和p_i(t)。这些码被馈入各混频器1404、1406。根据本发明诸实施例，混频器1404、1406被配置成将测距码与子载波结合。各子载波发生器1408、1410产生子载波。可任选地，可将数据信号较佳地与测距码和子载波混频。数据信号的一个比特持续期一般为代码重复间隔的整数倍。例如，在GPRS CA码中，它是1ms代码重复间隔的20倍，即数据数量是50bps。经混频的信号1412和1414被馈入另一对混频器1416和1418，它们在那里与产生自振荡器和移相器组件1420的同相信号和正交相位信号混频。藉由组合器1426将进一步混频的信号1422和1424组合起来并输出以通过适当的上变频器1428进行随后的上变频，来自上变频器1428的输出被馈送至高功率放大器1430并由适当的滤波器1433滤波以随后由例如卫星或安排成发射或发送测距码的其它设备发送。

参阅图15，它示出根据一个实施例的调制系统1500的示意图。系统1500包括用于产生测距码的测距码发生器1502。测距码被馈送至包括相位状态的第一查找表1504和包括振幅状态的第二查找表1506。相位状态查找表1504的输出被用来驱动相位调制器1508，相位调制器依次产生电压信号以控制电压受控振荡器1510的电压相位。通过例如增益受控放大器或乘法器的组合器1512，振荡器1510的输出与来自振幅状态表1506的输出信号组合以产生具有合适特性的子载波。

尽管已参照维持基本恒定的信号包络而对上述诸实施例进行了说明，但实施例并不局限于此。其中使用可变模信号包络的实施例也能得以实现。要注意上述约束条件，即针对维持(I²+Q²)^1/2的单位振幅，是无需施加的。

上面的实施例是基于具有相同码片化速率的I和Q信道进行说明的。然而，这些实施例不限于这种配置。采用不同码片形成速率的实施例能够被实现。

尽管本发明诸实施例是参照L1和L2频率而说明的，但这些实施例不局限于这种配置。也能实现一些实施例，在这些实施例中，能根据对使用本发明的系统的要求而使用其它频率或频带。例如，较低的L频带(即E5a和E5b)、中间(即E6)和较高的L频带(即E2-L1-E1)也能从本发明实施例中获得好处。要注意，这些实施例可使用具有至少三个分量的信号而不是如上所述的两个分量。

此外，本发明诸实施例是参照标准BOC而进行说明的。然而，本领域内技术人员能理解，采用其它BOC的实施例也能得以实现。

此外，要注意也能实现这样一些实施例，在这些实施例中，每个代码码片的子载波半周期数为奇数、偶数、码片的整数倍或非整数倍的至少其中一种，即在子载波半周期数和码片持续时间之间存在有理数的关系。

本发明上述实施例将焦点放在发明的发送端，即产生、调制和传送与一个或多个子载波结合的测距代码。然而，本领域内技术人员所能理解的是，需要逆系统和方法以接收和处理信号。一旦本领域内技术人员构思出一种用于发送这类信号的系统，设计合适的接收器只是发射操作的逆操作而已。因此，本发明的实施例还涉及用于处理诸如上述信号的接收器。

读者的注意被引向与说明书同时提交或在这之前提交的有关本申请的所有论文、文档，这些论文、文档与说明书一起公开以供公众审阅，所有这些论文和文档的内容被援引于此作为参考。

公开在本说明书中的所有特征(包括任何所附权利要求、摘要和附图)和/或所公开的方法的所有步骤和处理，可被组合成任何组合，除非这些组合的至少某些特征和/或步骤是互相排斥的。

本说明书中所公开的每个特征(包括任何所附权利要求、摘要和附图)可由用于实现相同、等效或类似目的的其它特征代替，除非另有声明。因此，除非另有声明，所公开的每个特征都仅为等效或类似特征的一般系列。

本发明不局限于前述实施例的任何细节。本发明可扩展到本说明书公开的任何新颖特征或任何新颖特征的组合(包括所附权利要求、摘要和附图)，或者扩展到所公开的任何方法的步骤或处理的任何新颖性特征或任何新颖性特征的组合。

Claims (4)

1.一种产生子载波调制信号以调制另一信号的方法，所述方法包括：将第一和第二BOC子载波的各个部分选择性地结合以产生所述子载波调制信号的步骤；

其中所述将第一和第二BOC子载波的各个部分选择性地结合以产生所述子载波调制信号的步骤包括将横跨相应时间间隔的第一子载波的一个部分与横跨相应时间间隔的第二子载波的一个部分组合。

2.一种产生子载波调制信号以调制另一信号的方法，所述方法包括：将第一和第二BOC子载波的各个部分选择性地结合以由此影响与所述第一和第二BOC子载波相关的频谱峰值在所述子载波调制信号的频谱内的位置；

其中所述将第一和第二BOC子载波的各个部分选择性地结合以产生所述子载波调制信号的步骤包括将横跨相应时间间隔的第一子载波的一个部分与横跨相应时间间隔的第二子载波的一个部分组合。

3.一种产生子载波调制信号以调制另一信号的系统，包括：用于将第一和第二BOC子载波的各个部分选择性地结合以产生所述子载波调制信号的装置；

其中所述用于将第一和第二BOC子载波的各个部分选择性地结合以产生所述子载波调制信号的装置包括用于将横跨相应时间间隔的第一子载波的一个部分与横跨相应时间间隔的第二子载波的一个部分组合的装置。

4.一种产生子载波调制信号以调制另一信号的系统，包括：用于将第一和第二BOC子载波的各个部分选择性地结合以由此影响与所述第一和第二BOC子载波相关的频谱峰值在所述子载波调制信号的频谱内的位置的装置；

其中所述用于将第一和第二BOC子载波的各个部分选择性地结合以产生所述子载波调制信号的装置包括用于将横跨相应时间间隔的第一子载波的一个部分与横跨相应时间间隔的第二子载波的一个部分组合的装置。

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