CN1021534C - 过零信号同态处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明属无线电信号及信号处理技术领域。为实现双极性过零信号的同态滤波，需要对上述过零信号的瞬时值取对数。本发明提出一种将双极性过零信号映射转化为相应的单极性信号，然后再进行对数处理的方法，从而避免了对零和负值取对数的困难，提供了精确实现对数转换和减小对数处理动态范围的可能。为降低造价和提高性能创造了条件。从而为语音信号、射频受调信号等过零信号采用同态滤波来抑制相乘型或卷积型噪声(或干扰)的实施，提供了更为切实易行的办法。

Description

本发明涉及过零信号的同态滤波处理方法，属于无线电信号及信号处理技术领域。

同态滤波，即广义线性滤波是本世纪六十年代出现的一种信号处理方法。当两个以上频谱分处在不同频率范围的信号呈线性叠加状态时，通常用线性滤波技术将这些信号分离，滤除不希望出现的干扰信号或噪声信号，净化有用信号，从而抑制干扰，提高通信效率和可靠性。但当这些信号不具线性叠加状态，例如呈相乘或卷积等性质时，通常的线性滤波技术已无能为力，不复有效了。而同态滤波技术就是解决上述非线性结合信号的分离和滤波的有效方法。它将两个以上频谱分处在不同频率范围内的非线性结合的信号，先适当处理转化成呈线性叠加状态的相应的两个以上的信号，再采用通常的线性滤波技术滤除干扰信号或噪声信号，然后将净化后的有用信号经逆转化后回复成不含干扰的原信号。同态滤波处理的对象是相乘型结合或卷积型结合的信号。对卷积型结合的信号可根据卷积定理先将空域的卷积转换成频域的乘积。从而作为相乘型信号处理。对相乘型结合的信号，可通过对数处理使其转化成相加型结合。例如收到的信号U是有用信号A和干扰信号B的乘积，即

U＝A·B

于是，对方程两边取对数使其转化为相加型结合

1nU＝1nA+1nB

然后利用适当的高通或低通滤波器，滤除1nB部分，得：

1nU＝1nA

再对方程两边取指数，即进行反对数处理回复原信号状态：

U＝e^lnu＝e^lnA＝A

由上可见，对非线性结合的原信号进行对数处理和反对数处理，是实现同态滤波技术的不可少的环节。

对原信号进行对数处理的一大难点在于：原信号不能表现为负值或零，因为对负数和零值无法取对数。因此，当原信号U为单极性信号（即U＞0）时，可以很容易地进行对数处理从而实现同态滤波;但当原信号U为双极性过零信号（即U≤0）时，就出现无法进行对数处理从而难以进一步实现同态滤波的难题。T.G.Stockham，Jr.在1968年曾提出所谓“绝对值法”试图解决这一难题，这种方法需先对双极性信号取绝对值后再进行对数处理，以解决负数不能直接取对数的困难。但“绝对值法”仍存在许多不足之处：一、使处理过程复杂化，特别在采用模拟电路处理时，电路随之复杂，而且容易影响信号波形或质量;二、仍无法解决零值不能取对数的难题;如因之避开零值不予处理，则势必导致一定的误差;三、为减少误差不得不考虑信号U＞0而接近于零的微小数值的处理，这意味着对数处理的动态范围要求增大;当采用模拟电路处理时，对数放大器的实现发生困难，当采用数字处理时，又不得不扩大对数查找表的贮存量或降低处理速率以求与之相适应。这些，都限制了同态滤波技术的应用。例如，短波抗衰落接收技术方面，迄今国内外采用分集接收等传统方法，尚未实现以信号处理方法来进行短波抗衰落接收。分集接收需要增加天线设施，占地面积很大;并且不适用于舰船等移动体的通信联系。尚能解决过零信号的同态滤波处理难题，则短波抗衰落同态滤波技术的实现迎刃而解，指日可待。

本发明的目的在于提供一种克服，“绝对值法” 同态滤波技术之不足的“映射转化法”同态滤波处理技术，将过零信号通过一定的映射关系转化成为不过零的单极性信号，能很好地避开零值取对数的难题，处理过程较为简化，对数处理动态范围相对较小，精确度较高，即适用于数字处理，也适用于模拟电路处理;应用这一同态滤波处理方法实现的短波抗衰落接收同态处理方法能避免原有短波抗衰落分集接收方法占地面积多、投资费用高、不适用于舰船等移动通信的弱点。

结合附图1至7说明本发明的实施方案。图1（a）为窄带信号获得e_map（t）的电路示意图，图1（b）为由宽带信号获得e_map（t）的电路示意图;图2（a）为由单音调信号形成e_map（t）的波形示意图，图2（b）为对数处理级输入、输出波形转化机理示意图;图3（a）为某语音信号的波形示意图，（图3（b）为由语音信号形成e_map（t）的波形示意图;图4为图3（b）中e_map（t）经同态处理后得到的语音信号波形图;图5为采用本发明所述同态处理方法的短波抗衰落处理电路示意图;图6为实用抗衰落接收同态处理电路方框图;图7为用于自动增益控制的同态处理电路方框图。

上述各附图的各方框单元分别表示为：方框单元1为包络检波器，方框单元2为低频放大器（×K₁），方框单元3为相加电路;方框单元4为Epp检出电路，方框单元5为直流放大器（×K₂），方框单元6为包络检波及加权，方框单元7为对数放大器，方框单元8为高通滤波器，方框单元9是指数（反对数）放大器，方框单元10为低通滤波器，方框单元11为锁相振荡器，方框单元12为幅度及相位调节电路，方框单元13为峰值检波器。

对于待处理的双极性过零信号先将其映射转化为恒大于零的单极性信号后再进行对数处理，既在待处理的双极性过零信号上叠加适当的低频或直流分量作为偏置以使其转化为不过零的单极性信号，然后进行对数处理，再采用线性滤波方法滤除干扰信号后将滤净的信号经反对数处理回复为原信号;参见图1（a），对于窄带双极性过零信号e（t），先检出其包含有直流分量的包络信号E_A（t），并乘以放大系数K加权后作为偏值叠加到e（t）上使其转化为单极性不过零信号e_map（t），K₁＞1，再进行对数处理、线性滤波和反对数处理，实现同态滤波;对于宽带（或称基带）双极性过零信号e（t），先检出波形和幅度值基本相似的各区段内各自的平均最大幅值Epp，再乘以放大系数K₂加板后作为偏置分别叠加到各区段波形上使它们都转化为单极性不过零信号e_map（t），Epp值不同的两区段之间的过渡区域的Epp值作平滑处理，K₂≥1，再进行对数处理、线性滤波和反对数处理，实现同态滤波。

窄带双极性过零信号是指带宽远小于中心频率的信号，高频已调波信号是一种典型的窄带双极性过零信号。窄带双极性过零信号在一般情况下可表示为一个既调幅又调相的信号：

e（t）＝E_A（t）cos[W₀t+E_φ（t）] （1）

式中W₀表示载频（中心频率），E_A（t）和Eφ（t）分别表示其幅度和相位变化之规律，它们分别与低频调制信号E（t）保持某种函数关系：

E_A（t）＝f_A｛E_Ω（t）｝

E_φ（t）＝f_φ｛E_Ω（t）｝

窄带双极性过零信号采取前述映射转化方法处理成单极性不过零信号e_map（t），具体过程如图1（a）所示，首先由方框①检出包含直流分量的包络信号e_A（t），并经方框②乘以大于1的放大系数K1，再通过方框③叠加到原信号e（t），得到所需的e_map（t），即：

e_map（t）＝E（t）＝K₁E_A（t） （2）

e_map（t）＝E_A（t）{cos[W₀t+E_φ（t）]+K₁｝ （3）

按照同态滤波的理论，要将式（1）所示的低频包络E_A（t）与高频载波通过相乘结合组成的信号e（t）中的高、低频两部分加以分离，必须先经过对数处理，使两者的结合转化为相加型，然后才可线性滤波。但因e（t）是双极性过零信号，取对数有困难，取e_map（t）来代替它作为处理对象，取对数得：

1ne_map（t）＝1nE_A（t）+1n｛K1+cos[W_Ot+E_φ（t）]｝ （4）

式（4）中1nE_A（t）项属低频分量，1n｛K1+cos[W₀t+E_φ（t）｝项为直流加高频分量，两者是相加型结合，所以不难采用通常的高（低）通滤波器使两者得以分离。如采用低通，则输出得1nE_A（t），再经反对数处理，即得调制包络E_A（t）;如采用高通，则输出得1n｛K₁+cos[W₀t+E_φ（t）]｝，再经反对数处理，即得调制包络EA（t）;如采用高通，则输出得cos[W₀t+E_φ（t）]并附 加一定的直流分量K₁。显然，直流分量K₁的出现，对信号处理效果一般不产生实质性影响，所以采用e_map（t）来代替e（t）进行同态滤波处理，能够正确地获得预期的效果。

图2以图解形式形象地示出，相乘型结合信号通过对数处理转化为相加型结合信号。图2（a）以普通调幅波为例画出其e（t）、K₁E_A（t）及相应的e_map（t）波形，图2（b）形象地说明具有图2（a）所示波形的e_map（t）通过对数处理，使输出信号的高、低频分量成为相加型结合。必须指出的是，图2（a）中以Pu、P_L和Vu、V_L分别表示上下包络峰点与谷点的纵坐标，并以A、B分别表示上下包络任意一对对应点纵坐标，则可写出：

Pu/P_L＝Vu/V_L＝A/B＝K₁+1/K₁-1＝常数

所以经对数处理后输出的高频幅度处处相等，低频分量仅处于与之线性叠架（使高频分量在幅度不变情况下随之起伏）的地位。这样，不难用线性滤波器使它们分离。

宽带（基带）信号，是指信号频谱中的最高分量Ωmax远大于其最低分量Ωmin（例如Emas/Ωmin≥510）的信号，其典型代表如音频信号。此时，上述提取包络以组成转化信号的方法可能不再适用。在这种情况下，可采用下述方法来实现单极性转化（参见图1（b）：音频信号e（t）经方框④（其实质上是一个峰值检波器，配以适当的直流放大和低通滤波）检出波形和幅度基本相似之每一区段各自的平均最大幅值Epp，由方框⑤加以放大乘以系数K后（K₂≥1）作为直流偏置经方框③叠加在该区段波形上，组成该区段之e_map（t;在Epp值彼此不同的两区段之间的过渡区，Epp值可取平滑过渡方式。例如，图3（a）所示语音信号波形e（t），标示了各区段的Epp值，图3（b）中画出了相应的以极低频变化的Epp（t）波形及其合成的转化波形e_map（t），即

e_map（t）＝e（t）+K₂Epp（t）

在图3（b）中，假设K₂＝1

显然，图3（b）中e_map（t）经对数处理后，具有图2（b）相似特征，即不同区段之信号幅度趋向拉平，同时又叠加了一个起伏变化的极低频信号。如利用高通来滤除该极低频分量，再将所得输出经反对数处理恢复为语音信号，即实现了同态滤波，压缩了语音信号的动态范围。

本发明可应用于短波抗衰落接收同态滤波处理，短波抗衰落接收同态处理方法参见图5及图6，将短波信号e（t）按式（2），由方框⑥及③实现极性转化后经方框⑦、⑧、⑨进行同态滤波去除相乘型衰落干扰，再经方框⑩取出包络信号，如图5所示。图中所配高通波波器截止频率fco＜Ωmin/2π而又在3～5赫数量级，即足以滤除衰落效应造成的信号幅度的起伏变化了。据式（2），在实施上述处理时，需在原信号e（t）上叠加经放大K₁倍的包络信号E（t）。显然，此处E_A（t）应是不失真或基本不失真的。考虑到电波传播中的衰落现象可具有选择性，而一旦出现载频选择性衰落时，由于载频分量比上、下边带衰落更为严重，整个已调信号可出现过调幅，形成严重的非线性失真。此时，按式（2）求得的转化信号e_map（t）也将含有严重失真，同态滤波的效果也因此受到影响。为防止此种情况出现，在实现式（2）之映射转化前，对e（t）先进行防止过调幅的预处理，即采用锁相振荡器W₀再生载波（或中频信号），重新注入被处理的已调波e（t）信号。具体做法见图6所示。该图表示了短波抗衰落接收用的同态处理方框图，它以短波机中变频输出465千赫中频已调波为输入e（t），其中虚线框出的部分即上述预处理电路，即采用锁相方法再生一个与465千赫同频同相的等幅正弦信号，重新注入被处理的中频已调波e（t）。这样，即使原e（t）中出现过调幅时，也不会再出现过调失真。图6中方框⑧a提供一个等幅中频信号，供方框作锁相基准，其输出经方框调至合适的幅度与相位后，在方框③与e（t）混合。方框⑥、③、⑦、⑧b、⑨、⑩的作用与图5相同。

本发明也可应用于自动增益控制。图7所示为其方框图。无论对高频或中频信号的自动增益控制均可用图7所示方法来实现，输入之高频（或中频）信号e（t）经方框（13）检出与其平均电平成比例的峰值电平，经方框⑤放大至适当值，作为直流偏置经方框③叠加于原输入e（t）以完成映射，再经方框⑦、⑧、⑨实现同态处理。这种方法可以使不同输入电平之信号达到完全相同的输出电平，这是它不同于通常的闭环有差控制的AGC电路的 地方。

本发明与已有的“绝对值法”同态滤渡技术相比具有如下的优点：

1、解决了“绝对值法”无法解决的零点取对数的问题，免除了“绝对值法”在这一点上引起的误差。2、免除了取绝对值的麻烦，特别适宜于用模拟电路来实现信号的实时处理。若用“绝对值法”，电路复杂，且负半周倒相过程往往难免引起额外误差。3、有利于缩小对数处理的动态范围，采用模拟电路时，可降低对对数放大器的技术要求;采用数字处理可缩减对数查找表的存贮量。从而有助于降低造价，缩小设备的体积。4、本发明既适用于数字处理，也同样便于用模拟电路来实现。对数字处理尚难满足实时处理要求而不得不借助模拟电路的场合，其优越性尤为突出。5、本发明涉及的短波抗衰落接收同态处理方法较诸原有分集接收法的优点是大量节约天线设施和场地，降低投资，尤适用于不具备采用分集接收条件的场合（例如舰船及其它移动通信场合）改善短波通讯质量。

Claims (1)

1、一种将两个以上频谱分处于不同频率范围内的相乘型结合的双极性过零信号，先经对数处理成线性叠加的相加型信号，再通过线性滤波技术滤除不需要的干扰信号，然后将滤净的信号经反对数处理后回复为原信号的同态滤波方法，其特征在于对于窄带双性过零信号e(t)，先检出其包含有直流分量的包络信号E_A(t)并乘以放大系数K₁作为偏置叠加到e(t)上使其转化成为单极性信号e_map(t)，K₁＞1，再进行对数处理，线性滤波和反对数处理，实现同态滤波；对于宽带双极性过零信号e(t)，先检出波形和幅度值基本相似的各区段内各自的平均最大幅值E_pp，再乘以放大系数K₂后作为偏置分别叠加到各区段波形上使它们都转化为单极性信号e_map(t)，Epp值不同的两区段之间的过渡区域的Epp值作平滑处理，K₂≥1，再进行对数处理、线性滤波和反对数处理，实现同态滤波。

Images