CN101088214A - 已调射频信号的生成 - Google Patents

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Abstract

公开了RF信号发生器(1)，其具有经过幅度调制的放大器(80)，该放大器的电源电压(70)是根据一个表示所期望的输出RF信号(81)的包络信号的信号(30)而被非线性地滤波(33)的信号。所述非线性滤波(33)优选地是利用依赖于包络的边界执行的。利用所述电源电压(70)放大所述放大器(80)的输入RF信号(65)，以便产生所期望的输出RF信号(81)。本发明还涉及用于驱动这种发生器(1)的方法。

Description

已调射频信号的生成
技术领域
本发明一般而言涉及生成已调射频信号，并且特别涉及使用功率放大器的这样的系统和方法，其中所述功率放大器的电源电压取决于一个包络信号。
背景技术
包络消除与恢复(EER)射频(RF)功率放大器(PA)分离RF信号的幅度调制部分(即包络)和该RF信号的经过相位调制的恒定幅度载波。所述包络信号被放大，并且被用作RF放大器的电源电压，其中所述幅度调制部分被施加在所述经过相位调制的恒定幅度载波上。在EER的严格定义下，最终的RF放大器的输入信号(即所述经过相位调制的恒定幅度载波)没有幅度调制。因此，在输出中的幅度变化完全由已调电源电压产生。
对于实用的功率晶体管(即具有适度增益)，出于效率的原因，所述幅度调制优选地被基本上保留在所述RF功率放大器的输入中。当所述包络影响电源电压的程度低于100％时，所述系统被称为动态漏极(集电极、板极)偏置。用于EER和动态漏极偏置系统的其他名称是集电极(板极、漏极)调制和高电平调制。
EER RF PA在理论上是非常高效的，因为它分离RF信号的幅度调制部分，并且在一个高效的(通常是开关模式的)S类基带放大器中放大该幅度调制部分。放大后的包络被用作RF放大器的电源电压，该RF放大器的损耗被减小，这是因为与具有总是处于最大值的恒定电源电压的放大器相比，该RF放大器上的平均电压降被减小。
然而，把RF信号E(t)cos(w(t))分离成包络E(t)和相位(载波)cos(w(t))是一个非线性操作，该操作增大了带宽。比起输入的RF信号，上述两个信号的带宽通常宽得多。
必须正确地放大具有大带宽的信号的包络放大器的效率通常是低的。带宽较窄的包络信号可以以更高的效率被放大。问题在于，为了获得足够的输出质量，典型地需要利用比所述RF输入信号大得多的带宽来表示所分离的包络信号。
该问题的一种解决方案是通过一个线性低通滤波器对所述包络信号进行带限，例如参见[1]。然而，与未经滤波的版本相比，这种经过带限的包络信号将显示出过冲和下冲。过冲和下冲的出现通常将降低效率和/或信号质量。
包络放大器带宽处理问题的另一种解决方案是对于低信号幅度增大所述包络信号，例如参见[2]。使用一条平滑曲线，其表示包络信号与所使用的电源电压之间的关系。该曲线开始于最大电平的某一分数，并且在高信号幅度下逼近所述纯包络曲线。这一解决方案的缺陷在于，如果要实现显著的带宽减小，则效率就被大大降低。
发明内容
现有技术解决方案的一般问题在于，生成RF信号的效率在某些情况下不够高。
因此，本发明的一般目的是提供具有提高的效率的用于生成RF信号的方法和系统。
本发明的上述目的通过根据所附权利要求书的方法和设备来实现。一般而言，本发明提出了具有幅度调制的放大器的RF信号发生器，该放大器的电源电压是根据一个表示所期望的输出RF信号的包络信号的信号而被非线性地滤波的信号。所述非线性滤波优选地使用依赖于包络的边界。利用所述电源电压来放大所述放大器的输入RF信号，以便产生所述所期望的输出RF信号。本发明还提出用于驱动这种发生器的方法。
本发明的一个特定实施例利用EER类的方案，其中令用于放大载波信号的电源电压Vdd避开具有低效率和低输出质量的区域，同时限制其带宽以便提高所述包络放大器的效率。所述带宽限制来自一个非线性滤波器，该非线性滤波器也给出一个Vdd信号，该Vdd信号没有或者至少只有很少的低于最小值边界的下冲。还可以使该Vdd信号保持更靠近一个最佳电平，该最佳电平通常是所述包络的函数。
在一个优选实施例中，所述放大器的输入RF信号包括对应于所期望的RF输出信号的相位信息，并且优选地通过修改一个输入信息信号来提供，其中该输入信息信号表示所期望的RF输出信号的未经放大的版本。所述修改优选地利用关于所述放大器和电源电压的特性的信息。
本发明对于给定的带宽具有更高的效率和输出信号质量。类似地，对于相应的效率和质量，在应用本发明时所得到的带宽低得多。
此外，在阅读下面的描述时，所涉及到的信号处理是简单明了的。
附图说明
通过参考结合附图做出的以下描述，可以最好地理解本发明及其更多的目的和优点，其中：
图1A是一般的包络消除与恢复放大器的一个实施例的方框图；
图1B是示出了图1A的实施例的包络与电源电压之间的关系的图；
图1C是利用带通滤波的包络消除与恢复放大器的一个实施例的方框图；
图1D是利用包络与电源电压之间的非线性关系的包络消除与恢复放大器的一个实施例的方框图；
图1E是示出了由根据图1D的放大器导致的过冲分布的图；
图1F是示出了图1D的实施例的包络与电源电压之间的关系的图；
图2A是根据本发明的放大器的一个实施例的方框图；
图2B是根据本发明的放大器的另一个实施例的方框图；
图2C是根据本发明的放大器的又一个实施例的方框图；
图3是可以用在根据本发明的放大器设备中的非线性滤波器装置的一个实施例的方框图；
图4是示出了由本发明实现的作为原始包络信号的函数所绘制的所使用的电源电压的图；
图5是示出了由根据本发明的放大器导致的过冲分布的图；
图6是根据本发明的动态栅极偏置系统的一个实施例的方框图；
图7是示出了转换速率补偿的图；以及
图8是示出了根据本发明的方法的一个实施例的主要步骤的流程图。
具体实施方式
为了更好地理解本发明，从对现有技术系统的稍微更深的讨论和回顾分析来开始进行描述。
在图1A中示出了传统的EER放大器1的基本形式。输入端10接收输入RF信号。所期望的输出信号是该输入RF信号的线性放大。由包络检测器20检测该输入信号的包络信号30，并且限幅器50提供对应于该输入RF信号的经过相位调制的载波信号60，其在理想情况下的幅度是恒定的。在包络放大器40中放大所述包络信号30，从而给出一个信号70，该信号70在用于所述经过相位调制的载波信号60的放大器80处被用作电源电压。该放大器80在输出端90上产生一个输出RF信号，其在理想情况下是所期望的输入RF信号的放大后的版本。
在理想情况下，所使用的电源电压是输入信号包络的线性函数，正如图1B中的曲线100所示出的那样。然而，如在背景部分中所提到的那样，所述包络信号30典型地是一个呈现出相对较宽的带宽的信号，从而所述包络放大器40以相对较低的效率操作。对于超过30dB的载波互调比需要超过7倍宽的带宽。此外，剩余的经过相位调制的载波信号60常常具有大于原始输入信号的带宽。
图1C示出了一种现有技术解决方案，其中在所述包络检测器20之后引入低通滤波器31，从而把所述包络信号30修改成带宽受限的包络信号35。该受限包络信号35被用作所述包络放大器40的输入信号，该包络放大器40现在允许更为高效的放大。然而，所述低通滤波引入了过冲和下冲。
过冲通常成比例地降低效率，因为它们代表在所述功率放大器80中耗散的不必要的电源电压。由于该放大器80较少进入饱和，因此过冲还提高了增益。如果不对这一效应进行补偿，则信号质量会大大降低。
相反，在所述带限包络信号35中的下冲导致所述放大器80的RF输出下降到低于所期望的幅度电平。这又意味着必须给所述电源电压加上对应于最大预期下冲的大小的安全余量，以便使得有可能获得线性输出。这样做以与过冲同样的方式降低了效率。
通过至少在低包络信号下替换地利用所述包络信号与所述电源电压之间的非线性关系，可以减小所述电源电压的带宽。图1D示出了这样一种设备，其中在所述包络检测器20之后引入一个非线性处理单元32，以便给出一个经过修改的包络信号36，其是所检测到的包络信号30的静态非线性函数。换句话说，在所检测到的包络信号30的瞬时值与经过修改的包络信号36的瞬时值之间存在直接的对应关系。必须把所述限幅器50相应地修改成调制器，从而允许所述经过相位调制的载波信号60具有同样直接取决于所检测到的包络信号30的瞬时值的变化幅度。
在图1F中把包络与电源电压之间的关系的一个例子显示为曲线102。然而，由于所述电源电压在许多情况下高于由线性关系100所表示的最小值，因此所述放大的效率被降低。区域104显现出这种设置的过多耗散的功率。
例如，带宽减小(严格来说是所述输入RF信号的带宽减小)需要作为从最大电平的一半开始的输入信号包络的平方函数的包络。在该解决方案中，包络信号(电源电压)过冲与输入信号幅度之间的静态关系使得容易补偿所述调制器50中的增益提高。
在图1E中示出了来自利用了包络与电源电压之间的非线性关系的EER系统的过冲幅度106的分布。
知道了本发明的结果之后回头来看，可以看出一些现有技术限制所述电源电压的带宽，从而给出了低输出质量或低效率。其他现有技术使用常常处在低效率区域内的电源电压。所述改进可以被视为动态地寻找这两种极限情况之间的适当折衷的系统。
一般来看，本发明提出基于对输入IF信号的放大来生成已调RF信号，其中所述放大是利用根据所期望的RF输出的包络而被非线性滤波的电源电压来进行的。
图2A示出了用于根据本发明的已调RF信号的一般发生器1的一个实施例。该发生器1被设置在RF PA 80周围，其输出信号81是被提供在该发生器1的输出端90处的所期望的输出RF信号。输入RF信号65的发生装置5被连接到该PA 80的RF输入端。
在图2A的一般实施例中，该设备是一个一般RF信号发生器。可以以不同的形式并且从不同的来源提供关于所期望的输出RF信号的信息。所述信息例如可以作为描述所述输出的数字数据或者作为携带相应的信息的信号来提供。然而，在许多实际应用中，所述设备作为一个放大器操作，预定被(优选地线性)放大的原始已调信号被输入到该设备，以便生成所期望的输出RF信号。
由虚线箭头表示的关于所期望的输出RF信号的信号、数据或其他信息6被提供给所述发生装置5。如上面所讨论的那样，该虚线箭头6仅指示逻辑关联，而不指示物理连接。
所述发生器1还包括用于提供表示所期望的输出RF信号的包络信号的信号30的装置2。由虚线箭头表示的关于所期望的输出RF信号的信号、数据或其他信息7被提供给该装置2。如上面所讨论的那样，该虚线箭头7仅指示逻辑关联，而不指示物理连接。该信号30通过一个连接被提供给电源电压发生器3，该电源电压发生器3通过利用非线性滤波器33而生成电源电压70。该电源电压70被连接到所述PA 80的电源电压输入端。该非线性滤波器33的操作取决于所述信号30。在本实施例中，该非线性滤波器33以取决于所述信号30的边界操作。使用该非线性滤波器33的效果是在对所述电源电压的处理中引入时间依赖性。
所述PA 80利用所述电源电压70放大所述输入RF信号65，从而给出所期望的输出RF信号81。所述非线性滤波器33的操作确定所述发生器1的特性。该非线性滤波器33可以例如包括所述电源电压的上限和/或下限。它还可以包络不同的带宽限制装置。
所述电源电压70通常还被表示为漏极偏置。因此图2A的所述发生器是动态漏极偏置发生器的一个例子。
图2B示出了根据本发明的放大器1的形式的一个实施例。输入端10接收原始已调信号11。在该实施例中，用于提供表示包络信号的信号30的所述装置2包括包络检测器22和用于该原始已调信号11的连接。从而检测到该原始已调信号11的包络30，其是所期望的输出RF信号的包络的良好表示。该包络30被提供给所述电源电压发生器3，其包络非线性滤波器33，该非线性滤波器33被连接来接收表示所述包络信号的信号30。该非线性滤波器33在本实施例中使用一个依赖于包络的边界来产生经过修改的包络信号37，以作为该非线性滤波器33的输出信号。该经过修改的包络信号37优选地是带宽受限的。在该实施例中，该信号37在包络放大器40中被放大，该包络放大器40现在可以以窄的带宽操作，从而给出电源电压70。该电源电压被提供给所述功率放大器80。
输入IF信号65的所述发生装置5在该实施例中包括动态调制器55、延迟装置85以及到所述原始已调信号11的连接。由于所述电源电压70不总是代表该原始已调信号11的精确包络，因此该原始已调信号11的纯粹幅度恒定的经过相位调制的载波信号可能无法给出所期望的输出RF信号。一般来说，必须对与该原始已调信号11相对应的经过相位调制的载波信号的幅度进行修改。所述修改是作为动态调节进行的，以便补偿由所述非线性滤波器33引入的非线性，并且得到修改后的经过相位调制的载波信号以作为输入RF信号65。所述动态调制器55必须知道关于所述电源电压发生器3输出的结果。一种解决方案是该动态调制器55具有用于估计所述非线性滤波器33中的过程的装置。然而，在本实施例中，所述电源电压70(或者其任何表示)被连接71到该动态调制器55，以便提供关于该非线性滤波器33的(间接)结果的更新后的信息。在该实施例中，所述动态调制器55从而还自动补偿由所述包络放大器40引入的非线性。该动态调制器55可以直接从所述原始已调信号11提供所述修改后的经过相位调制的载波信号65，或者可以首先创建一个真实恒定幅度的经过相位调制的载波信号并且随后对其进行动态调节。
由于与导致所述Vdd信号的输入信号相比所述非线性/滤波器处理通常会延迟该Vdd信号，因此对于到所述RF放大器80的信号可能需要补偿延迟，从而使得到所述(各)功率晶体管的所述Vdd电压70和RF输入电压65是同步的。因此，在本实施例中，在所述输入端10与所述动态调制器55之间放置一个延迟单元85。在替换的实施例中，各延迟单元可以被结合在其他地方，以便使得所述放大器1的两个分支同步。
放大器80利用所述放大后的电源电压70来放大所述修改后的经过相位调制的载波信号65，并且从而在输出端90处产生一个输出RF信号81，其是所述原始已调信号11的放大后的版本。
在图2C中示出了根据本发明的放大器1的另一个实施例。在该实施例中，在所述非线性滤波器33的输出和所述动态调制器55之间存在一个连接72，其用于向该动态调制器55提供关于所述滤波的结果的信息，即对于所述经过修改的包络信号37的表示。在该实施例中，所述动态调制器55还包括对所述包络放大器40的放大特性进行补偿的功能。对该包络放大器40的特性进行仿真的需要增大了该动态调制器55的复杂性。然而在该动态调制器55的一个数字实现方式中，所述信号70不必被数字化，从而节省了用于A/D转换器的成本。
在替换实施例中，所述动态调制器55可以利用关于所述PA 80的反馈机构进行操作。对于所述包络放大器40的非线性的补偿还可以作为对所述经过修改的包络信号37的预失真或者作为在该包络放大器40周围的反馈而被引入。
如果假设Vopt是对于特定输出81幅度给出最高效率的所述RF PA80的瞬时电源电压，则在简单模型中并且有时在实践中把Vopt取为与所述原始已调信号Vin 11的包络E(t)30成比例，因此也与所期望的输出RF信号81的包络E(t)成比例。然而，从广义的观点看，Vopt可以是该原始已调信号11或所期望的输出RF信号81的包络的函数。
至少就初步近似而言，效率随着减小Vdd70而提高。然而，如果考虑到对于由低Vdd造成的饱和的PA晶体管的低增益进行补偿所需要的大输入信号65，可以发现，对于每个输出电平被加到所述绝对最小值上的某一额外电压给出了最佳的总效率Vopt。因此，所述“软的”、实际的下限通常处在由过低的输出信号质量限定的“硬的”下限与Vopt之间的某处。在所述处理中使用的下限被称作Vmin。
在所述处理中还可以使用最大极限Vmax
如前所述，问题在于所述Vopt通常具有比Vin 11大得多的带宽，并且如果它被线性滤波，则它显示出下冲，所述下冲降低输出质量并且降低效率。为了能够使用便宜且高效的包络放大器，因此本发明在理想情况下应当形成一个在有限带宽的条件下优化所述RF PA 80的效率的Vdd信号70。此外，一个附加条件是最终的RF输出的质量要足够高，即PA1满足线性规范。
所述输出信号81同时取决于所述Vdd信号70和所述RF PA的输入信号65。
减小最终放大器80的输入信号65可以补偿由于Vdd 70过冲而提高的增益。诸如反馈和预失真之类的线性化方法可以实现这一补偿。在这种情况下，预失真仅仅比具有恒定电源电压的放大器难一些。其效果是可预测的，因为所述滤波器和输入包络信号都是已知的，并且可以通过把输出与已知的输入进行比较来测量所述功率放大器特性80。因此可以补偿所述功率放大器特性80。
所有的输入线性化方法都面临基本的难题，即只有当Vdd 70处在有限区间内时才能获得所要求的Vout 81。在该区间的下限以下，所述驱动器放大器或者反馈设备无法提供足够大的输入信号以提供正确的输出。所述上限可以由诸如所述RFPA 80的各晶体管中的电压击穿之类的物理限制来确定。这两个极限都取决于所述包络信号幅度，并且因此是所述包络30的函数。
一种实现接近最佳的Vdd信号70(其避免具有低效率和低输出质量的区域)的方法是使用多级或多个阶段的级联。在每一级中取得所述最小包络信号Vmin与来自前一级的带限包络信号之间的差，将该差信号的各正部分通过一个对其带宽进行限制的滤波器，并且将其加到来自前一级的该带限包络信号上。这样，利用一般来说越来越小的贡献逐级地建立所述带限包络信号。
图3示出了用在根据本发明的设备中的非线性滤波器33的一个特定实施例。该非线性滤波器33基于上面描述的多级方法。所述包络信号30被连接到处理单元41，该处理单元41生成一个参考信号52。该参考信号52是在没有带宽问题的情况下的理想信号，即Vmin。在一个EER类放大器中，如上面所描述的那样，该参考信号典型地等于或者接近于所述包络的线性函数。然而，在一般情况下，该参考信号52可以是所述包络信号30的任何函数F1。
所述包络信号30还被提供给另一个处理单元42，该处理单元42生成一个种子信号43以用于获得所述经过修改的包络信号37的过程。该处理单元42在本实施例中给出一个作为所述包络信号30的函数F2的种子信号。在一种极限情况下，该函数甚至可以被设置为零。为了把所述带宽限制在所允许的范围内，所述种子信号被连接到低通滤波器44，从而给出一个具有适当带宽的种子信号，以作为所述非线性滤波器装置33的实际第一级的输入。
由于所述滤波器44中的处理(并且可能还有所述处理单元41、42中的处理)与某些时间延迟相关联，因此所述参考信号52在延迟单元45中以相应的方式被延迟，以便在第一级的输入端处使该参考信号与所述种子信号同步。
图3的非线性滤波器装置33还包括多个非线性信号处理级34。在该实施例中，各级基本上是完全相同的，除了在下面进一步描述的可选的重插入因数(reinsertion factor)之外。所述参考信号52和种子信号51被提供给装置57，以用于提供一个插入信号56。一个减法器53被连接到该参考信号52和该种子信号51，从而提供其间的差。该减法器53例如可以在图3中被实现为负种子信号51的加法器。随后在整流器54中对所述差进行整流，从而提取所述差信号的各正部分，以便产生所述插入信号56。该插入信号56表示将给出完全没有下冲的输出信号的对于所述种子信号的理想的加法。然而，该原始插入信号56不符合带宽约束。因此，该插入信号56被连接到滤波器62，从而把带宽减小到所允许的范围内。该滤波器62典型地是一个低通滤波器。在不同级中的滤波器典型地是类似的，但是不必精确地完全相同。随后把所述经过带宽减小的插入信号与级34的输入信号51相组合，并且被延迟装置63延迟，以便补偿在所述减法器53、整流器54和/或滤波器62中的任何延迟。在该实施例中，利用某一重插入因数把该经过带宽减小的插入信号加到所述级输入信号51上，这将在下面更详细地讨论。来自该第一级的输出信号作为输入信号51被连接到所述各级的级联当中的下一级，正如图3中的各点所表示的那样。此外，所述参考信号52也被连接到下一级，其被延迟装置61延迟，以便与所述输入信号51同相。
在所述整流器和滤波器具有单位增益的情况下，所述重插入因数k1到kn可以被设置为1。然而，在用于改进迭代的非线性/滤波器算法的一般方法中，可以允许所述重插入因数对于每一级增大，其中第一个重插入因数优选地被设置为1。利用适当选择的重插入因数，这可以导致对于给定的质量或效率水平所需要的级数大大减少。一般来说，更多的级给出更好的质量，这是因为所述带限包络信号于是更好地保持在具有低效率和低输出质量的区域之外并且从而需要更少的安全余量。
在一些情况下，Vmin本身可以被用作所述种子信号，即函数F1与F2是完全相同的。当所述最佳Vdd信号(没有带宽限制)Vopt与可接受性能的下限Vmin之间只有小的差时，这常常是足够好的近似。如果Vopt与Vmin之间的距离大，则Vopt可以被用作准最佳种子信号。
最大极限Vmax可以被用来保持远离击穿，或者被用来施加效率约束。它被使用的方式与Vmin相同，并且可以以类似的方式被处理(通过提取过冲而不是下冲，并且减去所述插入信号)。
在实践中可能需要优化以便找到种子信号与极限之间的关系。在各种情况下，可以使用软极限(使用具有有限过渡区域的软“整流器”)、不同级中的不同极限(例如改变Vmin)以及其他修改来获得良好的性能。在实践中，并不是每一级都需要滤波器。特别地，如果来自最后一级的频谱发射足够低，则该级可以省略滤波器。
容易对不同的应用来调节根据图3中示出的该实施例的系统。如前面所提到的那样，在所述动态补偿器块55中对由于所述Vdd信号造成的增益变化进行补偿，该动态补偿器块55利用附加的Vdd信号知识对所述RF放大器的输入信号进行修改或预失真。作为电源电压的函数的所述RF PA特性被存储，优选地是以可以根据对输出信号的测量来对其进行更新的某种方式。如果使用了某些类型的线性化(比如反馈)，则可以省去所述动态调制器55。
补偿所述包络放大器40的特性的一种替换解决方案是通过进一步修改被提供给该包络放大器40的所述经过修改的包络信号37，比如通过逆滤波或者预失真。
在一个实施例中，所述非线性滤波器装置33可以涉及对所述包络放大器40中的转换速率限制(即每时间单位的电压上升或下降的限制)的补偿。这一补偿可以利用所述包络信号在一个非线性滤波器中实现。在一个时间区间内分析该包络信号，该时间区间是从将要产生所述输出信号的时间点到某一未来时间。与在其他滤波器中一样，通过延迟来设置因果关系。如果在该区间期间的任何时刻下的所述包络差超出时间偏移量乘以最大电压改变速率，则该信号必须被补偿。在图7中示出了一个示意图，其中输入包络信号由曲线110表示。虚线112表示可实现的最快电压增大，以及虚线114表示可实现的最快电压下降。在t1时刻，发现在t1时刻与该包络曲线的点116之间的包络信号显示出的电压增大超出最大上升。为了达到该点116，必须替换地沿着112这条线增大所述电压。类似地，在t2时刻看到该包络曲线下落得太快，并且经过修改的包络信号必须替换地遵循114这条线。因此，所述经过修改的信号总是大于或等于所述输入包络信号。
本领域技术人员认识到，对于所述滤波器存在几种不同的修改，例如其中以不同的方式设计所述信号修改的定时。
可以以多种不同方式实现本发明。在下文给出几个非限制性的例子。所述输入信号可以处在最终的RF下。所述输入信号也可以处在中频下，或者它可以处在复基带频率下。对于模拟输入，所述整流器可以是二极管或晶体管电路，所述滤波器和延迟可以由电容器和电感器制成或者通过压力耦合的表面波处理制成。所述输入也可以是数字的，或者通过模拟-数字转换器从模拟输入被数字化。随后数字地执行信号处理，并且由数字-模拟转换器提供模拟输出。
本领域技术人员将知道，所有实现方式都需要未在所述简化附图中示出的附加的标准模拟、数字和/或无线电组件。
对于以下条件进行了仿真：带宽等于在-30dB电平(与除了DC分量之外的所述信号的最大频谱电平相比)处测量的输入RF信号的带宽，以及该输入信号中的10dB峰值-平均值、瑞利类幅度统计量。在图4中示出了根据图3的晚期输出的电源电压信号与原始已调信号幅度的关系。这里可以看出，大部分采样将出现在最佳电源电压上或者非常接近最佳电源电压，从而给出了高效率。
在该仿真中，根据本发明的原理达到了超过95％的理论效率。这可以与[2]中的方法进行比较，该方法在其参数b被设置为0.4时具有低于75％的效率。通过比较图1E与图5，容易理解出现这一差异的原因。注意，使用相同的尺度绘出了各轴。直方图示出了与理想曲线(即原始幅度)相比的过冲。图5的本发明的大部分包络信号处在非常低的过冲下。尾部朝向更高的电平快速地变为零。然而，图1E的现有技术方法[2]的大部分包络信号处在高得多的过冲电平下。损耗与过冲和输出信号包络的乘积成比例。
因此，本发明的性能好于现有技术的解决方案。对于相同的带宽，效率和输出信号质量要高得多。类似地，对于相同的效率和质量，带宽要低得多。所涉及到的信号处理是简单明了的。
动态栅极偏置系统是本发明的思想的其他应用。图6示出了动态栅极偏置系统95的一个实施例。提供给该系统95的输入信号预定被放大并且被提供为射频输出信号。该输入信号被连接到输入检测器94，该输入检测器94被设置成确定该输入信号的瞬时(包络)大小量度。该输入检测器94的输出被连接到偏置信号发生器92，该偏置信号发生器92生成偏置信号93，以便用于提供实际的放大操作。该偏置信号发生器92因此可以提供一个取决于所述输入信号的偏置信号。该偏置信号发生器典型地还包络偏置放大器。一个取决于所述输入信号的信号被提供为驱动信号。在匹配单元96中对所述驱动信号和所述偏置信号进行匹配，并且将其提供给放大器98(例如功率晶体管)，从而根据所选择的驱动信号和偏置信号来执行实际的放大。预失真单元90被连接到所述输入信号和所述输入检测器的输出，以允许对该输入信号进行适当的预失真，以便典型地用于提供线性输出信号。如此提供一个输出信号。通过以取决于所述输入信号的大小的适当方式选择所述预失真和所述偏置，可以实现高效的放大。
在低输出电平下，所述栅极偏置在许多情况下应当优选地高于B类偏置，因为这样会提高增益，从而降低所需要的驱动信号幅度。随着输出电平提高，该效应变得相对较不重要，并且在某一点处跨越所述B类偏置点。在高于该点的区域内，优选地使用越来越深的C类偏置。在该C类偏置的区域内的某一点处，所述驱动器幅度将不能够保持所期望的输出电平，因此所述偏置必须再次随着输出幅度而增大。这在一个宽输出电平区域内的所允许的栅极偏置信号上构成了硬边界(直到恰好低于最大输出)，其中所述偏置优选地应当上升得更快，以便允许更多的输出功率。所述硬边界如果直接与低电平下的最佳曲线一起使用以便产生所述偏置信号，则将导致该偏置信号中的尖锐拐角。该拐角是扩展该偏置信号的频谱的高阶非线性。通过使用对于低(以及最高)电平下的所述偏置信号具有最佳特性的种子信号，以及在根据本发明的非线性滤波器中使用所述硬边界，可以获得一种对于所涉及的限制具有准最佳的性能并且保持在所设置的带宽限制内的系统。
这样，通过非线性滤波生成一个动态栅极偏置信号95。所述非线性滤波至少取决于所述包络信号。其与上面进一步描述的所述动态漏极偏置实施例存在明显的类似。
图8示出了根据本发明的方法的一个实施例的主要步骤。所述过程开始于步骤200。在步骤202中，提供一个表示所期望的RF输出信号的包络信号的信号。在步骤206中，使用非线性滤波来生成一个电源电压。所述非线性滤波取决于表示所述包络信号的该信号。在步骤204中，提供一个将被放大的输入RF信号。在步骤210中，利用在步骤206中提供的该电源电压来放大该输入RF信号。所述过程结束于步骤299。
在上面的实施例的当前描述中，通过场效应晶体管FET来例示所述放大器件，其中各端子被表示为漏极、栅极和源极。本发明还可以应用于许多其他类型的器件，比如双极结型晶体管(BJT)和电子管(管)，在双极结型晶体管中各端子被表示为集电极、基极和发射极，在电子管中各端子被表示为板极、栅极和阴极。
上面描述的实施例应当被理解为本发明的几个说明性的例子。本领域技术人员将会理解，在不背离本发明的范围的情况下可以对所述各实施例做出各种修改、组合和改变。特别地，在技术上可能的情况下，可以在其他配置中组合不同实施例中的不同的部分解决方案。然而，本发明的范围由所附权利要求书来限定。
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Claims (36)

1、一种用于生成已调输出射频RF信号的方法，包括以下步骤：
提供(202)表示所期望的RF输出信号(81)的包络信号的信号(30)；
通过非线性滤波生成(206)偏置信号(70；93)，所述非线性滤波取决于表示包络信号的该信号(30)；
提供(204)将被放大的输入RF信号(65)；
利用该偏置信号(70；93)把该输入RF信号(65)放大(210)成该输出RF信号(81)。
2、根据权利要求1所述的方法，其中，生成偏置信号(70；93)的所述步骤包括：利用取决于表示包络信号的所述信号(30)的边界进行非线性滤波。
3、根据权利要求1或2所述的方法，其中，所述边界对于表示包络信号的所述信号(30)的每一个瞬时值幅度包括最小允许偏置信号。
4、根据权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中，所述偏置信号是栅极偏置信号(93)。
5、根据权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中，所述偏置信号是电源电压(70)。
6、根据权利要求5所述的方法，其中，生成电源电压(70)的所述步骤包括：使用表示包络信号的所述信号(30)作为用于所述非线性滤波的输入信号。
7、根据权利要求5或6所述的方法，其中，所述非线性滤波是转换速率补偿。
8、根据权利要求5至7中任何一项所述的方法，其中，生成电源电压(70)的所述步骤包括：放大来自所述非线性滤波的输出信号(37)。
9、根据权利要求5至8中任何一项所述的方法，还包括以下步骤：
接收原始已调信号(11)；
所述所期望的输出RF信号(81)是该原始已调信号(11)的放大后的版本。
10、根据权利要求9所述的方法，其中，提供表示包络信号的信号(30)的所述步骤又包括提取所述原始已调信号(11)的包络的步骤。
11、根据权利要求9或10所述的方法，其中，提供将被放大的输入RF信号(65)的所述步骤又包括修改所述原始已调信号(11)的步骤。
12、根据权利要求11所述的方法，其中，修改所述原始已调信号(11)的所述步骤包括动态地调节从该原始已调信号(11)中提取的经过相位调制的载波信号的步骤。
13、根据权利要求12所述的方法，其中，所述动态调节步骤是根据所述电源电压(70)的动态的变化执行的。
14、根据权利要求13和权利要求8所述的方法，其中，所述动态调节步骤是根据来自所述非线性滤波的输出(37)并对来自所述非线性滤波的该输出信号(37)的放大的预期响应执行的。
15、根据权利要求1至14中任何一项所述的方法，其中，所述非线性滤波是在多级(34)的级联中执行的。
16、根据权利要求15所述的方法，其中，在所述多级(34)的级联当中的至少一级(34)中包括：提取最小允许电压与级输入信号(51)之间的差，对该差进行整流以便提取信号中的下冲，对该整流后的差信号(56)进行滤波以及把该滤波后的信号与所述级输入信号(51)组合成级输出信号，其中该级输出信号被提供到后续级以作为级输入信号(51)。
17、根据权利要求16所述的方法，其中，在所述多级(34)的级联的至少两级中执行权利要求16所述的各步骤，并且其中所述组合步骤包括：利用重插入因数(k1-kn)来组合所述滤波后的信号与所述级输入信号(51)，其中用于至少一级的所述重插入因数(k2-kn)大于用于前一级的所述重插入因数(k1-kn-1)。
18、根据权利要求15至17中任何一项所述的方法，还包括生成种子信号以作为第一级的级输入信号的步骤，该种子信号是表示包络信号的所述信号的滤波后的函数。
19、一种用于生成已调输出射频RF信号(81)的设备(1)，包括：
用于提供表示所期望的输出RF信号(81)的包络信号的信号(30)的装置(2)；
偏置信号发生器(3，92)，其又包括非线性滤波器(33)，该非线性滤波器被设置成取决于表示所述包络信号的该信号(30)；
用于提供将被放大的输入RF信号(65)的装置(5)；
RF放大器(80)，其通过RF输入端被连接到用于提供输入RF信号(65)的该装置(5)，并且通过偏置信号输入端被连接到该偏置信号发生器(3，92)，该RF放大器(80)给出该输出RF信号(81)。
20、根据权利要求19所述的设备，其中，所述非线性滤波器(33)被设置成应用取决于表示所述包络信号的所述信号(30)的边界。
21、根据权利要求19或20所述的设备，其中，所述边界对于表示所述包络信号的所述信号(30)的每一个瞬时值幅度包括最小允许偏置信号。
22、根据权利要求19至21中任何一项所述的设备，其中，所述偏置信号发生器是连接到所述RF放大器的栅极的栅极偏置发生器(92)。
23、根据权利要求19至21中任何一项所述的设备，其中，所述偏置信号发生器是连接到所述RF放大器的电源电压输入端的电源电压发生器(3)。
24、根据权利要求23所述的设备，其中，表示所述包络信号的所述信号(30)被连接到所述非线性滤波器(33)的信号输入端。
25、根据权利要求23或24所述的设备，其中，所述非线性滤波器是转换速率补偿器。
26、根据权利要求23至25中任何一项所述的设备，其中，所述电源电压发生器(3)包括放大器(40)，该放大器(40)被连接到所述非线性滤波器(33)的输出端。
27、根据权利要求23至26中任何一项所述的设备，还包括：
用于原始已调信号(11)的接收器(10)；
所述所期望的输出RF信号(81)是该原始已调信号(11)的放大后的版本。
28、根据权利要求27所述的设备，其中，所述用于提供表示包络信号的信号(30)的装置(2)包括包络检测器(22)，该包络检测器(22)被连接到所述接收器(10)。
29、根据权利要求27或28所述的设备，其中，所述用于提供输入RF信号(65)的装置(5)包括信号修改器(55)，该信号修改器(55)被连接到表示所述原始已调信号(11)的信号。
30、根据权利要求29所述的设备，其中，所述信号修改器(55)包括用于动态地调节从所述原始已调信号(11)中提取的经过相位调制的载波信号的装置。
31、根据权利要求30所述的设备，其中，所述用于动态调节的装置被连接到表示所述电源电压(70)的动态的变化的信号(71，72)。
32、根据权利要求31和权利要求26所述的设备，其中，所述用于动态调节的装置被连接到所述非线性滤波器(33)的输出端，并且被设置成补偿所述电源电压发生器(3)的所述放大器(40)的预期响应。
33、根据权利要求19至32中任何一项所述的设备，其中，所述非线性滤波器(33)包括多级(34)的级联。
34、根据权利要求33所述的设备，其中，在所述多级(34)的级联当中的至少一级中包括
用于提取最小允许电源电压(52)与级输入信号(51)之间的差的装置(53)；
整流器(54)，其被连接到该装置(53)的输出端以用于提取信号中的下冲；
滤波器(62)，其被连接到该整流器(54)的输出端；以及
组合器(64)，其被连接到该滤波器(62)的输出端以及被连接到表示所述级输入信号(51)的信号；
其中，该组合器(64)的输出信号构成级输出信号，如果存在后续级的话，该级输出信号被提供到该后续级以作为级输入信号(51)。
35、根据权利要求34所述的设备，其中，所述多级(34)的级联的至少两级(34)包括权利要求34所述的所述装置，并且其中所述组合器(64)被设置成利用重插入因数(k1-kn)来组合所述滤波后的信号与所述级输入信号(51)，其中用于至少一级的所述重插入因数(k2-kn)大于用于前一级的所述重插入因数(k1-kn-1)。
36、根据权利要求33至35中任何一项所述的设备，其中，所述电源电压发生器(3)还包括种子信号的发生器(42，44)，该种子信号作为第一级的级输入信号，其中该种子信号是表示所述包络信号的所述信号的滤波后的函数。
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